DE3009963A1

DE3009963A1 - Hochfrequenz-schalterkreis

Info

Publication number: DE3009963A1
Application number: DE19803009963
Authority: DE
Inventors: Youichi Masuda; Akira Nakajima; Toshihiro Onodera
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1979-03-15
Filing date: 1980-03-14
Publication date: 1980-09-18
Also published as: FR2451671A1; GB2050081B; DE3009963C2; US4318164A; GB2050081A; FR2451671B1; CA1127247A

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Schalterkreis für einen Sperrwandler (switching regulator) von elektronischen Vorrichtungen und für eine variable bzw. Regelspannungsquelle zur Verbesserung der Leistung bzw. des Wirkungsgrads eines Audioverstärkers.

In jüngster Zeit sind kleine Abmessungen besitzende Hochleistung-Schaltstromquellen häufig als Niederspannungs- und Starkstrom-Gleichspannungsquelle für Halbleiterschaltungen, insbesondere integrierte Schaltkreise verwendet worden. Dabei wurde versucht, die Schaltstromquelle (switching power source) bezüglich Größe und Leistung oder Wirkungsgrad weiter zu verbessern. Eine diesbezügliche Maßnahme besteht in der Erhöhung der Schaltfrequenz eines Schalterelements, wie eines Transistors, auf etwa 100 kHz.

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Die mit einer Erhöhung der Schaltfrequenz verbundenen Probleme umfassen eine Kapazität zwischen Kollektor und Emitter eines Schalttransistors, eine Streuinduktivität eines Transformators oder Übertragers und dgl. Wenn diese Faktoren bei der Konstruktion eines Hochfrequenz-Schalterkreises nicht genügend berücksichtigt werden, ergibt sich ein unerwünschtes Einschwingverhalten.

Bei einer gewöhnlichen Schalterstromquelle überlappen sich die Spannung am Halbleiter-Schalterelement und der durch dieses fließende Strom auf Zeitbasis, so daß der Stromverbrauch (Verlustleistung) des Schalterelements bzw. der Schaltverlust vergleichsweise groß ist und dadurch der Stromübertragungs-Wirkungsgrad herabgesetzt wird. Von N.O. Sokal u.a., "Class E high efficiency tuned single-ended switching power amplifier", in IEEE, Vol. SC-IO, Seite 168 (Juni 1975), wird ein sog. Klasse-E-Verstärker vorgeschlagen, der so konstruiert ist, daß bei zweckmäßiger Auslegung einer LC-Schaltungskonstruktion, der Werte einer Drossel und eines Kondensators sowie des Verhältnisses zwischen einer Schaltperiode und der Durchschaltzeit eines Schalttransistors der Kollektorstrom zu Null wird, bevor der Schalttransistor sperrt, während die Kollektor-Emitterspannung zu Null wird, bevor der Schalttransistor durchschaltet. Durch diese Konstruktion wird der Energieverbrauch des Schalttransistors merklich verringert, so daß der Stromübertragungs-Wirkungsgrad verbessert wird.

Der Klasse-E-Betrieb ist aber mit einer Schaltstromquelle unmöglich, in welcher das Lastnetz eine gleichrichtendeDiode aufweist und auf welche sich die Erfindung bezieht. Bei einer solchen Schaltstromquelle ist es je-

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doch durch zweckmäßige Ausnutzung einer Streukapazität des Schalterelements sowie einer Streuinduktivität des Transformators oder Übertragers möglich, auch bei Schaltgeschwindigkeiten von etwa 100 kHz kleine Schaltverluste zu realisieren.

Aufgabe der Erfindung ist damit insbesondere die Schaffung eines verbesserten Hochfrequenz-Schalterkreises mit verringerter Verlustleistung eines Schalterelements.

Die Erfindung bzweckt auch die Schaffung eines verbesserten Hochfrequenz-Schalterkreises, bei dem eine Überlappung zwischen der Wellenform eines durch ein Schalterelement fließenden Stroms und der Wellenform einer Spannung am Schalterelement dadurch vermieden wird, daß diese Spannung im Durchschaltzustand des Schalterelements auf Null herabgesetzt wird, während diese Spannung wieder ansteigen kann, nachdem der Strom über das Schalterelement in dessen Sperrzustand zu Null geworden ist.

Die genannte Aufgabe wird durch die in den beigefügten Patentansprüchen gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Der erfindungsgemäße Schalterkreis besteht aus einer Eingangsstromquelle, einem Schalt(er)element und einer Drosselspule oder der Primärwicklung eines Transformators bzw. Übertragers, der in Reihe über die Eingangsstromquelle geschaltet ist, einem parallel zum Schaltelement geschalteten Resonanzkondensator, einer zum Resonanzkondensator parallelgeschalteten Dämpferdiode (damper diode), einem über die Drosselspule oder die Sekundärwicklung des Transformators geschalteten Lastnetz mit einem Gleichrichterelement und einem Glättungskondensator sowie einer Impulsquelle zur Lieferung eines Schaltimpulses zum Schaltelement, um dieses durchzuschalten oder sperren zu lassen.

