DE2948054A1

DE2948054A1 - Schaltungsanordnung zur geregelten speisung eines verbrauchers

Info

Publication number: DE2948054A1
Application number: DE19792948054
Authority: DE
Inventors: Klaus Dipl.-Ing. 6239 Eppstein Becker
Original assignee: Individual
Current assignee: Becker Klaus Dipl-Ing 40822 Mettmann De
Priority date: 1979-11-29
Filing date: 1979-11-29
Publication date: 1981-06-04
Also published as: DE2948054B2; DE2948054C3

Description

Schaltungsanordnung zur geregelten Speisung eines
Verbrauchers Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur geregelten Speisung eines Verbrauchers nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Für viele elektrische Kleinverbraucher, beispielsweise transportable Geräte und hier wiederum elektrische Trockenrasierer, elektronische Blitzgeräte oder dergleichen ist eine Stromversorgungsschaltung erwünscht, die ohne Umschaltung an praktisch allen Stromnetzen der Welt betrieben werden kann und den Verbraucher in der gewünschten Weise speist, beispielsweise mit konstantem Strom oder konstanter Spannung oder auch einer Kombination von beiden. Wenn der Verbraucher einen Akkumulator enthält, um beispielsweise bei einem Trockenrasierer auch unabhängig vom Netz einen Betrieb zu ermöglichen, so soll die Stromversorgungsschal tung wiederum unabhängig von der Netzspannung und -frequenz den Akkumulator aufladen, aber auch den Verbraucher allein speisen können, beispielsweise dann, wenn der Akkumulator entladen ist.
Bei den beschriebenen Anwendungsfällen einer solchen Schaltungsanordnung kommt als erschwerende Bedingung hinzu, daß wegen der beengten Platzverhältnisse, beispielsweise in einem Trockenrasierer, der Raumbedarf für die Speiseschaltungsanordnung nur sehr klein sein darf und gleichzeitig die Verlustleistung besonders niedrig gehalten werden muß, weil bei kleinem Volumen die Kühlungsmöglichkeiten sehr begrenzt sind.
Schließlich wird bei vielen tragbaren Geräten ein einwandfreier Betrieb auch bei erhöhter Umgebungstemperatur, beispielsweise bei Reisen in tropische Länder, verlangt.
Es sind schon zahlreiche Schaltungsanordnungen bekannt, die die oben erläuterten Forderungen wenigstens teilweise erfUllen. So wird bei einer Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 (GB-AS 20 00 394 A) zur Speisung eines Gleichstrommotors und Aufladung eines Akkumulators, die beispielsweise für einen elektrischen Rasierer verwendet werden, ein über einen Brückengleichrichter an die Jeweilige Netzspannung angeschalteter Sperrwandler benutzt, der sekundärseitig abhängig vom Betriebszustand den Ladestrom für den AkIcumulator oder auch den Betriebsstrom für den Motor liefert. Die Regelung zum Ausgleich der verschiedenen Eingangsspannungen erfolgt mittels einer komplizierten Steuerschaltung in Form einer integrierten Schaltung, die dem primärseitigen Schalttransistor des Sperrwandlers Schaltimpulse zuführt, deren Lange von der Eingangsspannung und dem Jeweiligen Betriebszustand abhingt. Die bekannte Schaltungsanordnung erfüllt jedoch nicht alle Erwartungen. Ihr Aufwand ist verhältnismäßig hoch und der Platzbedarf häufig zu groß. Die integrierte Schaltung benötigt eine eigene Versorgungsspannung und demgemäß eine Start schaltung für den Sperrwandler. Außerdem verbraucht sie Leistung. Bei Netzbetrieb des Motors wird nicht die volle Ladung des Akkumulators erreicht oder gehalten.
Bekannt ist auch eine Transistor-Wandlerschaltung (DE-OS 20 14 377), mit deren Hilfe aus einer Netzwechselspannung zum einen ein Ladestrom für einen Akkumulator und zum anderen ein höherer Cleichstrom für den Antrieb eines Motors erzeugt werden kann. Dazu ist ein hochfrequent betriebencr Durchflußwandler mit sättigbarem Kern vorgesehen, der prim.irseitig an die gleichgerichtete Netzspannung angeschaltet ist und sekundärseitig die gewünschten Ströme liefert. Die bekannte Schaltung läßt sich nur an einer bestimmten I*Jetz.spar nung betreiben, paßt sich also nicht automatisch an unterschiedliche Spannungen an. Da der Kern des Wandlers jeweils in die Sättigung gelangt, ist der Wirkungsgrad nur klein, und es ergeben sich thermische Probleme.
