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Elektronisches Schaltnetzteil
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Beschreibung Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Schaltnetzteil
zur Stromversorgung insbesondere eines Akkumulators aus einer Wechsel- oder Gleichspannungsquelle
veränderlicher Spannungshöhe mit einem primär getakteten Sperrwandler, bei dem die
Primärwicklung eines Ubertragers in Reihe zur Schaltstrecke eines ersten Transistors
und eines ersten Widerstandes und die Sekundärwicklung des Obertragers in Reihe
zum Akkumulator und einer ersten Diode geschaltet ist, die Basis des ersten Transistors
sowohl über die Reihenschaltung eines Rückkopplungs -Kondensators und eines Rückkopplungswiderstandes
mit einem Wicklungsende der Sekundärwicklung des Ubertragers und über einen Widerstand
mit dem einen Schaltstreckenanschluß des ersten Transistors, die Basis eines zweiten
Transistors mit dem ersten Widerstand und der eine Schaltstreckenanschluß des zweiten
Transistors mit Masse- oder Bezugspotential verbunden ist.
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Elektronische Schaltnetzteile dienen zur Konstantspannungs- und/oder
Konstantstromversorgung elektrischer oder elektronischer Geräte und sind in vielen
Fällen als primär oder sekundär getaktete Sperr- oder Durchflußwandler oder Gegentaktwandler
aufgebaut. Sie weisen in der Regel eine Gleichrichterschaltung mit nachgeschalteter
Sieb- und Glättungsanordnung auf, an die ein Ubertrager oder eine Drossel angeschlossen
ist. In Reihe zur Primärwicklung des Ubertragers oder in Reihe zur Drossel ist ein
elek-
tronischer Schalter vorgesehen, der in Abhängigkeit von einer
oder mehreren Regelgrößen ein- und ausgeschaltet wird, wobei die in dem Ubertrager
bzw.
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in der Drossel gespeicherte Energie in Abhängigkeit davon, ob ein
Sperr- oder Durchlaßwandler bzw. Gegentaktwandler vorliegt, in der Sperr- oder Durchlaßphase
bzw. sowohl in der Sperr- als auch in der Durchlaßphase über eine entsprechend gepolte
Diode an einen elektrischen Verbraucher abgegeben wird. Um bei der Verwendung eines
Ubertragers die Baugröße des Ubertragers gering zu halten, wird der elektronische
Schalter mit einer Frequenz von ca. 20 KHz betrieben.
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Zum netzunabhängigen Betrieb eines elektrischen Gerätes wie beispielsweise
elektrische Trockenrasierapparate, Elektronenblitzgeräte, Rundfunk- bzw. Fernsehgeräte
oder dergl. weisen die elektrischen Geräte einen Akkumulator auf, bei dem zur Ladung
des Akkumulators mit konstantem Strom eine Regelschaltung vorgesehen werden muß,
die auch bei unterschiedlichen Eingangsspannungen im Bereich von beispielsweise
90 bis 240 Volt einen konstanten Ausgangsstrom zur Ladung des Akkumulators gewährleistet.
Als Eingangsspannungen sind dabei sowohl Wechsel- als auch Gleichspannungen im Bereich
von 90 bis 240 Volt und im Falle von Wechselspannungen mit Frequenzen zwischen 50
Hz und 60 Hz geeignet.
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Aus der europäischen Patentanmeldung-Al-80 10 74 74.1 ist eine Schaltungsanordnung
zur geregelten Speisung eines Verbrauchers bekannt, die an verschiedenen Gleich-
oder Wechselspannungen sowie an verschiedenen
Wechselstromfrequenzen
ohne Umschaltung betrieben werden kann. Diese bekannte Schaltungsanordnung weist
einen Sperrwandler auf, der mittels zweier steuerbarer Halbleiterschalter abhängig
von dem durch die Primärwicklung eines Ubertragers fließenden Strom und abhängig
von der zugeführten Eingangsspannung so gesteuert wird, daß der abgegebene Ladestrom
konstant ist. Als Verbraucher ist die Parallelschaltung eines Akkumulators mit einem
Gleichstrommotor vorgesehen, so daß die Schaltungsanordnung beim Netzbetrieb entweder
die volle Motorleistung oder bei ausgeschaltetem Motor einen Nachladestrom für den
Akkumulator liefert.