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Wenn die Drosselspule verwendet wird oder die Streuinduktivität des Transformators bzw. Übertragers vernachlässigbar ist, werden für den Betrieb der Schaltstromquelle in einer solchen Betriebsart, daß die Wellenform des über das Schaltelement fließenden Stroms die Wellenform der Spannung am Schaltelement nicht überlappt, der Wellenwiderstand Z = >/L/C, der durch die Induktivität L der Drosselspule bzw. der Primärwicklung des Transformators und die Kapazität C des Resonanzkondensators bestimmt wird, und das Verhältnis T_nw/T zwischen der Durchschaltzeit T_QN und der Schaltperiode T des Schaltelements so bestimmt, daß die Spannung am Schaltelement nach dem Sperren des Schaltelements allmählich bis zu mindestens einem Pegel ansteigt, bei dem das Gleichrichterelement leiten kann, und dann allmählich auf 0 V abfällt, bevor das Schaltelement durch einen von der Schaltimpulsquelle gelieferten Schaltimpuls durchgeschaltet wird. Insbesondere liegt der Wellenwiderstand Z im Bereich von 0,5 - 500 Ohm, und das Verhältnis T_nf./T liegt bei 0,05 - 0,5. Das Verhältnis E /E. zwischen einer Ausgangsspannung E und einer Eingangsspannung E. wird auf einen Bereich von 1-3 eingestellt.

Wenn der Wellenwiderstand des Transformators oder Übertragers nicht vernachlässigbar ist, wird eine zusätzliche Drossel(spule) mit der Sekundärwicklung des "Transformators in Reihe geschaltet. Bei dieser Anordnung ist bzw. wird die Summe aus der Streuinduktivität des Transformators und der Induktivität der zusätzlichen Spule zur Erzielung einer primärvi/icklungsbezogenen Induktivität L_g auf die Primärwicklungsseite bezogen, und die Ausgangsspannung E wird zur Erzielung einer primärwicklungsbezogenen Ausgangsspannung E₀ ¹ auf die Primärwicklungsseite bezogen. Zur Ermöglichung der genannten Betriebsart wird das Verhältnis E '/E- der primärbezogenen Ausgangsspan-

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nung E ' und der Eingangsspannung E. sowie das Verhältnis der primärbezogenen Induktivität L und der Induk-

tivität der Primärwicklung in einem Koordinatensystem mit der Abszisse E VE. und der Ordinate L /L innerhalb eines Bereichs gewählt, der von einem Punkt P (0,4 = E₀VE₁, 0,8 = L_e/L), einem Punkt Q (0,7, 0,8),einem Punkt A (1,0, 0,7) einem Punkt R (1,3, 0,44), einem Punkt S (1,54, 0,1), einem Punkt T (10,0, 0,1, einem Punkt U (10,0, 10,0) und einem Punkt 0 (0,4, 10,0) umrissen wird; der Wellenwiderstand Z = ,/ L/C aus der Induktivität L der Primärwicklung und der Kapazität C des Resonanzkondensators liegt dabei im Bereich von 0,5 - 500 Ohm.

Zur Regelung bzw. Stabilisierung der Ausgangsspannung bei Änderung der Eingangsspannung bei der erfindungsgemäßen Schaltstromquelle werden eine Information bezüglich eines Fehlers der Ausgangsspannung und eine Information bezüglich der Schaltperiode des Schaltelements an letzteres rückgekoppelt.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer Schaltstromquelle (switching power source) gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der Schaltstromquelle gemäß der Erfindung ,

Fig. 3 eine graphische Darstellung von Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltstromquelle nach Fig. 1,

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Fig. 4 eine graphische Darstellung des Wellenwiderstands Z = •L/C der Schaltstromquelle gemäß Fig. 1 in Abhängigkeit vom Schaltfrequenzgang unter Heranziehung der Ausgangsleistung als Parameter,

Fig. 5 ein Schaltbild noch einer anderen Ausführungsform der Erfindung, in welchem ein Transformator bzw. Übertrager in Form eines Squivalentschaltkreises dargestellt ist,

Fig. 6 ein konkretes Schaltbild des Transformators nach Fig. 5,

Fig. 7 eine graphische Darstellung des Bereichs, in welchem die Verhältnisse L /L und E '/E_i bei der Schaltstromquelle gemäß Fig. 5 liegen sollen,