FUr den Betrieb eines niotorgetriebenen Elektrorasierers ir einem größeren Bereich von Eingangswechselspannungen ist eine Schaltung bekannt (US-PS 4 001 668), bei der ein Kondensator über Transistoren auf einen vorgegebenen Wert von etwa 100 V aufgeladen wird. Zur Abgabe höherer Ströme ist diese Schaltung nicht geeignet, weil keine Transformation stattfindet. Sie eignet sich außerdem nur für Verbraucher mit verhältnismäßig hoher Betriebsspannung. Bei kleinerer Betriebsspannung nimmt der Wirkungsgrad stark ab. Der Platzbedarf ist verhältnismäßig groß.
Schließlich ist auch noch ein Ladegerät für Akkumulatoren bekannt (US-PS 3 943 423), das ohne Umschaltung für verschiedene Eingangsspannungen eingesetzt werden kann. Ein Transistorschalter liegt in einer Rückkopplungsschaltung und stellt einen veränderbaren Widerstand dar, der die Stromregelung übernimmt. Eine Transformation findet nicht statt, so daß keine höheren Ströme geliefert werden können.
Ausgehend von dem erläuterten Stand der Technik liegt der Erfindung die allgemeine Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die einen Verbraucher, insbesondere einen Gleichstrommotor mit Akkumulator, aus Netzen unterschiedlicher Spannung und Frequenz einschließlich Gleichstrom mit konstantem Strom oder konstanter Spannung oder einer Kombination aus beiden Werten bei geringstem schaltungstechnischem Aufwand und Bauteil- sowie Platzbedarf mit hohem Wirkungsgrad speisen kann. Wenn der Verbraucher ein Gleichstrommotor mit Akkumulator ist, sollte darüberhinaus die SchaJ.-tungsanordiIung einen Ladungserhaltungsbetrieb mit konstante tem Ladestrom und einen Motorbetrieb mit Lieferung des vollen Motorstroms ermöglichen.
Die Lösung der Aufgabe ist im Patentanspruch 1 angegeben.
Ohne Verwendung einer komplizierten, integrierten Schaltung als Steuerschaltung, die eine eigene Stromversorgung benötigt, und ohne einen eigenen Oszillator zur Taktsteuerung wird mit wenigen Bauteilen und geringstem Platzbedarf eine Schaltungsanordnung verwirklicht, die einen Verbraucher in einem sehr großen Bereich von Eingangsspannungen zwischen beispielsweise 90 und 270 V Gleich- oder Wechselspannung den Jeweiligen Anforderungen gemäß versorgen kann.
Wenn der Verbraucher einen Akkumulator enthält, beispielsweise ein elektrischer Trockenrasierer ist, so wird zur Erzielung eines konstanten Ausgangsstroms, der den Akkumulator auslad und/oder den Motor speist, die Ausschaltdauer des Halbleiterschalters auf einfache Weise dadurch richtig beeinflußt, daß die Sekundärwicklung nur so lange einen Strom in den Akkumulator liefert, wie ihre Spannung höher ist als die im wosentlichen konstante Klemmenspannung des Akkumulators, Wenn eine konstante Spannung am Verbraucher erzielt werden soll, so kann dazu eine der bekannten Spannungsregelschaltungcn eingesetzt werden, die auf den Halbleiterschalter einwirken.
In ähnlicher Weise lä6t sich auch eine Kombination einer vorgegebenen Ausgangsspannung mit einem vorgegebenen Ausgangsstrom für einen weiten Bereich von Eingangsspannungen erzielen.
Da dafür gesorgt ist, daß der Kern des Wandlers nicht in die Sättigung gerät, d.h. der Halbleiterschalter vorher den durch die Primärwicklung fließenden Strom ausschaltet, bleiben die Wandlerverluste klein. Auch in den übrigen Bauteilen der Schaltungsanordnung treten nur sehr kleine Verluste auf, so daß insgesamt der Wirkungsgrad groß ist. Die Erwärmung der Schaltung bleibt dann in engen Grenzen, so daß eine Unterbringung auf engstem Raum ohne besondere Kühlung m8glich ist.
Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche. So kann vorgesehen sein, daß die Ausschaltung des Halbleiterschalters abhängig von einem durch einen Widerstand fließenden Strom erfolgt, welcher eine Kombination darstellt aus dem Primärstrom des Ubertragers und einem der Spannung der Eingangsspannungsquelle entsprechenden Strom, und daß die an dem Widerstand abfallende Spannung zur Steuerelektrode eines zweiten Halbleiterschalters geführt wird, der bei Erreichen einer vorgegebenen Spannung an seiner Steuerelektrode die Ausschaltung des ersten Halbleiterschalters auslöst und damit dessen Einschaltdauer beendet. Der der Spannung der Eingangsspannungsquelle entsprechende Stromanteil kann direkt aus der Eingangsspannungsquelle abgeleitet werden. Zur Verringerung der Verlustleistung wird dieser Stromanteil in Weiterbildung der Erfindung aber zweckmäßig über einen zweiten Widerstand geliefert, der mit der Sckundärwicklung des Übertragers verbunden ist. Während der Einschaltphase des Halbleiterschalters liegt nämlich an der Sekundärwicklung eine Spannung an, die gleich einem dem Windungsverhältnis entsprechendem Bruchteil der Eingangsspannung ist. Außerdem kann in Reihe mit dem zweiten Widerstand eine Anzeigevorrichtung, vorzugsweise eine Leuchtdiodc, geschaltet sein, die dann bei allen Eingangsspannungen den Betriebszustand mit gleicher Leuchtstärke anzeigt.
Zur Einstellung der jeweils gewünschten Leistung am Verbraucher sieht eine Weiterbildung der Erfindung vor, daß der erste und der zweite Widerstand veränderlich ausgebildet sind.
Beispielsweise kann in vorteilhafter Weise dann, wenn der Verbraucher aus einem Akkumulator und einem mit einem Einschalter versehenen Motor besteht, mit dem Einschalter ein weiterer Schalter gekoppelt sein, der bei eingeschaltetem Motor den ersten und zweiten Widerstand so verändert, daß der Sperrwandler alleine einen zum Betrieb des Motors Ausreichenden Strom liefert. Auf diese Weise läßt sich beispielsweise ein von einem Motor angetriebener, elektrischer Trockenrasierer auch dann an einem beliebigen Stromnetz botreiben, wenn der Akkumulator nicht geladen ist. Andererseits kann bei ausgeschaltetem Motor und damit umgeschalteter Leistung des Sperrwandlers der Ladestrom so eingestellt werden, daß das Gerät beliebig lange an das Netz angeschlossen sein kann, ohne daß es zu einer Schädigung des Akkumulators kommt.
Nach einer weiteren Empfehlung der Erfindung kann außerdem mit dem Akkumulator ein spannungsabhängiger Schalter verbunden sein, der den ersten Halbleiterschalter bei Erreichen einer vorgegebenen Akkumulatorspannung ausschaltet. Damit wird ein Überladen des Akkumulators vermieden, so daß auch bei hohem Ladestrom zur Erzielung einer Schnell-Ladung ein sicherer Betrieb möglich ist. Der spannungsabhängige Schalter kann unter Verwendung eines Transistors verwirklicht werden, dessen Basis-Emitterstrecke in Reihe mit einer Ze -nerdiode parallel zum Akkumulator geschaltet ist, und dessen Kollektor mit der Steuerelektrode des ersten Halbleiterschalters verbunden ist. Eine zusätzliche Möglichkeit zur Cleichzeitigen Überwachung der Temperatur eines Akkumulators, insbesondere eines Nickel-Cadmium-Akkumulators, besteht darin, daß die Zenerdiode mit dem Akkumulator thermisch gekoppelt ist.