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Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung ist in Reihe zur Primärwicklung
des Ubertragers die Schaltstrecke eines ersten Transistors und ein in Reihe geschalteter
Emitterwiderstand und ein die Basis-Kollektor-Strecke des Schalttransistors überbrückender
Widerstand vorgesehen. Parallel zur Reihenschaltung der Basis-Emitter-Strecke des
ersten Transistors und des Emitterwiderstandes ist die Schaltstrecke eines zweiten
Transistors geschaltet, dessen Basis über einen Widerstand und dessen Kollektor
über einen Rückkopplungswiderstand und einen Kondensator mit einem Wicklungsende
der Sekundärwicklung des Ubertragers verbunden sind.
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Wird bei dieser bekannten Schaltungsanordnung eine Gleichspannung
an die Reihenschaltung aus der Primärwicklung des Ubertragers, den ersten Transistor
und den Emitterwiderstand angelegt, so fließt zwischen dem Kollektor und der Basis
des Transistors ein Basisstrom über den die Kollektor-Basis-Strecke des
Transistors
überbrückenden Widerstand. Dieser Basisstrom bewirkt einen kleinen Kollektorstrom,
der durch die Primärwicklung des Ubertragers fließt und in der Sekundärwicklung
eine positive Spannung induziert, die über den Rückkopplungswiderstand und den in
Reihe geschalteten Kondensator an die Basis des Transistors geführt wird und einen
gröBeren Basisstrom hervorruft. Mit dem Einschalten des Schalttransistors steigt
der durch die Primärwicklung des Ubertragers fließenden Strom linear an bis über
dem Emitterwiderstand eine dem Emitterstrom proportionale Spannung abfällt, die
von einer bestimmten Höhe an im zweiten Transistor einen Basisstrom fließen läßt,
wodurch der zweite Transistor eingeschaltet und damit das Potential an der Basis
des ersten Transistors auf Bezugspotential gezogen wird und damit der erste Transistor
abschaltet. Während der Sperrphase des ersten Transistors fließt die im Kern des
Ubertragers gespeicherte magnetische Energie über die Sekundärwicklung ab, wobei
über die leitende Diode der Akkumulator einen linear abfallenden Ladestrom erhält.
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Ein Nachteil dieser bekannten Schaltungsanordnung besteht darin, daß
sich die Einschaltschwelle der Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors bzw.
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Schalttransistors nur in einem geringen Bereich von 200 bis 500 Millivolt
Schaltvorgang ändert.
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Geringe Änderungen der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Schalttransistors
bewirken aber eine Verlagerung des Einschalt-Zeitpunktes des Schalttransistors.
Aufgrund der geringen Einschaltschwelle ist das bekannte Schaltnetzteil äußerst
empfindlich gegenüber Störeinflüssen wie Impulsspitzen, , Bauelemente-Streuungen
u. dergl. So führen Impulsspitzen im Ubertrager bei geringen Eingangsspannungen
von 80 bis 90 Volt bereits zu einem vorzeitiaen Einschalten des in Reihe zur Primärwicklung
des Ubertragers geschalteten Schalttransistors und damit zu einer Erhöhung der Schaltfrequenz,
was wiederum einer Erhöhung des Ladestroms für den Akkumulator mit sich bringt.
Da jedoch ein zu hoher Ladestrom von beispielsweise mehr als 50 Milliampere bereits
zur Zerstörung eines MC-Akkumulators führt, ist damit eine Gefährdung des Akkumulators
und damit der Schaltungsanordnung selbst gegeben. Darüber hinaus bewirkt ein vorzeitiaes
Einschalten des Schalttransistors eine Erhöhung des Spitzenstroms am Emitter des
Schalttransistors und damit eine Gefährdung des Schalttransistors selbst.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindunq ist es, ein elektronisches Schaltnetzteil
zur Stromversorgung insbesondere eines Akkumulators aus einer Wechsel-oder Gleichspannungsquelle
veränderlicher Spannungshöhe zu schaffen, das gegenüber Streueinflüssen wie Bauelemente-Streuungen
, Impulsspitzen u.dgl. weitestgehend umempfindlich ist und einen in weiten Grenzen
der Eingangsspannung konstanten Sekundärstrom ge-
währleistet und
mit einem Minimum an Bauelementen auskommt.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Basis des
ersten Transistors über eine zweite Diode mit dem anderen Schaltstreckenanschluß
des zweiten Transistors verbunden ist.