Fig. 8 eine graphische Darstellung von Wellenformen zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 5,

Fig. 9 eine graphische Darstellung des Wellenwiderstands der Schaltstromquelle nach Fig. 5 in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung unter Heranziehung von L /L als Parameter,

Fig. 10 eine graphische Darstellung der Beziehung Τη_Ν/Τ der Durchschaltzeit T_QN und der Schaltperiode oder -zeit T der Schaltstromquelle nach Fig. 5 in Abhängigkeit von der Ausgangsleistungs-Charakteristik,

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Fig. 11 ein Schaltbild eines Sperrwandlers (switching regulator) gemäß der Erfindung und

Fig. 12 ein Schaltbild eines Audioverstärkers unter Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltstromquelle als regelbare Spannungsquelle.

In Fig. 1 ist eine Schaltstromquelle gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt, bei der ein Lastnetz über eine Drosselspule ohne Streuinduktivität geschaltet ist. Die Schaltung umfaßt eine ungeregelte bzw. nichtstabilisierte Gleichstromquelle 1, über welche eine Drosselspule 2 für Stromübertragung und ein Schaltelement 3, etwa ein Transistor, in Reihe geschaltet sind. Das Schaltelement 3 wird an seiner Steuerklemme 3c (der Basis eines Transistors) mit einem Schaltimpuls von einem Impulsgenerator 4 beschickt. Das Schaltelement 3 besitzt eine äquivalente Eigen-Streukapazität 3d zwischen Klemmen 3a und 3b. Ein Resonanzkondensator 5 mit einer wesentlich größeren Kapazität als die Streukapazität des Schaltelements 3 sowie eine Dämpferdiode 6 sind jeweils parallel zum Schaltelement 3 geschaltet. Die an der Drosselspule 2 entwickelte Spannung wird durch eine Gleichrichterdiode 7 gleichgerichtet und durch einen Glättungskondensator 8 geglättet. Die dabei erzeugte Ausgangsgleichspannung wird an eine mit Ausgangsklemmen 9a und 9b verbundene Last 10 angelegt.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Schaltstromquelle gemäß Fig. 1 anhnd der Wellenformdarstellung von Fig. 3 erläutert.

Wenn ein Schaltimpuls mit der Form gemäß Fig. 3^(a) an die Steuerklemme 3c des Schaltelements 3 angelegt wird,

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wird dieses periodisch ein- bzw. durchgeschaltet. Da der Durchschaltvi/iderstand des Schaltelements 3 ausreichend kleiner gewählt ist als die Impedanz der Drosselspule 2, fließt im Durchschaltzustand des Schaltelements 3 ein Strom i durch die Drosselspule 2 und das Schaltelement 3, der gemäß Fig. 3(b) linear von t auf t an-

S O

steigt. Das Schaltelement 3 wird während einer kurzen Periode zwischen t und t_nf, zwangsweise zum Sperren gebracht, so daß der Strom i schnell auf Null abfällt. Danach fließt der Strom i. der Drosselspule 2 aufgrund der Trägheit der Spule weiter zum Kondensator 5 und zum Streukondensator 3d des Schaltelements 3. Da der Resonanzkondensator 5 eine größere Kapazität besitzt als die Streukapa.zität 3d, fließt der Strom hauptsächlich über den Resonanzkondensator 5. Dabei fließt der sich entsprechend einer Kosinuskurve ändernde Resonanzstrom während der Periode von t„_N bis t (Fig. 3(c)) durch die Drosselspule. Andererseits steigt die Spannung

\l am Resonanzkondensator 5 bzw. am Schaltelement 3 c

in dem Augenblick an, in welchem der Resonanzstrom über den Resonanzkondensator 5 zu fließen beginnt, wobei sie gemäß Fig.3(d) während der Periode von t_Qf. bis t einer Sinuskurve folgt. Die Anstiegsflanke der Spannung Up ist dabei flacher (more gentle) als beim Fehlen des Resonanzkondensators 5. Aus diesem Grund ist zu einem Zeitpunkt t = t , zu welchem das Schaltelement 3 sperrt, keinerlei Überlappung der Wellenform des über das Schaltelement 3 fließenden Stroms mit der Wellenform der Spannung V am Schaltelement gegeben. Selbst wenn sich diese Wellenformen dennoch überlappen, ist ihr Überlappungsbereich ziemlich klein, weil die Anstiegsflanke der Spannung U , wie erwähnt, flach" oder sanft ansteigt. Mit anderen Worten: die Verlustleistung des Schaltelements wird erheblich verringert.

