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b e s c h r e i b u n p
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Schaltungsanordnung zur Steuerung der Höhe einer abzugebenden pulsierenden
Spannung, insbesondere in einem Gleichspannungswandler Die Erfindung bezieht sich
auf eine Schaltungsanordnung zur Steuerung der Höhe einer abzugebenden pulsierenden
Spannung, insbesondere in einem Gleichspannungswandler, mit einer Eingangsschaltung,
die eine pulsierende Spannung abgibt, mit einer am Ausgang der Eingangsschaltung
über eine Induktanz angeschlossenen Gleichrichterschaltung, welcher eine Glättungsschaltung
nachgeschaltet ist, und mit e iner einer Vergleicheranordnung, welche die von der
Glättungsschaltung abgegebene Ausgangsspannung mit einer vorgegebenen Bezugsspannung
vergleicht und welche ausgangsseitig mit der genannten Induktanz verbunden ist.
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Eine Schaltungsanordnung der vorstehend bezeichneten Art ist bereits
bekannt (Zeitschrift IEEE-Trans. 1979, Seiten 282 bis 288, insbesondere Seite 288,
Fig. 1).
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Von Nachteil bei dieser bekannten Schaltungsanordnung ist jedoch,
daß die als Stellglied dienende Induktanz während des Auftretens der pulsierenden
Spannung mit einer Polarität vollständig entmagnetisiert wird, so daß die Ausgangsspannungs-Zeit-Pläche
gegenüber der Eingangsspannungs-Zeit-Fläche bei dieser bekannten Schaltungsanordnung
erheblich reduziert wird. Formelmäßig ausgedrückt bedeutet dies, daß die Reduzierung
der Ausgangsspannungs-Zeit-Fläche gegenüber der
Eingangsspannungs-Zeit-Fläche
mindestens U#t=Bsatt#A beträgt. Dabei bedeutet 3satt die Sättigungsmagnetisierung,
A bedeutet den Kernquerschnitt und bedeutet die Anzahl der Windungen der erwähnten
Induktanz. Das Produkt U.t bedeutet die erwähnte Differenz in der Spannungs-Zeit-Fläche.
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Es ist nun auch schon bekannt, Transduktsren als Regler in Schaltnetzteilen
zu verwenden (Firmendruckschrift Z021 der Firma Vakuumschmelze GmbH., Ausgabe 5/79).
Von Nachteil bei derart aufgebauten Schaltnetzteilen ist jedoch, daß zwei getrennte
magnetische Kreise mit bis zu fünf Teilwicklungen beim Eintaktdurchflußwandler erforderlich
sind. Außerdem ist von Nachteil, daß relativ teure Ringbandkerne erforderlich sind,
die aus einen hohen Nickelanteil aufweisenden Legierungen bei hohen Arbeitsfrequenzen
bestehen. Überdies ist von Nachteil, daß relativ hohe Steuerströme für Regel-Transduktoren
erforderlich sind. Dies bedeutet insgesamt eine relativ hohe Steuerleistung, was
als nachteilig anzusehen ist.
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Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zu Grunde, einen Weg zu zeigen,
wie bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art auf relativ einfache
Weise die Differenz zwischen der Eingangsspannuns-Zeit-Flache der bei der Schaltungsanordnung
eingangsseitig auftretenden pulsierenden Spannung und d AusgangsspannunZeit-Pläche
der von der Schaltungsanordnung abgegebenen Ausgangsspannung unterschiedlichen Bedürfnissen
entsprechend gesteuert und insbesondere auch praktisch zu Null gemacht werden kann.
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Gelöst wird die vorstehend gezeigte Aufgabe bei einer Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch, daß die Vergleicheranordnung
mit
der Induktanz derart verbunden ist, daß deren Entmagnetisierung in Abhängigkeit
von der Ausgangsspannung der Vergleicheranordnung gesteuert erfolgt..
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Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß auf relativ einfache
Weise sichergestellt ist, daß die Differenz zwischen der Eingangsspannungs-Zeit-Fläche
der bei der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung als Eingangs spannung auftretenden
pulsierenden Spannung und der Ausgangsspannungs-Zeit-Fläche der von der Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung abgegebenen Ausgangs spannung zwischen einem praktisch bei Null
liegenden sehr kleinen Wert und einem sehr großen Wert gesteuert werden kann, so
daß es auf einfache Weise möglich ist, eine unterschiedlichen Bedürfnissen gerecht
werdende Ausgangsspannung abzugeben.