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Die erfindungsgemäß Lösung ist weitgehend unabhängig gegenüber Streueinflüssen
und stellt einen konstanten Sekundärstrom zur Aufladung eines Akkumulators sicher
und gewährleistet eine konstante Ladefrequenz und tbschaltung des Schalttransistors
bei konstantem Spitzenwert der Ermitterspannung.
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Dies wird dadurch erzielt, daß der Spannungsunterschied zwischen Ein-
und Ausschalten des Schalttransistors ein Vielfaches gegenüber der bekannten Schaltungsanordnung
beträgt, so daß die Auswirkungen einer Änderung der Basis-Emitter-Spannung des Schalttransistors
zum Beispiel infolge Erwärmung des Schalttransistors oder infolge von Impulsspitzen
im Wandler nur ein Bruchteil der Abweichungen im Sekundärstrom gegenüber der bekannten
Anordnung beträgt.
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Eine vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Lösung ist dadurch
gekennzeichnet, daß parallel zur zweiten Diode ein Schalter vorgesehen ist, der
mit einem Schalter gekoppelt ist, der einen parallel zum Akkumulator geschalteten
Gleichstrommotor ein-und ausschaltet.
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Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Lösung
ist dadurch gekennzeichnet, daß der parallel zur Basis-Kollektor-Strecke des ersten
Transistors geschaltete erste Widerstand aus zwei Teilwiderständen besteht, an deren
Verbindung einerseits und an Masse- oder Bezugspotential andererseits eine Zenerdiode
mit anodenseitigem Anschluß an Masse- oder Bezugspotential angeschlossen ist.
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Durch diese Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Lösung wird erzielt,
daß bei einem Wechsel der Polarität des Rückkopplungs-Kondensators im Zusammenhang
mit dem Ein- und Ausschaltzustand des Schalttransistors ein Entladen des Rückkopplungs-Kondensators
erfolgen kann, und daß die Aufladung des Rückkopplungs-Kondensators von einem konstanten
Potential aus erfolgt, so daß die Wirkung der erfindungsgemäßen Lösung,einen konstanten
Sekundärstrom über einen großerenSpannungsbereich zu erzielen, unterstützt wird.
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Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispieles
soll der der Erfindung zugrunde liegende Gedanke näher erläutert werden.
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Es zeigen: Fig. 1 ein Schaltbild des erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles,
Fig. 2 den zeitlichen Verlauf der Basis-Emitter-Spannung des Schalttransistors bei
einem bekannten Schaltnetzteil, und
Fig. 3 den zeitlichen Verlauf
der Basis-Emitter-Spannung des Schalttransistors bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil.
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In Fig. 1 ist ein elektronisches Schaltnetzteil dargestellt, das aus
einem primär getakteten Sperrwandler mit einem Ubertrager 5 und einem ersten Transistor
1 sowie einer im Lastkreis vorgesehenen ersten Diode 7 besteht. Der Sperrwandler
wird über eine Gleichrichter-Brückenschaltung 3 und einen Widerstand 26 aus einem
Gleich- oder Wechselspannungsnetz gespeist, dessen Spannung zwischen 90 bis 250
Volt und dessen Frequenz im Falle eines speisenden Wechselspannungsnetzes nahezu
beliebig sein kann. Parallel zu den Eingangs-Spannungsklemmen ist ein zusätzlicher
Kondensator 25 vorgesehen. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung der Gleichrichter-Brückenschaltung
3 wird einer Sieb- und Glättungsanordnung, bestehend aus einer Längsdrossel 20 und
zwei Glättungskondensatoren 21, 22,an den Eingang des Sperrwandlers bzw.
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der Steuer- und Regelelektronik gelegt.
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Parallel zu den Gleichspannungsklemmen der Gleichrichter-Brückenschaltung
3 ist die Reihenschaltung der Primärwicklung 51 des Ubertragers 5 mit der Kollektor-Emitter-Streckedes
ersten Transistors 1 und zweier in Reihe geschalteter Ermitterwiderstände 13, 14
geschaltet. Parallel zur Basis-Kollektor-Strecke des ersten Transistors 1 sind zwei
in Reihe geschaltete Widerstände 61, 62 vorgesehen, an deren Verbindung die Kathode
einer Zenerdiode 12 angeschlossen ist, die anodenseitig mit Masse- oder Bezugspotential
verbunden
ist. Die Basis des ersten Transistors 1 ist über eine anodenseitig mit der Basis
des ersten Transistors 1 verbundene zweite Diode 11 und die Kollektor-Emitter-Strecke
eines zweiten Transistors 2 mit Masse- oder Bezugspotential verbunden.