Wenn ein Akkumulatorbetrieb nicht erforderlich ist, kann nach einer Weiterbildung der Erfindung anstelle des Akkumulators auch ein Kondensator verwendet werden, der für eine konstante mittlere Ausgangsspannung sorgt.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigen: Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanord nung nach der Erfindung zur Verwendung in einem motorbetriebenen Trockenrasierer mit Akkumulator; Fig. 2 Kurvendiagramme für den zeitlichen yerlauf von Spannungen und Strömen an bestimmten Punkten der Schaltungsanordnung nach Fig. 1; Fig. 3 ein Diagramm für die gelieferten Ausgangsströme in Abhängigkeit von der Eingangsspannung; Fig. 4 eine Abwandlung des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1; Fig. 5 ein Diagramm zur Erläuterung des Verhaltens der spannungs- und temperaturabhängigen Ladeschaltung in Fig. 4.
Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 ist zum Einbau in einen elektrischen Trockenrasierer bestimmt, der mit einem kleiner Gleichstrommotor 1 und einem aus mehreren Zellen bestehenden Nickel-Cadmium-Akkumulator 2 ausgestattet ist. Über einen Schalter S 1 wird der Motor eingeschaltet. Die Netzspannung, die eine Gleich- oder Wechselspannung sein kann, wird den Klemmen 3, 4 zugeführt, mittels einer Gleichrichterbrücke Gl gleichgerichtet und durch einen Kondensator C 1 geglättet.
Man erhält eine Gleichspannung U 1, deren Betrag im Fall einer Wechselspannung etwa gleich dem 1,4-fachen des Effelctivwertes der Wechselspannung ist. Für die folgende Betrachtung wird angenommen, daß die Schaltungsanordnung zunächst.
elektrisch in Ruhe ist und die beiden Transistoren T 1 und T 2 sperren.
Sobald die Gleichspannung U 1 an die Reihenschaltung aus der Primärwicklung n 1 des mit einem Ferritkern ausgestatteten WandlerUbertragers 5, dem Schalttransistor T 1 und dessen Emitterwiderstand R 6 angelegt ist, kann über den zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors T 1 gelegten Widerstand R 1 ein Basisstrom fließen. Es genügen bereits einige Mikroampere Basisstrom, um im Transistor T 1 einen kleinen Kollektorstrom zu erzeugen, der durch die Wicklung n 1 des Wandlers 5 fließt. Die damit verbundene Änderung des magnetischen Flusses im Ubertrager induziert am Punkt A der okundärwicklung n 2 eine positive Spannung, die über einen Widerstand R 2 und einen Kondensator C 2 auf die Basis des Transistors T 1 geführt wird und einen größeren Basisstrom hervorruft. Durch diese positive Rückkopplung schaltet der Transistor T 1 schnell vollständig ein, wobei nur eine kleine Restspannung zwischen seinem Emitter und Kollektor verbleibt. Der Basisstrom wird im wesentlichen durch den Widerstand R 2 begrenzt.
Mit dem Einschalten des Transistors T 1 steigt der durch die Wicklung n1 des Wandlers 5 fließende Strom I1 linear an, bis über dem Emitterwiderstand R 6 eine dem Strom I 1 proportionale Spannung von ca. 700 mV anliegt, wobei die Bauteile D 1, R 3, R 4, R 5 zunächst außer Acht gelassen werden. Diese Spannung läßt im Transistor T 2 einen Basisstrom fließen, wodurch der Transistor T 2 einschaltet und die Basis des Transistors T 1 zum Bezugspotential zieht. Dadurch leitet der Transistor T 1 weniger gut, so daß der durch die Wicklungen n 1 fließende Strom I 1 kleiner wird. Durch die zugehörige Verringerung des Magnetflusses im Kern des Wandlers 5 erfolgt eine mpolung der Sekundärspannung am Punkt A, die über den Widerstand R 2 und den Kondensator C 2 rückgekoppelt wird, so daß der Transistor T 1 schließlich vollständig ausschaltet. Die Abschaltgeschwindigkeit wird durch den Kondensator C 3 parallel zum Emitterwiderstand R 6 vergrößert, da der Kondensator C 3 die Spannung am Emitter des Transistors T 1 kurzzeitig hält, wodurch die Basis-Emitterspannung des Transistors T 1 im Abschaltmoment negativ wird.