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Vorzugsweise ist zwischen dem Ausgang der Vergleicheranordnung und
der Induktanz ein vom Ausgangssignal der Vergleicheranordnung steuerbares Halbleiterschaltelement
vorgesehen, welches mit seiner Schaltstrecke gegebenenfalls über eine Diode die
Sonden der Induktanz miteinander verbindet. Hierdurch ergibt sich ein besonders
einfacher Schaltungsaufbau hinsichtlich der Steuerung der Entmagnetisierung der
Induktanz.
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Zweckmäßigerweise ist dem Halbleiterschaltelement ein Pulsbreitenmodulator
vorgeschaltet, durch welchen dem Halbleiterschaltelement ein im Tastverhältnis von
der Ausgangsspannung der Vergleicheranordnung abhängiges Signal zugeführt wird.
Dies bringt den Vorteil einer besonders wirksamen Steuerung der Rinschalt- und Ausschalt-Zeitspannen
des Halbleiterschaltelements mit sich.
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Vorzugsweise ist das Halbleiterelement ein Transistor.
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Dies bringt den Vorteil elrle, besonders geringen
schaltungstechnisches
Aufwands mit sich.
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Zwischen der Ausgangsseite der Induktanz und einem mit der Gleichrichterschaltung
bzw. mit der Glättungsschaltung verbundenen Schaltungspunkt ist vorzugsweise eine
Wechselstromlast verbunden. Diese Maßnahme bringt den Vorteil mit sich, daß der
Kernwerkstoff der Induktanz durch Ummagnetisierung besser als sonst ausgenutzt werden
kann. Hierauf wird weiter unten noch eingegangen werden.
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Zweckmäßigerweise ist die genannte Wechselstromlast durch einen ohmschen
Widerstand gebildet. Dies bringt den Vorteil eines besonders geringen Aufwands hinsichtlich
der Realisierung der betreffenden Wechselstromlast mit sich.
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Vorzugsweise ist die erwähnte Tnduktariz durch eine einzelne opule
gebildet. Dies bringt dcii Vorteil eines besonders einfachen Schaltungsaufbaus der
Schaltungs anordnung gemäß der Erfindung mit sich.
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Binde andere zweckmäßige Ausgestaltung der erfindung besteht darin,
daß die Induktanz durch einen zwei Wicklungen aufweisenden Ubertrager gebildet ist,
der mit seiner einen Wicklung zwischen der Eingangsschaltung bzw. der Gleichrichterschaltung
und der Gleichrichterschaltung bzw. der Glattungsschal-tung liegt und der mit seiner
anderen Wicklung mit der Vergleicheranordnung verbunden ist. Diese Maßnahme bringt
den Vorteil mit sich, daß mit einer besonders geringen Steuerleistung für die Steuerung
der Entmagnetisierung der Induktanz ausgekommen werden kann.
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Vorzugsweise ist zwischen der mit dem Halbleiter-
schaltelement
verbundenen Wicklung des Ubertragers und dem die Ausgangsspannung abgebenden Ausgang
der Glättungsschaltung eine Diode vorgesehen, welche eine Spannung von derselben
Polarität abzugeben vermag wie die Gleichrichterschaltung. Dies bringt den Vorteil
mit sich, daß dadurch eine Spannungsbegrenzung vornehmbar ist und daß iiberdies
die in der Induktanz vorhandene Magnetisierungsenergie für die Abgabe der Ausgangsspannung
genutzt werden kann.
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Wird die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung bei einer Gegentaktdurchflußwandleranordnung
angewandt, so ist vorzugsweise mit den um 180° gegeneinander phasenversetzte Spannungen
abgebende Ausgängen der Eingangsschaltung jeweils die Reihenschaltung einer Gleichrichterschaltung
und einer Induktanz verbunden, und den betreffenden Reihenschaltungen ist eine einzige
Glättungsschaltung nachgeschaltet, mit der die Vergleicheranordnung verbunden ist,
welche die Entmagnetisierung der beiden Induktanzen zu steuern gestattet. Hierdurch
ergibt sich der Vorteil eines relativ geringen schaltungstechnischen Aufwands fiir
eine Gegentaktdurchflußwandleranordnung.