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Die Spannung V am Schaltelement 3 steigt aufgrund der Resonanz zwischen der Drosselspule 2 und dem Kondensator 5 weiter an. Zu einem Zeitpunkt t = t , wenn die Spannung V die Summe aus einer Spannung E. der Eingangs-

C 1

gleichstromquelle 1 und einer geregelten Ausgangsspannung E zwischen den Ausgangsklemmen 9a und 9b erreicht, beginnt die Gleichrichterdiode 7 zu leiten. Infolgedessen wird die in der Drosselspule 2 gespeicherte Energie über die Diode 7 zur Last 10 geliefert. Bei der Schaltungskonstruktion nach Fig. 1 steigt die Spannung V nicht an, solange die Gleichrichterdiode 7 leitet. Während der Leitperiode t bis t der Diode 7 fällt der Strom i, gemäß ^r Γ ρ L

Fig. 3c zeitabhängig linear ab, wenn die Impedanz des Glättungskondensators 8 wesentlich kleiner ist als der Widerstandswert der Last 10. Gleichzeitig fließt über die Diode 7 ein Strom i , der gemäß Fig. 3f im Zeitablauf linear abfällt. Wenn die Spannung V unter E. + E ab-

^r C IO

fällt, sperrt die Diode 7, und der Kondensator 5 befindet sich in einem Entladungszustand, so daß die Spannung V gemäß Fig. 3d entsprechend einer Kosinuskurve abnimmt. Nach dem Zeitpunkt t_f verläuft die Spannung ^v _c ⁱⁿ negativer Richtung, doch wird sie auf Null gehalten, weil die Dämpferdiode 6 leitet. Der Dämpferstrom i_Q ist gemäß Fig. 3e während einer Periode t,. bis t , abnehmend. Am Zeitpunkt t . liefert der Impulsgenerator 4 den nächsten Schaltimpuls zum Schaltelement 3, so daß sich der vorstehend beschriebene Vorgang wiederholt. Während der Zeitspanne, in welcher der Dämpferstrom i_D fließt, entspricht die Spannung \l am Schaltelement 3 "Null", so daß sich die Wellenformen i und V zum Zeitpunkt t ., nach welchem das Schaltelement 3 sperrt, in keinem Fall überlappen.

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Die der Last 10 zugeführte Ausgangsleistung P ,

IrT °

entspricht ·\ E χ i dt. In Fig. 3 sind mit T_nN die Durchschaltzeit bzw. -dauer des Schaltelements 3 und mit T seine Schaltperiode bezeichnet.

Zur Aufrechterhaltung der beschriebenen Betriebsart (vorliegend als Unterklasse-E-Betriebsart bezeichnet), in welcher keine Überlappung zwischen der Spannung V und dem Strom i auftritt, muß das Verhältnis T_nw/T des Schaltelements zu/eckmäßig gewählt sein, während die Induktivität L der Drosselspule einwandfrei auf die Kapazität C des Resonanzkondensators und den Stromfluß über die Dämpferdiode bezogen sein muß. Zur Erhaltung der genannten Betriebsart müssen die Ausgangsleistung P , , die Schaltfrequenz f (= l/T) sowie die Größen L und C genau gewählt werden, und die Ourchschaltdauer des Schaltelements wird auf der Grundlage dieser gewählten Größen bestimmt. Fig. 4 veranschaulicht die Kennlinien zwischen einer Wurzel des Verhältnisses von L und C, d.h. den Wellenwiderstand Z = •</L/C_/ und einer Schaltfrequenz f (= l/T) zur Aufrechterhaltung des Unterklasse-E-Betriebs mit dem Verhältnis E /E. der Ausgangsspannung E und der Eingangsspannung E. auf 1,15 festgelegt, wobei die Ausgangsleistung P . als Parameter herangezogen wird. Die Größen des Verhältnisses Τη_Ν/Τ sind auf jeder Kurve aufgetragen. An einem Punkt A, an welchem P , = 100 W, gelten beispielsweise f = kHz und Z_Q = 106 0hm, T_0n/!"^ 0,347 und entsprechend T_QN ^ 3,47 /us. Zur Änderung von P , bei Z = 106 0hm müssen T_0N/T und f längs einer Linie*- <*»' variiert werden. An einem Punkt P (50 W) gelten daher T_QN/T = 0,28 und f = 126 kHz. An einem Punkt Q (150 W) gelten T_QN/T = 0,385 und f = 83 kHz. Zur Einstellung der Ausgangespan-

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nung P . unter Beibehaltung der Unterklasse-E-Betriebsart müssen Tqm/T
zeitig verändert werden.