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Darüber hinaus ist die Basis des ersten Transistors 1 über einen Rückkopplungs-Widerstandl0
und einen Rückkopplungs-Kondensator 9 an ein Wicklungsende der Sekundärwicklung
52 des Ubertragers 5 angeschlossen. Die Basis des zweiten Transistors 2 ist an die
Verbindung der beiden Emitterwiderstände 13, 14 des ersten Transistors 1 angeschlossen.
Der Emitter des ersten Transistors 1 ist darüber hinaus über einen zweiten Kondensator
15 an das andere Wicklungsende der Sekundärwicklung 22 des Ubertragers 5 bzw. an
Masse- oder Bezugspotential angeschlossen.
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Parallel zur Primärwicklung 51 des Ubertragers 5 sind eine dritte
Diode 23 und eine zweite Zenerdiode 24 mit entgegengesetzter Durchlaßrichtung geschaltet.
Sie dienen dazu, die beim Abschalten des ersten Transistors 1 infolge der Streuinduktivitäten
ansteigende Spannung auf die Netzspannung zuzüglich des Spannungsabfalls an der
zweiten Zenerdiode 24 zu begrenzen.
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Parallel zur Reihenschaltung des Rückkopplungs-Kondensators 9 mit
dem Rückkopplungs-Widerstand 10 ist ein dritter Kondensator 18 vorgesehen, der dazu
dient, beim Abschalten des ersten Schalttransistors 1
infolge der
schnellen, steil ansteigenden Kollektorspannung des ersten Schalttransistors 1 auftretenden
sogenannten "Wiedereinschaltpeak" der Basis-Emitter-Spannung des ersten Schalttransistors
entgegenzuwirken, so daß kein verzögertes Abschalten des Schalttransistors sondern
ein steiles, direktes Abschalten erfolgt.
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Parallel zur Sekundärwicklung 52 des Ubertragers 5 ist zusätzlich
die Reihenschaltuna eines Vorwiderstandes 16 mit einer lichtemittierenden Diode
17 vorgesehen, die im Ladebetrieb bzw. bei Betrieb des Verbrauchers 4 aufleuchtet.
Als Verbraucher 4 ist an die Anode der ersten Diode 7 bzw. an Masse- bzw.
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Bezugspotential die Parallelschaltung eines Akkumulators 41 und eines
Gleichstrommotors 42 vorgesehen, wobei parallel zum Gleichstrommotor 42 ein dritter
Kondensator 19 und in Reihe zum Gleichstrommotor 42 ein Schalter 82 vorgesehen ist,
der mit einem parallel zur zweiten Diode 11 geschalteten Schalter 81 mechanisch
gekoppelt ist.
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Nachstehend soll die Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß
Fig. 1 näher erläutert werden.
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Nach der Gleichrichtung mittels der Gleichrichter-Brückenschaltung
3 und Siebung bzw. Glättung mittels der Längsdrossel 20 bzw. der Kondensatoren 21,
22 wird der als Schalttransistor arbeitende erste Transistor 1 über die Reihenschaltung
der beiden Widerstände 61, 62 mit einem geringen Basisstrom angesteuert.Infolge
des einschaltenden ersten Transistors 1 entsteht über die Schaltstrecke des ersten
Tran-
sistors 1 und die Primärwicklung 51 des Ubertragers 5 ein
Mitkopplungseffekt, durch den der erste Transistor 1 zusätzlich angesteuert und
in den leitenden Zustand geschaltet wird. Der Emitterstrom steigt linear an und
erzeugt an den beiden Emitterwiderständen 13, 14 eine proportionale Spannung. Bei
Erreichen eines bestimmten Spitzenstromwertes wird der mit seiner Basis an die Verbindung
der beiden Emitterwiderstände 13, 14 angeschlossenen zweite Transistor 2 angesteuert,
gelangt dadurch in den leitenden Zustand und verbindet über die zweite Diode 11
die Basis des ersten Transistors 1 mit Masse- bzw.