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Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend an Ausführungsbeispielen
näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt einen Schaltplan eines Bintal:tdurchflußwandlers gemäß
der erfindung Fig. 2 zeigt ill einem Impulsdiagrala.m den Verlauf von Spannungen
bzw. Strömen an verschiedenen Schaltungspunkten des in Fig 1 dargestellten Eintaktdurchflußwandlers.
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Fig. 3 zeigt eine Modifikation des in Fig. 1 dargestellen Eintaktdurchflußwandlers.
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Fig. zeigt einen Schaltplan eines Gegentaktdurchflußwandlers gemäß
der Erfindung.
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Die in Fig. 1 1 dargestellte Schaltungsanordnung zeigt den Aufbau
eines Eintaktdurchflußwandlers. Dieser Wandler erhält an Eingangsanschlüssen 1,2
eine Eingangsspannung v1 zugeführt, die eine Gleichspannung sein mag.
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Diese Spannung speist eine Steuerschaltung 3, die eine astabile Kippschaltung
sein kann und die ausgangsseitig die Basis eines npn-Transistors 4 mit Impulsen
entsprechend einem Impuls-Pause-Verhältnis von 1:1 ansteuert. Im Kollektorkreis
dieses Transistors 4 liegt die eine Wicklung 6 eines Übertragers 5, der von einer
Wicklung 7 eine Spannung v2 abgibt, die, wie anhand der Fig. 2 noch ersichtlich
werden wird, eine pulsierende Spannung ist, bei der die positiven und negativen
Signalanteile jeweils gleich groß sind. Dies bedeutet, daß der Basis des Transistors
4 von der Steuerschaltung 3 entsprechende Steuersignale zugeführt werden. Bezüglich
der beiden Wicklungen ü und 7 des Übertragers 5 sei noch angemerkt, daß d-.e an
diesen Wicklungen angedeuten Punkte den Wicklungssinn der beiden Wicklungen 6,7
angeben.
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Die zuvor beschriebene Schaltung stell-t gewissermaßen eine Eingangsschaltung
dar, welche eine pulsierende Spannung abgibt. Der betreffenden Eingangsschaltung
ist eine Induktanz 8 nachgeschaltet, welche gemäß Fig. 1 aus zwei Wicklungen 9 und
10 besteht, von denen die Wicklung 9 direkt mit dem Ausgang der Übertragerwicklung
7 verbunden ist.
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Der Induktanz 8 ist eine Gleichrichterschaltung nach geschaltet, zu
der gemäß Fig. 1 die Dioden 11 und 12 gehören. Die Diode 11 dient dabei @ zur Abgabe
des eigentlichen Laststromes, und die Diode 12 übernimmt in der Sperrphase der Diode
11 den Momentanstrom von einer Induktivität 13 einer diese Induktivität 13 mit einem
Kondensator 14 enthaltende Glättungsschaltung, die mit einem Ausgangsschluß 15 verbunden
ist,
zwischen welchem und einem Ausgangsanschluß 16 eine Ausgangsspannung
vA abnehmbar ist. Mit dem Ausgangs anschluß 16 sind der Kondensator 14, die Diode
12 und das bisher noch nicht betrachtete .Jnde der Übertragerwicklung 7 verbunden.
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An dem die Ausgangsspannung vA abgebenden Ausgangsanschluß 15 ist
bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 eine Vergleicheranordnung 17 mit ihrem
einen Eingang angeschlossen. Dieser Vergleicheranordnung 17, die durch einen Operationsverstärker
gebildet sein kann, wird an einem Eingang 18 eine Bezugsspannung zugefUhrt, mit
der die Ausgangsspannung vA verglichen wird.
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Vom Ausgang der Vergleicheranordnung 17 wird ein Halbleiterschaltelement
gesteuert, das durch einen Transistor 20 vom npn-Leitfähigkeitstyp gebildet ist,
der mit seiner Basis am Ausgang der Vergleicheranordnung 17 angeschlossen Ist. Nit
seinem Kollektor ist der Transistor 20 über eine für einem Stromfluß über die Kollektor-Emitter-Strecke
des Transistors 20 in Durchlaßrichtung gepolte Diode 19 mit dem einen Ende der bereits
erwähnten Wicklung 10 des Übertragers verbunden. Der Wiaitter des Transistors 20
und das andere Ende der Wicklung 10 sind miteinander sowie mit dem Ausgangsanschluß
16 verbunden.