Während der Sperrphase des Transistors T 1 fließt die im Kern des Wandlers 5 gespeicherte magnetische Energie in Form eines Stromes aus der Sekundärwicklung n 2 ab. Dabei leitet die Diode D 2,und - der Schalter S 1 sei als geöffnet angenommen - der Akkumulator 2 erhält einen linear abfallenden Ladestrom zugeführt. Ein negativer, abfallender Strom Uber den Widerstand R 2 und den Kondensator C 2 hält den Transistor T 1 gesperrt, bis die im Kern des Wandlers 5 gespeicherte Energie abgeflossen ist. Erst danach kann wieder ein Anlaßstrom über den Widerstand R 1 in die Basis des Transistors T 1 fließen, der den bereits geschilderten Einschaltvorgang auslöst.
Die Dauer der Sperrphase des Wandlers ist abhängig von der Spannung des Akkumulators 2. Diese ist, vom Wandler aus gr sehen, ann-ernd konstant. Es kann nur Strom in den Akkumulator 2 fließen, so lange die Beziehung : erfüllt ist. Dabei bedeuten: N = Anzahl der Windungen der Wicklung n 2, dt = Änderung des Magnetflusses über die Zeit, UD = an der Diode D 2 abfallende Spannung, U 2 = Akkumulatorspannung.
Ist zu Beginn jeder Sperrphase der Energieinhalt des Wandlerkerns 5 stets gleich, so ergibt sich ein im zeitlichen Mittel konstanter Ladestromfluß in den Akkumulator 2. Wenn der Akkumulator Jedoch tief entladen oder kurzgeschlossen ist, so verlängert sich die Sperrphase entsprechend, Dadurch wird eine automatische Strombegrenzung im Störungsfall erreicht, beispielsweise dann, wenn der Motor 1 blockiert oder ein anderer Kurzschluß vorliegt.
Die bisher beschriebene Schaltung bewirkt, daß der Wandlerkern 5 im Abschaltzeitpunkt immer den gleichen Energieinhalt besitzt. Wie oben festgestellt, bedeutet dies bei konstanter Akkumulatorspannung U 2 gleiche Sperrdauer t5 (Fig. 2) des Transistors T 1 und pro Sperrzyklus gleichen Ladestromverlauf I 2 (taue) für den Akkumulator 2 . Der Anstieg des Stroms I 1 durch die Wicklung n 1 ist proportional dem Betrag der angelegten Spannung U 1. Da die Abschaltung des Transistors T 1 in Abhängigkeit von seinem Emitterstrom und damit in guter Näherung vom Strom I 1 erfolgt, stellt sich die Schaltung auf Änderungen der Versorgungsspannung U 1 ein.
Wie in Fig. 2 dargestellt ist, wird bei Verdopplung der Eingangsspannung U 1 auf den Wert 2 U 1 (Fig. 2 b) die Einschaltzeit t1 des Transistors T 1 halbiert. Bci konstanter Ausschaltzeit t5 führt des zu einer Erhöhung der Schaltfrequenz und damit einer Vergrößerung des effektiven Ladestroms I 2 für den Akkumulator 2.
Hinzu kommt, daß die transformierte Spannung am Punkt A (Fig. 1) der Eingangsspannung U 1 proportional ist. Bei steigender Eingangs spannung wird damit der Basisstrom des Transistors T 1 erhöht. Der Transistor T 2 muß dann einen größeren Strom aufwenden, um die Easisspannung des Transistors T 1 zum Zwecke der Ausschaltung zu verringern. Die Folge ist, daß sich auch hierdurch der zeitliche Mittelwert des Ladestroms I 2 mit der Eingangsspannung U 1 ändert. Durch Verwendung eines Thyristors anstelle des Transistors T 2 könnte man zawnr diese Abhängigkeit verringern, nicht aber beseitigen.
Beide Einflüsse der Eingangsspannung U 1 auf den Ladestrom I 2, nämlich Anderung des mittleren Ladestroms durch eine Frequenzänderung des Wandlers und Verschiebung der Stromschwelle des Transistors T 1, werden dadurch kompensiert, daß dem durch den Emitterwiderstand R 6 fließenden Strom I 1 ein Strom Uberlagert wird, der der Eingangsspannung U 1 direkt proportional ist. Dadurch wird der Ausschaltzeitpunkt des Transistors T 1 mittels des Transistors T 2 in Abhan¢igkeit von der Eingangsspannung U 1 zeitlich verlegt.