Betriebsart müssen Tqm/T und f, d.h. T und T, gleichWenn Z im Bereich von 100 bis 180 Ohm und T_n../T ο DN

im Bereich von 0,276 bis 0,447 liegen (vgl. Fig. 4), lassen Versuchsergebnisse erkennen, daß Z im Bereich von 0,5 bis 500 Ohm-und T_QN/T im Bereich von 0,2 bis 0,5, bei Berücksichtigung eines Bereiches als E /E., liegen können, um die genannte Betriebsart sicherzustellen. Das Verhältnis E /E. muß aus dem Grund im Bereich von 1 bis 3 liegen, daß dann, wenn E /E. kleiner ist als 1, die Diode 7 stets sperrt und somit keine Leistung bzw. kein Strom zur Last geliefert wird, während bei einem derartigen Verhältnis von über 3 die Streuinduktivität des Transformators den Betrieb ungünstig beeinflußt, so daß die Stromversorgung nicht mehr in der Unterklasse-E-Betriebsart bleiben kann. Während bei der Ausführungsform nach Fig. 1 die Drosselspule zur Lieferung von Strom zur Last benutzt wird, kann diese Spule gemäß Fig. 2 durch einen Transformator 11 ersetzt werden, solange die Streuinduktivität vernachlässigbar ist. Wenn sich das Transformator- bzw. Übertragerverhältnis der Größe 1 : 1 annähert, kann dabei die Streuinduktivität klein sein. Bei Verwendung des Transformators bzw. Übertragers kann der Wellenwiderstand Z durch die Induktivität der Primärwicklung des Transformators und die Kapazität des Resonanzkondensators bestimmt werden.

Zur zweckmäßigen Änderung der Ausgangsspannung E ■ in bezug auf die Eingangsspannung E. wird ein Transformator bzw. übertrager für die Stromübertragung benutzt. Wenn sich dabei das Übertragungsverhältnis der Größe 1 : 1 annähert, kann die Streuinduktivität vernachlässigbar klein sein. Bei einem Übertragungsverhältnis von etwa 10 : 1

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ist dagegen die Streuinduktivität im Betrieb nicht mehr vernachlässigbar.

Die Erfindung zieht vorteilhaft Nutzen aus der Streuinduktivität des Transformators für die Auslegung einer Schaltstromquelle zur Gewährleistung der Unterklasse-E-Betriebsart. Die Schaltstromquelle mit dem entsprechenden Aufbau ist in Fig. 5 dargestellt, in u/elcher den Teilen von Fig. 1 entsprechende Teile mit denselben Bezugsziffern wie dort bezeichnet sind. In Fig. 5 ist ein Transformator bzw. Übertrager 20 in Äquivalentschaltbildform veranschaulicht, während sein konkretes Schaltbild in Fig. 6 gezeigt ist. Gemäß Fig. 6 ist eine Spule 23 zusätzlich mit der-Sekundärwicklung 22 des Übertragers 20 in Reihe geschaltet. Der Übertrager 20 läßt sich daher durch das Ä'quivalentschaltbild gemäß Fig. 5 darstellen, welches die Primärwicklung 21 (Induktivität L) des Übertragers 20, eine Drosselspule 24 mit der Induktivität L , die durch Beziehung der Summe der Streuinduktivität des Übertragers 20 und der Induktivität der zusätzlichen Spule 23 auf die Primärseite erhalten wird, und einen idealen Transformator bzw. Übertrager 25 mit dem Übertragungsverhältnis η : 1 enthält.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Ausführungsform nach Fig. 5 anhand von Fig. 8 erläutert. Bei Anlegung eines Schaltimpulses gemäß Fig. BJa) an das Schaltelement 3 fließt ein Strom i gemäß Fig. 8_w(b) über das Schaltelement 3 durch die Primärwicklung 21. Während der Zeitspanne t_QN bis t nach dem Sperrzustand des Schaltelements 3 fließt durch die Primärwicklung des Transformators bzw. Übertragers 20 ein Kosinus-Resonanzstrom mit einer Resonanzfrequenz, die von der Kapazität C des Reso-

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nanzkondensators 5 und der Induktivität L der Primärwicklung 21 abhängt (vgl. Fig. 8«^(c)). Wenn der Resonanzstrom über den Kondensator 5 zu fließen beginnt,
steigt die Spannung V über den Kondensator 5 gemäß
Fig. 8„(d) längs einer Sinuskurve an. Wenn die Spannung