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Die in Fig. 1 dargestellte ,chaltungsanordnung weist neben den zuvor
betrachteten Elementen noch eine Wechselstrom last in Form eines ohmschen Widerstands
22 auf, der der Diode 11 parallelgeschaltet ist. Ferner können bei der Schaltungsanordnung
gemäß Fig. 1 eine Diode 21 zwischen dem mit der Anode der Diode verbundenen Ende
der Übertragerwicklung 10 und dem Ausgangsanschlu(3 15 vorgesehen sein. Außerdem
kann zwischen dem Ausgang der Vergleicheranord
nung 17 und der
Basis des Transistors 20 ein Pulsbreitenmodulator vorgesehen sein, der durch die
Ausgangssignale der Vergleicheranordnung 17 gesteuert Ausgangsimpulse entsprechender
Breite abgibt. Durch diese Ausgangsimpulse wird dann der Transistor 20 in seinen
leitenden Zustand/gesperrten Zustand entsprechend gesteuert.
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Im folgenden wird die Funktionsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung
unter Bezugnahme auf das in Fig. 2 dargestellte Impulsdiagramm bisher erläutert.
In Fig. 2 ist ganz einen mit v der Verlauf der .Spannung bezeichnet, die an dem
in Fig. 1 mit v2 bezeichneten Schaltungspunkt auftritt. Anrahmegemäß sind die positiven
und negativen Phasen der Spannung v2 hier gleich groß, und außerdem ist die Frequenz
der pulsierenden Spannung v2 konstant. Bei leitendem Transistor 4 wird die Eingangsgleichspannung
v1 entsprechend dem Übersetzungsverhältnis zwischen den Wicklungen 6 und 7 des Übertragers
5 zur Sekundärwicklung 7 transformiert, so daß die Beziehung gilt v2 = VI n7 no
wobei n6 die Windungszahl der Wicklung 6 und n7 die Windungszahl der Wicklung 7
des Ubertragers 5 bedeuten. Bei gesperrtem Transistor 4 kehrt sich dann die Polarität
der Spannung v2 um. Um dabei zu erreichen, daß die positive Amplitude unci einegative
Amplitude der Spannung v2 gleich groß sind kann der Übertrager 5 entweder eine gesonderte
Entmagnetisierungswicklung aufweisen, oder der Kollektor des Transistors 4 kann
mit einer entsprechenden Entmagnetisierungsschaltung verbunden sein.
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Durch die Induktanz bzw. den Übertrager 8 gemäß Fig. 1 wird, wie noch
erläutert werden wird, die
Spannung v2 etwas reduziert, so daß
am Verbindungspunkt zwischen der Wicklung 9 und der Diode 11 die Spannung v3 auftritt,
wie dies Fig. 2 veranschaulicht.
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Nach Gleichrichtung dieser Spannung v3 tritt die Spannung v4 auf,
aus der nach Glättung durch die Glättungsschaltung die Ausgangsspannung vA gewonnen
wird. Durch diese Ausgangsspannung vA wird ein zwischen den Ausgangsanschlüssen
15 und 16 liegender Verbraucherwiderstand gespeist.
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Durch die Vergleicheranordnung 17 wird, wie bereits erwähnt, die Ausgangsspannung
vA mit der an dem Anschluß 18 liegenden Bezugsspannung verglichen. Dies bedeutet,
da.3 durch Eingangsspannungsschwankungen # vi oder durch Laststromänderungen hervorgerufene
Ausgangsspan@ungsschwankungen #v# mit Hilfe der Vergleicheranordnung 17 erfaßt werden
können. Die Vergleicheranordnung 17 steuert den Transistor @0 in der Weise an, daß
dieser Transistor ;20 in den nicht leitenden Zustand gelangt, wenn die Ausgangsspannung
vA höher ist als die am Schaltungspunkt 18 liegende Bezugsspannung. Ist die Ausgangsspannung
vA indessen niedriger als die an dem Schaltungspunkt 18 liegende Bezugsspannung,
so ist der Transistor 20 leitend gesteuert. Während der Transistor 20 im nichtleitenden
Zustand nicht über die Wicklung 10 auf die Induktanz 8 einwirkt, liegt eine solche
Binwirkung indessen vor, wenn der Transistor 20 sich im leitenden Zustand befindet.
lin nichtleitenden Zustand des Transistors 20 liegt dann die Wicklung 9 des Ubertragers
8 mit ihrer relativ hohen Wechsel spannungsimpedanz in deln Wechselspannungskreis
zwischen dem Ubertrager 5 und der Gleichrichterschaltung. Dies hat zur Folge, daß
die Ausgangsspannung vA absinkt.