In Fig. 2 c ist gezeigt, daß im Gegensatz zu dem in Fig.2b dargestellten Fall ohne Kompensation bei Verdoppelung der Eingangsspannung auf den Wert 2 U 1 das Ausschalten des Transistors T 1 bei kleinerem Spitzenwert des Stromes I 1 erfolgt, bei der die Ausschaltung auslösende Strom durch den Widerstand R 6 zusätzlich noch einen der Eingangsspannung U 1 proportionalen Stromanteil enthält. Damit ist auch der Energieinhalt des Wandlerkerns kleiner.
Der der Eingangsspannung U 1 proportionale Stromanteil könnte durch einen Widerstand (nicht gezeigt) gewonnen werden, der zwischen den Emitter des Transistors T 1 und die Spannung U 1 am oberen Ende der Wicklung n 1 gelegt ist. Ein solcher Widerstand würde aber eine hohe Verlustleistung bewirken. Der Punkt A weist während der Einschaltphase des Transistors T 1, also während des Strom- und Spannungsanstieges am Widerstand R 6 ein Potential auf, das der Eingangsspannung U 1 proportional ist. Der Wandler arbeitet insofern als normaler Transformator. Der an den Verbindungspunkt A angeschaltete Widerstand R 5 liefert demgemäß wegen der wesentlich niedrigeren Spannung am Punkt A auf besonders verlustarme Weise den gewünschten Stromanteil für den Widerstand R 6, der der Eingangsspannung U 1 proportional ist. Bei richtiger Dimensionierung des Widerstandsverhältnisses von R 5 zu R 6 läßt sich in weiten Bereichen ein von der Eingangs spannung U 1 unabhängiger Ladestrom I 2 des Akkumulators 2 einstellen.
In Reihe mit dem Widerstand R 5 ist eine Leuchtdiode D 1 zur Betriebsanzeige geschaltet. Aufgrund ihrer Sperrwirkung führt die Diode nur während der Einschaltphase des Trannistors T 1 einen Strom. Da die Einschaltdauer annähernd umlrekehrt proportional zum Betrag der Eingangsspannung U 1 ist, erfolgt automatisch eine Helligkeitsregelung der Leuchtdiode.
Außerdem trennt die Leuchtdiode D 1 den Widerstand R 5 und die noch zu erläuternden Widerstande R 3, R 4 während der Sperrphase vom Punkt A ab. Dadurch werden Verluste vermieden.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Schaltungsanordnung in einem mit dem Gleichstrommotor 1 betriebenen Flektrorasierer verwendet. Bei geöffnetem Schalter S 1 arbeitet die Schaltung im Dauerladebetrieb. Der Motor 1 steht still, es fließt der Dauerladestrom I 2,und die Leuchtdiode D 1 brennt. Schließt man den Schalter S 1 und damit auch den mechanisch gekoppelten Schalter S 2, so wird der vom Wandler 5 abgegebene Strom etwa verzehnfacht, weil dem Widerstand R 5 der Widerstand R 3 und dem Widerstand R 6 der Widerstand R 4 parallelgeschaltet werden. Der Motor 1 läuft dann ohne Entladung des Akkumulators 2, der Jetzt nur als Spannung stabilisator wirkt, und die Leuchtdiode D 1 brennt.
In Fig. 3 ist die Abhängigkeit des Wandlerausgangsstroms 1 in Abhängigkeit von der Eingangsspannung U 1 für den Ladcbetrieb und den Motorbetrieb dargestellt. Man erkennt, daß in beiden Betriebsfällen die Eingangs spannung U 1 im Bereich zwischen etwa 90 V und 270 V schwanken darf, ohne den Motorstrom oder den Ladestrom wesentlich zu beeinflussen.
Es sei noch nachgetraL:en, daß der Kondensator C 2 eine Gleichstromtrennung bewirkt. Der Wert des Widerstandes R 1 ist ninlich um mehrere Zehnerpotenzen größer als der des Widerstandes R 2. Ohne die Gleichstromtrennung, die ein Abfließen des durch den Widerstand R 1 gelieferten Stromes Uber den Widerstand R 2 verhindert, müßte der Wert des Widerstandes R 1 wesentlich kleiner gewählt werden, wodurch höhere Verluste entstehen.
Fig. 4 zeigt ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Die eigentliche Wandlerschaltung mit den Transistoren T 1, T 2 und dem Wandler 5 sowie den Widerstäriden R 1, R 2, R 5, n 6 und der Leuchtdiode D 1 ist auch hinsichtlich der Funktion unverändert geblieben.