V zum Zeitpunkt t~ die Summe E. + E · aus der Eingangsc f ίο ^{3 3}

spannung E. und der* auf die Primärvi/icklungsseite bezogenen Spannung E ' (= nE )" der Ausgangsspannung E übersteigt, leitet die Gleichrichterdiode 7, so daß gemäß Fig. 8^Xf) ein Strom i zu fließen beginnt. Aufgrund des Vorhandenseins einer vergleichsweise großen, äquivalenten Streuinduktivität L , die ein Mehrfaches von 10 % oder mehr der Primäru/icklungsinduktivität beträgt, wird die Spannung V nicht bei E. + E · abgekappt, vielmehr ändert sie sich auf die in Fig. 8-(d) gezeigte Weise. Auch wenn die Spannung \l
unter E. + E ' abfällt, läßt die in der Streuinduktivität 24 des Transformators oder Übertragers gespeicherte Energie den Strom i über die Gleichrichterdiode 7 bis zum Zeitpunkt t gemäß Fig. 8_w(f) fließen. Nachdem die Spannung
\l zu Null geworden ist, fließt der über die Primärwicklung 21 des Übertragers 20 fließende Strom i. während einer

Periode t bis t (Fig. 8_w(e)) über die Dämpferdiode 6.
e ρ

Damit sich der Strom i und die Spannung V zum Zeit-

c c

punkt t-_nN» wenn das Schaltelement 3 sperrt, und zum Zeitpunkt t , zu welchem das Schaltelement durchschaltet,
nicht gegenseitig überlappen, d.h. um die Unterklasse-E-Betriebsart zu realisieren, müssen die Faktoren T„^, T,
L, L , C, E. und E · einwandfrei bzw. zweckmäßig gewählt werden. Ist dies nicht der Fall, so verbleibt gemäß Fig. 8„,(d) zum Zeitpunkt t im Kondensator 5 eine Spannung V_R, wobei sich diese Restspannung plötzlich über das Schaltelement 3 entlädt und einen negativen Spitzenimpuls SB
erzeugt,

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Zur Ermöglichung der genannten Betriebsart müssen die Verhältnisse L /L und E '/E. so gewählt werden, daß sie innerhalb des schraffierten Bereichs von Fig. liegen, d.h. innerhalb eines Bereichs oder einer Fläche, der bzw. die von einer Linie umrissen ist, die einen Punkt P (0,4 = E '/E., 0,8 = L /L), ein Punkt Q (0,7, 0,8), einen Punkt A (1,0, 0,7), einen Punkt R (1,3,0,44), einen Punkt S (1,54, 0,1), einen Punkt T (10,0, 0,1), einen Punkt U (10,0, 10,0) und einen Punkt 0 (0,4, 10,0) verbindet. In Fig. 7 sind auf der Ordinate L /L und

auf der Abszisse E '/E- aufgetragen.

Wenn bei der Schaltung gemäß Fig. 5 die Primärwicklungsinduktivitä't L des Transformators bzw. Übertragers 20, die Ströme i. und i. über die Primärwicklung bzw. die äquivalente Induktivität L sowie die Spannung \l am Resonanzkondensator 5 als Zustandsveränderliche verausgesetzt werden, gilt folgende Zustandsgieichung:

dx

X= — = AX + B
dt

worin bedeuten:

ο ο -l/L

ο -R_Di/L_e 1/^Le 1/C -1/C -1/CRD2 yJ B » (Ei/L, -E₀ ¹ +EiL_e, 0)^T X « (i_L» iLe» V_C)T und T =

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Wenn das Runge-Cutter-Gille-Verfahren auf die obige Gleichung zur Wellenformanalyse angewandt wird, ergeben sich die Kennlinien der Ausgangsleistung P . in bezug auf den Wellenwiderstand Z = y/ L/C als Veränderliche unter Heranziehung des Verhältnisses L /L als Parameter auf die in Fig. 9 dargestellte Weise. In den P ./Z -Kennl-inien gemäß Fig. 9 ist der Wellenwiderstand Z von 20 Ohm auf 500 Ohm für jede Größe 0,5, 0,6, 0,7 und 0,9 von L /L geändert, wenn E '/E.

e ox

= 1,15 gilt. Im Fall der gestrichelt eingezeichneten Kurve für L /L = 0,5, die außerhalb des schraffierten Bereichs von Fig. 7 liegt, befindet sich die Schaltstromquelle in einem Zustand, in welchem im Resonanzkondensator 5 zum Zeitpunkt t gemäß Fig. 8 die Restspannung V_R zurUckbleibt, so daß die Stromquelle nicht in der Unterklasse-E-Betriebsart arbeitet. Im Fall der ■Kennlinie L /L = 0,6 befindet sich die Schaltstromquelle in dem durch die ausgezogene Linie angedeuteten Bereich von 20 & Z Si40 in der Unterklasse-E-Betriebsart, während sie sich in de m durch die gestrichelte Kurve angedeuteten Bereich von 40< Z nicht in dieser Betriebsart

befindet. Wenn der Parameter L /L = 0,7 beträgt, befin-

det sich die Schaltstromquelle im Bereich von 20 <Z <70 in der genannten Betriebsart. Im Fall von L /L = 0,9 befindet sich die Schaltstromquelle in der genannten Betriebsart, wenn Z im Bereich von 20 bis 80 0hm liegt. Der effektive Bereich von Z vergrößert sich mit größer werdendem Parameter L /L. Versuche haben gezeigt, daß Z im Bereich von 0,5 bis 500 0hm liegen kann.