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Ist der Transistor 20 von der Vergleicheranordnung 17 her in den leitenden
Zustand gesteuert, so wird @@@@ Durchfließen eines Stromes durch die Wicklung @
des Übertragers 8 bei mit positiver Amplitude auftretender Spannung v. die Spaung
an der anode der Diode 19 negativ oder zu liull bei magnetischer Sättigung des Übertragers
8. Dies hat zur Folge, daß die Diode 19 gesperrt ist. In der stromlosen Phase, d.h.
bei negativer Spannung v2, wird Jedoch die Spannung an der Anode der Diode 19 positiv,
da durch die Wicklung 9 des Ubertragers 8 ein Nagnetisierungsstrom fließt.
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Dies bedeutet, daß nunmehr die Diode 19 in den leitenden Zustand gelangt,
so daß der Transistor 20 über seine Rollektor-Ernitter-Strecke jetzt einen Strom
führen kann. Die Entmagnetisierung des Übertragers 8 wird dabei jedoch verhindert
bzw. zeitlich stark verzögert. Dies wirkt sich dahingehend aus, daß mit de anschließend
auftretenden positiven Amplitude der Spannung v2 die durch die Induktivität des
übertragers 8 zur Verfügung stehende Spannungs-Zeit-Fläche aufgrund der erhöhten
Restinduktivität Brest verkleinert ist, so daß sie der Beziehung # = (Bsatt - Brest)
# A # n9 genügt, wobei Bsatt die Sättigungsinduktivität des Übertragers 8, A der
Kernquerschnitt des Ubertragers 8 und n9 die Windungsanzahl der Wicklung 9 bedeuten.
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Die Folge der zuvor erwähnten Erscheinung ist, daß die magnetische
Sättigung des Übertragers 8 schneller als sonst erreicht wird. Dies bedeutet, daß
der Ubertrager 8 insgesamt eine geringere Impedanz für die Spannung v2 bedeutet.
Dadurch steigen die Spannungen v3, v4 und vA an.
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Sind die Amplituden der beiden Spannungen v2 und v3 gleich, so gilt
folgende Beziehung:
v3 = v2 - (Bsatt - Brest) # A # n9 # ### Hierin
bedeutet T die Periodendauer der Spannungen v3 und v4.
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Wird der Transistor 20 dauernd in den leitenden Zustand gesteuert,
so sind die Entmagnetisierungsdauer t1' und folglich auch die Magnetisierungsdauer
t1 gleich Null (t1 - t1' = 0) unter Vernachlässigung von Spannungsverlusten in der
Induktan 8, der Diode 1 19 und dem Transistor 20.
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Damit wird dann v3 = v2.
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Im vorstehenden ist angenommen worden, daß der Transistor 20 pulsbreitengesteuert
ist. Bei dieser Steuerung, die die Verwendung des Pulsbreitenmodulators 23 zwischen
dem Ausgang der Vergleicheranordnung17 und der Basis des Transistors 20 umfassen
mag*, treten die folgenden, bisher noch nicht betrachteten, aber aus Fig. 2 ersichtlichen
Spannungen bzw. Ströme auf.
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Mit v9 ist die Spannung an der Wicklung 9 bezeichnet; mit 113 ist
der die Induktanz 13 durchfließende Strom bezeichnet; mit 111 ist der die Diode
11 durchfließende Strom bezeichnet, mit I12 ist der Diode 12 durchfließende Strom
bezeichnet, mit I19 ist der die Diode 19 durchfließende Magnetischer angsstrom bezeichnet;
mit I21 ist der die oben erwähnte Diode durchfließende Strom bezeichnet; mit v5
ist schließlich die Spannung bezeichnet, die an dem entsprechenden Schaltungspunkt
v5 in Fig. 1 auftritt.