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Bezugpotential und entzieht damit dem ersten Transistor 1 den Basisstrom,
woraufhin der erste Transistor 1 sperrt. Mit Beginn der Sperrphase wechselt die
Polarität der in der Sekundärwicklung 52 des Ubertragers 5 induzierten Spannung
und die im Ubertrager 5 gespeicherte Energie wird damit nach dem Prinzip des Sperrwandlers
über die nunxMr leitende erste Diode 7 an den Verbraucher 4 abgegeben. Dadurch erhält
der beispielsweise aus einem Nickel-Cadmium-Akkumulator bestehende Verbraucher 41
einen linear abfallenden Ladestrom. Ein negativer, abfallender Strom über den Rückkopplungs-Widerstand
10 und den Rückkopplungs-Kondensator 9 hält den ersten Transistor 1 gesperrt, bis
die in dem Ubertrager 5 gespeicherte magnetische Energie abgeflossen ist. Erst danach
kann,wieder ein Anlaßstrom über die Widerstände 61, 62 in die Basis des ersten Transistors
1 fließen, der den bereits beschriebenen Durchschaltvorgang auslöst.
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Die Besonderheit der erfindungsgemäßen Lösung besteht darin, daß die
für das Umschalten von einem hohen Sekundärstrom auf eine niedrigen Sekundärstrom
und für den über einen großen Betriebsspannungsbereich konstanten Sekundärstrom
die in dem Rückkopplungs-Kondensator 9 gespeicherte Ladung ausgenutzt wird. Den
niedrigen Sekundärstrom beispielsweise zum Laden des NC-Akkumulators 41 erhält man
bei geöffnetem Schalter 81, 82, was besonders wichtig bei einem Ausfall des Schalters
ist, da dann der Akkumulator nur mit einem niedrigen Ladestrom versorgt wird.
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Während der Einschaltzeit des ersten Transistors 1 wird der Rückkopplungs-Xondensator
9 am Punkt A positiv aufgeladen. Am Punkt B1 dem anderen Anschluß des Rückkopplungs-Kondensators
9,bildet sich somit eine negative Polarität aus. Erreicht der Emitterstrom des ersten
Transistors 1 - wie oben beschrieben - einen bestimmten Wert, so wird der zweite
Transistor 2 angesteuert und entzieht dem ersten Transistor 1 den Basisstrom. Der
erste Transistor 1 kippt somit in den Sperrzustand. Die am Punkt A induzierte Spannung
der Sekundärwicklung 52 des Ubertragers 5 wechselt die Polarität und liegt jetzt
in Reihe mit der Spannung am Rückkopplungs-Kondensator 9. Die negative Ladung am
Punkt B kann wegen der in Sperrichtung gepolten zweiten Diode 11 bei offenem Schalter
81 nicht über die Kollektor-Basis-Strecke des zweiten Transistors 2 sowie den einen
Emitter-Widerstand 14 nach Masse- oder Bezugspotential abfließen und verhindert
deshalb solange ein Wiedereinschalten des ersten Transistors 1
bis
über den einen Widerstand 62 parallel zut Basis-Kollektor-Strecke des ersten Transistors
1 und den Rückkopplungs-Widerstand 10, wobei der Rückkopplungs-Widerstand 10 wegen
des sehr kleinen Widerstandswertes gegenüber dem Widerstandswert des Widerstandes
62 vernachlässigbar ist, der Rückkopplungs-Kondensator 9 am Punkt B wieder bis auf
die Basis-Emitter-Schwellenspannung des ersten Transistors 1 aufgeladen ist. Bei
diesem Vorgang kann der parallel zur Reihenschaltung des Rückkopplungs-Kondensators
9 mit dem Rückkopplungs-Widerstand 10 geschaltete weitere Kondensator 18 vernachlässigt
werden, da seine Kapazität sehr klein gegenüber der Kapazität des Rückkopplungs-Kondensators
9 ist.
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Durch die Zenerdiode 12 wird erreicht, daß die Aufladung des Rückkopplungs-Kondensators
9 am Punkt B auf die Basis-Emitter-Schwellenspannung des ersten Transistors 1 von
einem konstanten Spannungspotential aus erfolgt. Dies hat zur Folge, daß der Sekundärstrom
über einen großen Betriebsspannungsbereich konstant bleibt und somit ein konstanter
Ladestrom in den Akkumulator 41 fließt.