Fig. 10 veranschaulicht die Kennlinie für das Verhältnis zwischen Ausgangsleistung P_QUi. und dem Verhältnis T_QN/T unter Heranziehung von E ' als Parameter. Innerhalb des gestrichelten Bereichs jeder Kurve in der graphischen Darstellung von Fig. 10 arbeitet die Schaltstrom-

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quelle nicht in der Unterklasse-E-Betriebsart.

Wenn die Faktoren Z , E /E. und T_Q(,/T auf vorher beschriebene Weise bestimmt werden, wird die genannte Betriebsart normalerweise erreicht. Wenn sich jedoch die Last- oder Eingangsspannung aufgrund äußerer Störungen ändert, variiert auch die Ausgangsspannung. Aus diesem Grund mu*ß die Ausgangsspannung E geregelt bzw. stabilisiert werden. Dies kann normalerweise durch Änderung der Schaltperiode T oder des Verhältnisses T_nM/T des Schaltelements erreicht werden, doch ist es erforderlich, T + T_nf,/T gleichzeitig zu ändern, um die Ausgangsspannung bei Aufrechterhaltung der Unterklasse-E-Betriebsart zu regulieren bzw. zu stabilisieren. Wenn nämlich die Last- oder Eingangsspannung variiert, kann es vorkommen, daß die Spannung V am Resonanzkondensator, wie in Fig. 8_w(d) in gestrichelter Linie angedeutet, zum Zeitpunkt t nicht die Größe Null erreicht. Wenn unter diesen Bedingungen das Schaltelement 3 (Transistor) durch den nächsten Schaltimpuls durchgeschaltet wird, wird gemäß Fig. 8^(b) ein scharfer Spitzenimpuls SB erzeugt, so daß Störsignale von Hochfrequenzkomponenten erzeugt werden. Da sich in diesem Fall die Wellenformen des Kollektorstroms i des Transistors 3 und der

Spitzenimpuls SB auf Zeitbasis überlappen, wird die dem Produkt der überlappenden Wellenformen entsprechende Leistung im Transistor 3 als Wärme vernichtet, wodurch der Stromübertragungswirkungsgrad herabgesetzt wird und eine vergleichsweise große Wärmesenke für den Transistor 3 erforderlich wird. Zur Vermeidung dieser Nachteile ist es daher nötig, die Größen T_nN/T und T entsprechend der Änderung der Ausgangsspannung E gleichzeitig zu verändern, um den Schalttransistor 3 durchzuschalten, nachdem der Dämpferstrom i_Q die Dämpferdiode 6 durchfließt, d.h. V vollständig zu Null wird.

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Fig. 11 ist ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Schaltkreises, in welchem die erwähnte Ausgangsspannungsregelung bzw. -stabilisierung vorgenommen werden kann. In dieser Schaltung ist ein Fehlerspannung-Meßkreis 30 an den Ausgang 9a angeschlossen, um eine einer Differenz zwischen der Ausgangspannung E und einer vorgegebenen Spannung proportionale Fehlerspannung zu erzeugen. Dieser Meßkreis umfaßt in Reihe zwischen die Ausgangsklemmen 9a und Schaltungsmasse geschaltete Widerstände 31 und 32, einen Widerstand 33 und eine Zenerdiode 34, die zwischen der Ausgangsklemme 9a und Schaltungsmasse in Reihe geschaltet sind, und einen Differentialoder Operationsverstärker 35, dessen Eingangsklemmen an eine Verzweigung" zwischen den Widerständen 31 und 32 sowie eine andere Verzweigung zwischen dem Widerstand 33 und der Zenerdiode 34 angeschlossen sind.

Der Ausgang des Fehlerspannung-Meßkreises 30 ist an einem Impulsbreiten-Modulationskreis 36 angeschlossen, dessen Ausgang mit der Basis des Schalttransistors 3 verbunden ist. Dieser Modulationskreis 36 enthält einen astabilen Multivibrator 37, einen Integrationskreis 38 zur Umwandlung eines Rechteckwellen-Ausgangssignals vom Multivibrator 37 in ein Dreieckswellen-Ausgangssignal und einen Spannungskompärator 39 zum Vergleichen der Ausgangsspannung des Integrationskreises mit der Ausgangsspannung des Meßkreises 30. Der Spannungskompärator 39 erzeugt einen Schaltimpuls mit einer Impulsbreite, die einer Fehlerspannung proportional ist. Das vorher erwähnte Rückkopplungssystem ist in an sich bekannter Weise zur Steuerung der Durchschaltzeit des Schalttransistors 3 angeordnet.