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* (Fig. 2, Signal 20)
Die bei der Schaltungsanordnung
gemäß Fig. 1 vorgesehene Diode 21 begrenzt die positive Amplitude der Spannung v5,
und gleichzeitig speist die Diode 21 die Magnetisierungsenergie (E=1/2LI²) von dem
Übertrager 8 her nutzbringend in den Ausgangsstromkreis ein.
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Die Spannungsbegrenzung kann im übrigen auch in bezug auf andere Spannungen
als die Ausgangsspannung vA erfolgen. Dazu kann die Wicklung 10 des Übertragers
8 mit einer entsprechenden Anzapfung oder mit einer zusätzlichen Wicklung versehen
sein.
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Wie oben bereits erläutert, bewirkt der Widerstand 22 in Verbindung
mit der Diode 12 eine Ummagnetisierung des Ubertragers 8. Dadurch ist eine bessere
Ausnutzung des Kernwerkstoffes des Übertragers 8 erreicht. Mit anderen Worten ausgedrückt
heißt dies, daß durch die betreffende Maßnahme die Differenz zwischen Bsatt und
Bremst größer wird, da die Induktivität Brest negativ gemacht werden kann. Der Widerstand
22 kann im übrigen durch irgendeine Wechselstromimpedanz gebildet sein, die den
mit der Diode 11 verbundenen Schaltungspunkt der Wicklung 9 des Übertragers 8 auch
mit irgendeinem anderen Schaltungspunkt in Fig. 1 verbinden kann, beispielsweise
mit dem Ausgangsanschluß 15 oder mit dem Ausgangsanschluß 16. Die durch das Fließen
des geringen Magnetisierungsstromes in der Wicklung 9 des Ubertragers 8 über den
Widerstand 22 hervorgerufene Wechselstromkomponente ist im übrigen bezogen auf den
diese Wicklung des Übertragers 8 durchfließenden pulsierenden Gleichstrom zu verIlachlässigen.
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Zu der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung sei noch benerk-t,
daß bei dieser Schaltungsanordnung eine andere Art der Spannungsregelung dadurch
erreicht werden kann, daß die Steuerwicklung 10 des
Ubertragers
8 umgepolt wird, s@ daß der Transistor 29 bei mit positiver Amplitude auftretender
Spannung v2 leitend gesteuert wird. Dadurch erhöht sich zwar der Steuerstrom, der
in der Wicklung 10 des Übertragers 8 bereitszustellen ist, dennoch bleibt das einfache
Steuerprinzip erhalten, wie es zuvor erläutert worden ist.
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In Fig. 3 ist eine Modifikation eines Schaltungsteiles der in Fig.
1 dargestellten Schaltungsanordnung veranschaulicht. Diese Schaltungsmodifikation
betrifft die in Fig. 1 durch einen Übertrager gebildeten Induktanz 8, die gemäß
Fig. 3 durch eine einzelne Induktivität 30 gebildet ist. Dies bedeutet, daß die
Induktivität 30 an die Stelle der Wicklung 9 des Ubertragers 8 gemäß Fig. 1 treten
kann. Mit der Induktivität 9 ist die Reihenschaltung einer Diode 31 und der Kollektor-Emitter-Strecke
eines npn-Transistors 32 verbunden. Die Diode 31 entspricht der Diode 19 gemäß Fig.
1, und der Transistor 52 entspricht dem Transistor 20 gemäß Fig. 1.
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In fig. 4 ist ein Schaltplan eines Gegentaktdurchflußwandlers gezeigt.
Dieser Wandler weist zwei Transistoren 41 und 42 auf, die mit ihren Basen an einer
Steuerschaltung 40 angeschlossen sind, welche eine impulsförmige Spannung mit iinen
Impuls-Pause-Verhältnis von 1:1 abzugeben vermag. Diese Steuerschaltung ist an Speisespannungsanschlüssen
-U/+U angeschlossen. Mit dem Speisespannungsanschluß -U sind die Emitter der Transistoren
41 und 42 verbunden.
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Die Kollektoren der Transistoren 41 und 42 sind mit den einen Enden
der Wicklungen 44 und 45 eines Übertragers 43 verbuiiden; die anderen Enden der
beiden Wicklungen 44, 45 sind an der Spannungsklemme +U angeschlossen.