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Die Abschaltung des ersten Transistors 1 bei einem konstanten Spitzenwert
des Emitterstromes des ersten Transistors 1 führt zu einer konstanten Schaltfrequenz
und zu einem konstanten Sekundärstrom. Dadurch wird der Akkumulator 41 einerseits
vor einem zu hohen Ladestrom von beispielsweise mehr als 50 Milliampere geschützt,
was zu einer Zerstörung des Akkumulators führen würde und andererseits ein höherer
Ladestrom
von beispielsweise mehr als 20 Milliampere dem Akkumulator
41 zugeführt, wobei ein Ladestrom von beispielsweise 20 Milliampere lediglich der
Erhaltungsladung dienen würde.
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Das Schaltverhalten des erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles gegenüber
den bekannten Schaltnetzteilen wird am besten anhand der Fig. 2 und 3 verdeutlicht.
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In Fig. 2 ist die Spannung zwischen der Basis des ersten Schalttransistors
1 und Masse- bzw. Bezugspotential bzw. der Spannung am Emitter des zweiten Schalttransistors
2 über der Zeit dargestellt. Die Einschaltschwelle des ersten Transistors 1, d.h.
die entsprechende Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors 1 beträgt ca. 0,55
Volt. Der Spannungsunterschied während der Aufladezeit T vom Rückkopplungs-Kondensator
9 bis zum Wiedereinschalt-Zeitpuntk Tein beträgt ca. 0,2 Volt. Daraus geht deutlich
hervor, daß geringe Änderungen der Basis-Emitter-Schwellenspannung des ersten Schalttransistors
z.B.
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bei einer Erwärmung des ersten Schalttransistors oder infolge von
Streueinflüssen den Schaltpunkt T ein zu einem früheren Zeitpunkt verlagern. Die
damit verbundenen Frequenzänderung verursacht deshalb eine erhebliche Änderung des
mittleren Sekundär-Ladestromes. Wie aus dieser Darstellung deutlich hervorgeht,
genügt bereits eine minimale Spannungs änderung, um bei der geringen Neigung des
Anstiegs der Basis-Emitter-Spannung während der Aufladezeit T des Rückkopplungs-Kondensators
9 ein frühzeitiges Einschalten des ersten Schalttransistors zu bewirken.
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In Fig. 3 ist dagegen das Schaltverhalten des ersten Schalttransistors
1 bei dem erfindungsgemäßen elektronischen Schaltnetzteil dargestellt. Wie aus der
Darstellung deutlich hervorgeht beträgt der Spannungsunterschied während der Aufladezeit
T des Rückkopplungs-Kondensators bis zum Wiedereinschaltzeitpunkt T ein ca. 3 Volt.
Die Auswirkung einer Änderung der Basis-Emitter-Spannung des ersten Schalttransistors
z.B. infolge von Erwärmung des Transistors bzw. infolge von Streueinflüssen auf
den Sekundärstrom beträgt somit nur ein zehntel gegenüber der bekannten Anordnung.
Aufgrund der wesentlich stärkeren Neigung bewirkt eine Veränderung der Basis-Emitter-Schwellenspannung
des ersten Schalttransistors lediglich eine geringfügige Verscheibung des Einschalt-Zeitpunktes
T in und somit eine nur geringfügige Frequenzänderung und damit Änderung des Ladestromes.
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Wie aus der Beschreibung der Schaltungsanordnung und der Funktionsweise
deutlich hervorgeht, wird die Sicherung der Funktionsweise des erfindungsgemäßen
Schaltnetzteiles unter Einhaltung eines konstanten Sekundärstromes und einer konstanten
Ladefrequenz mit nur einer zusätzlichen Diode 11 sowie zur Zwischensiebung einer
Zenerdiode 12 erzielt.
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Damit ist jedoch gegenüber dem bekannten Schaltnetz teilen ein sicherer
Schutz des Nickel-Cadmium Akkumulators gegenüber einem zu hohen Ladestrom gegeben
bzw. sichergestellt, daß der Ladestrom des Akkumulators stets in den engen Grenzen
zwischen der Erhaltungsladung und einem den Akkumulator gefährdenden Ladestrom liegt.