Statt einer Umschaltung der Wandlerleistung zwischen Lade-und Motorbetrieb mittels des Schalters S 2 und der Widersteindc R 3, R 4 wird jedoch im Falle der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 bei ausgeschaltetem Motor 1 eine Schnellladung des wiederum aus Nickel-Cadmium-Zellen bestehenden Akkumulators 2 mit hohem Strom vorgenommen. Dann ist jedoch eine rechtzeitige Abschaltung des Ladestroms erforderlich, um eine Beschädigung des Akkumulators zu vermeiden. Die Abschaltung erfolgt mit einem spannungsabhängigen Schalter, der einen Transistor T3 enthält. Die Basis-Emitterstreck des Transistors T 3 ist in Reihe mit einem Widerstand R 1 und einer Zehnerdiode ZD parallel zum Akkumulator 2 geschaltet. Wenn dessen Spannung U 2 während des Ladevorgangs den durch die Zehnerdiode ZD vorgegebenen Wert übersteigt, so beginnt der Transistor T 3 durchzuschalten, und die Spannung U 3 an seinem Kollektor wird negativ.
Fi. 5 zeigt den Verlauf der Kollektorspannung U 3 in Abhängigkeit von der Akkumulator bei verschiedenen Temperaturen. Der sich ergebende Temperaturkoeffizient der Spannung U 3 liegt bei etwa 5 mV/°C und ist damit dem Temperaturgang von zwei in Reihe geschalteten Nickel-Cadmium-Zellen angepaßt. Um eine möglichst direkte Temperaturerfassung der Akkumulatorzellen zu erreichen, ist das Gehäuse der Zehnerdiode ZD thermisch mit dem Akkumulator verbunden, wie in Fig. 4 gestrichelt angedeutet ist.
Solange die Akkumulatorspannung U 2 unter dem durch die Zehnerdiode ZD festgelegten Wert liegt, fließt kcin Strom über die Zehnerdiode, und der Transistor T 3 sperrt. Der Wandler schwingt dann und liefert Strom zum Schnell-Laden des Akkumulators 2 bzw. zur Speisung des Motors 1. 1. Wenn di<' Spannung U 2 des Akkumulators 2 einen kritischen Wert übersteigt, der unter Berücksichtigung der Temperatur die voJI.
Ladung angibt, fließt ein Strom über die Zehnerdiode ZD und den Widerstand R 7, der sich auf die Basis des Transistors T3 und den Widerstand R 8 aufteilt. Der Transistor T 3 schaltet (lurcll dicsen Basisstrom teilweise ein, und es fließt von dem negativen Anschluß des Akkumulators 2 ein Strom ueber den Widerstand fl 8 zur Basis des Transistors T 1. Sobald der Strom durch den Widerstand R 9 während der Einschaltphase des Transistors T 1 die Summe der über die Widerstände R 1 und R 2 fließenden Basisstromanteile des Transistors T 1 neutralisiert, kann der Transistor T 1 nicht mehr durchschalten. Der Wandler schwingt nicht mehr an, und es herrscht statischer Betrieb. Das Basispotential des Transistors T 1 wird jetzt nur durch die Widerstände R 1 und R 9 bestimmt.
Der Widerstand fl 2 ist durch den Kondensator C 2 abgetrennt.
Erst wenn der Strom durch den Widerstand R 9 unter den durch den Widerstand R 1 begrenzten Wert abgefallen ist, kann das Basispotential des Transistors T 1 auf einen Wert ansteigen, der das Wiederanschwingen des Wandlers ermöglicht.
Da der jeweils durch den Widerstand R9 fließende Strom zum Abschalten des Wandlers vorwiegend durch den Widerstand R 2 und der Strom zum Einschalten vom Widerstand R 1 abhRngt, ergibt sich ein der Differenz dieser Ströme entsprechendes, erwünschtes Hystereseverhalten. Der Wandler schaltet also nicht dauernd zwischen dem eingeschalteten und ausgeschalteten Zustand hin und her. Vielmehr muß die Spannung U 2 des Akkumulators erst wieder um einen gewissen Betrag abgesunken sein, bevor der Ladestrom erneut eingeschaltet wird.