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Der übertrager 43 weist zwei weitere Wicklungen 46 und 47 auf, die
mit ihren einen Enden an Masse liegen.
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Der Wicklungssinn der Wicklungen des Ubertragers 43 ist im übrigen
durch Punkte angedeutet. Mit den noch nicht betrachteten Enden der Wicklungen 46
und 47 des Übertragers 43 sind Gleichrichterschaltungen in Form zweier Dioden 48
bzw. 54 verbunden. Die Diode 48 ist über eine Wicklung 50 eines Übertragers 49 sowie
über eine zu einer Glättungsschaltung genörende Induktivität 60 mit einem Ausgangsanschluß
67 verbunden.
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Zu der betreffeden Glättungsschaltung gehört ferner ein Kondensator
61. Die andere Diese 54 ist über eine icklung 56 eines betrages 55 mit der erwähnten
Induktivität 60 verbunden.
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Die beiden Ubertrager 49 und 55 weisen jeweils noch eine weitere Wicklung
51 bzw. 57 auf, mit der die Reihenschaltung einer Diode 52 bzw. 58 und der Kollektor-Emitter-Strecke
eines Transistors 53 bzw. 59 verbunden ist. Diese zuletzt betrachteten Anordnungen
entsprechen den im Zusammenhang mit Fig. 1 erläuterten Elementen 10, 19 und 20.
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Die beiden Transistoren 53 und 59 sind mit ihren Basen an Ausgängen
eines Pulsbreitenmodulators 70 angeschlossen, der an seinen Ausgängen zueinander
gegenphasige Ausgangssignale abgibt. Dieser Pulsbreitenmoaulator 70 ist am Ausgang
einer durch einen Ope rati onsverstärker 69 gebildeten Vergleicheranordiiung angeschlossen,
welche die an dem Ausgangsanschluß 67 - bezogen auf den Ausgangsanschluß 68 - auftretende
Ausgangsspannung mit der an einem Schaltungspunkt 71 auftretenden Bezugsspannung
vergrleich@.
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Die in Fig. 4 dargestellte Schaltungsanordnung arbeitet im Grunde
genommen wie die in Fig. 1 dargestellte
Schaltungsanordnung. Der
Diode 12 bei cter Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 entsprechende gesonderte Dioden
sind bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 nicht erforderlich, da bei dieser
Schaltungsanordnung die Funktion der betreffenden Diode 12 durch die Diode 54 bzw.
48 übernommen wird.
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Bezüglich der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung sei noch
angemerkt, daß auch bei dieser Schaltungsanordnung die in Fig. 3 gezeigte Schaltungsvariante
anwendbar ist.
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Überdies sei noch angemerkt, daß die Vergleicheranordnungen bei den
besschriebenen Ausführungsformen als Bezugspannung eine Gleichspannung zugeführt
erhalten, der vorzugsweise eine i;iit der chaltfrequenz der Schaltungsanordnung
auftretende Sägezahn- oder dreieckförmige Spannung überlagert ist, wodurch die Funktion
eines Pulsdauermodulators erreicht ist, der in diesem Fall der jeweiligen Vergleicheranordnung
dann nicht noch gesondert nachzuschalten ist. Im übrigen kann anstelle der erläuterten
Pulsbreitenmodulation auch eine einfache veränderliche Strom-Spannungs-i3egrenzung
durch den Transistor 20 gemäß Fig. 1, durch den Transistor 92 gemäß Fig.3 und durch
die Transistoren 53 und 59 gemäß Fig. 4 gestehert werden.
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Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß der Magnetwerkstoff
für den Übertrager 8 gemäß Fig. 1, für die Induktivität 30 gemäß Fig. 3 sowie für
die Übertrager 49 und 55 gemäß Fig. 4 bevorzugt hochpermeabel ist und daf3 er bei
hochfrequenter Anwendung der betreffenden Schaltungsanorodnungen aus Ferrit bestehen
wird.
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Werden die vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnungen nicht mit
Spannungseinspeisung, sondern mit Stromeinspeisung über einen Stromwandler betrieben,
so erübrigen sich Schaltelemente, die der Induktivität 13 und der Diode 12 bei der
Schaltungsanordnung nach Fig. 1 bzw. der Induktivität 60 bei der Schaltungsanordnung
nach Fig. 4 entsprechen.