Da beim Ausschalten des Wandlers auch Jeweils die Leuchtdiode D 1 erlischt, ist auf einfache Weise der Ladezustand des Akkumulators festzustcllen.

Claims

PatentansprUche 1. Schaltungsanordnung zur geregelten Speisung eines Verbraucbers aus Eingangsspannungsquellen unterschiedlicher Spannung unter Verwendung eines Sperrwandlers mit einem aber trager, dessen Primärwicklung über einen steuerbaren Halbleiterschalter mit der Eingangsspannungsquelle verbunden ist und der über eine Sekundärwicklung den Verbraucher speist, und mit einer Steuerschaltung, die die Einschaltdauer und die Ausschaltdauer des Halbleiter schalters über wacht, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t daß die Einschaltung des Halbleiterschalters (T 1) nach Art eines selbstschwingenden Sperrwandlers durch positive RUcl:-kopplung und die Ausschaltung des Halbleiterschalters (T1) und damit seine Einschaltdauer Primärwicklung (n 1) fließenden Strom (I 1) und der Spannung (U 1) der Eingangsspannungsquelle (3, 4) erfolgt, und daß die Ausschaltdauer (t5) des Halbleiterschalters (T 1) so gewählt ist, daß entweder eine vorgegebene Ausgangsspannung oder ein vorgegebener Ausgangsstrom oder eine Kombination einer vorgegebenen Ausgangsspannung mit einem vorgegebenen Ausgangsstrom erzielt wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausschaltung des Halbleiterschalters (T 1) abhängig von einem durch einen Widerstand (R 6) fließenden Strom erfolgt, welcher eine Kombination darstellt aus dem Primärstrom (I 1) des Ubertragers (5) und einem der Spannung (U 1) der Eingangsspannungsquelle entsprechenden Strom, und daß die an dem Widerstand (R 6) abfallende Spannung zur Steuerelektrode eines zweiten Halbleiterschalters (T 2) geführt wird, der bei Erreichen einer vorgegebenen Spannung an seiner Steuerelektrode die Ausschaltung des ersten Halbleiterschalters (T 1) auslöst und damit dessen Einschaltdauer (t1) beendet.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der der Spannung (U 1) der Eingangsspannungsquelle entsprechende Stromanteil über einen zweiten Widerstand (R 2) geliefert wird, der verbunden ist mit der Sekundärwicklung (n 2) des Übertragers (5).
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem zweiten Widerstand (R 2) eine Anzeigevorrichtung, vorzugsweise eine Leuchtdiode (D 1) geschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Widerstand (R 5 und R 3; R 6 und R 4) veränderlich ausgebildet sind.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher einen Akkumulator, vorzugsweise einen Nickel-Cadmium-Akkumulator (2) enthält, derart, daß durch dessen annähernd konstante Spannung (U 2) die Ausschaltdauer (t8) des ersten Halbleiterschalters (T 1) bestimmt wird und ein vorgegebener mittlerer Ausgangsstrom (I 2) in den Verbraucher fließt.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit dem Akkumulator (2) verbundener, spannungsabhängiger Schalter (Fig. 4: T 3, ZD, R 7, R 8, R 9) den ersten Halbleiterschalter (T 1) bei Erreichen einer vorgegebenen Akkumulatorspannung ausschaltet.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der spannungsabhängige Schalter einen Transistor (T 3) aufweist, dessen Basis-Emitterstrecke in Reihe mit einer Zenerdiode (ZD) parallel zum Akkumulator (2) geschaltet ist, und dessen Kollektor mit der Steuerelektrode des ersten Halbleiterschalters (T 1) verbunden ist.
9, Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Zenerdiode (ZD) mit dem Akkumulator (2) thermisch gekoppelt ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des Akkumulators ein Kondensator verwendet wird.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6-9, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher aus dem Akkumulator (2) und einem mit einem Einschalter (S 1) versehenen Motor (1) besteht und daß mit dem Einschalter (S 1) ein weiterer Schalter (S 2) gekoppelt ist, der bei eingeschaltetem Motor den ersten und zweiten Widerstand (R 6 und R 4; R 5 und R 3) so verändert, daß der Sperrwandler alleine einen zum Betrieb des Motors (1) ausreichenden Strom liefert.