Um bei dieser Konstruktion eine auf eine Schaltfrequenz bezogene Information zum Schalttransistor rückzukoppeln,

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ist ein Stromtransformator bzw. -übertrager 40 oder ein Lochfühler (hole sensor) zur Feststellung oder Messung des über die Dämpferdiode 6 fließenden Dämpferstroms vorgesehen, wobei der Ausgangsstrom dieses Transformators 40 durch einen Widerstand 41 in eine Spannung umgewandelt wird. Diese Spannung wird als Triggersignal an eine Triggerklemme des «stabilen Multivibrators 37 angelegt. Letzterer wird dabei zwangsweise mit dem Triggersignal synchronisiert, so daß seine Ausgangsfrequenz auf die Frequenz des Dämpferstroms bezogen wird. Infolgedessen werden die Schaltperiode T und das Verhältnis der Durchschaltzeit T_n,. zur Schaltperiode T gleichzeitig verändert, so daß die Ausgangsspannung E reguliert bzw. stabilisiert wird, während der gewünschte Unterklasse-E-Betrieb aufrechterhalten wird. Ersichtlicherweise kann das Rückkopplungssystem auch bei den Schaltstromquellen gemäß Fig. 1 und 2 angewandt werden.

Bei einem entsprechenden Versuch wurden gute Ergebnisse erzielt. Dabei wurde für die Bedingungen Eingangsspannung E. = 130 V, Ausgangsspannung E = 28 V, Ausgangsleistung P , = 120 W und Schaltfrequenz = 100 kHz ein Transformator bzw. Übertrager mit einer Primärwicklung von 28 Windungen und einer Sekundärwicklung mit 3 Windungen verwendet, wobei die verschiedenen Werte bzw. Größen folgende waren: L = 54 /lh¹, L_Q - 49juH, C = 47,000 pF and T_QN = 3/is. Die erfindungsgemäße Schaltstromquelle besitzt eine geringe Verlustleistung, so daß für das Schaltelement eine kleine Wärmesenke ausreichend ist. Außerdem werden keine unerwünschten Störsignale ("Rauschen") erzeugt.

Die Schaltstromquelle gemäß Fig. 5, mit welcher die Ausgangsspannung in bezug auf die Eiagangsspannung E. zweckmäßig geändert werden kann, eignet sich für eine variable bzw. regelbare Stromquelle zur Herstellung eines Audioverstärkers mit hohem Wirkungsgrad. Ein entsprechender

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Verwendungsfall ist in Fig. 12 veranschaulicht.

Im Beispiel gemäß Fig. 12 ist ein mit einem Lautsprecher 51 verbundener Haupt- bzw. Endverstärker 50 ein Klasse-B-Gegentaktverstärker der über einen Vorverstärker 52 mit einem Audio- bzw. Tonsignal gespeist wird. Positive und negative Speisespannungen +V

CO

und V für den -Hauptverstärker 50 werden von einer

CC

regelbaren Schaltrstromquelle 53 geliefert. Letztere ist dabei als Stromversorgung für positive und negative Speisespannungen unter denselben Bedingungen ausgelegt, wie sie für die Schaltstromquelle gemäß Fig. beschrieben worden sind. Ein Impulsbreiten-Modulator (PWM) 55, der ein Audioeingangssignal empfängt, legt impulsbreitenmod ulierte Schaltimpulse an die Basis eines Schalttransistors 54 an. Der Modulator 55 tastet das Audioeingangssignal mit einer Tastfrequenz von z.B. 100 kHz ±> und erzeugt einen Schaltimpuls mit einer der Amplitude jeder Abtastung (sample) proportionalen Impulsbreite. Der Impulsbreiten-Modulator 55 kann so ausgelegt sein, daß er die Durchschaltzeit T_QN ändert und die Schaltperiode T konstant^hält oder die Durchschaltdauer T_QN ände:
konstant_-hält.

dauer T_QN ändert und dabei die Sperrdauer bzw. -zeit

Beim Audioverstärker gemäß Fig. 12 ist die Größe der an den Hauptverstärker 50 angelegten Stromquellenspannungen + V und V der Durchschaltdauer des Transi-

CC CC

stors 54 proportional. Infolgedessen variiert die Größe dieser Spannungen mit der augenblicklichen Amplitude des in jeder Abtastperiode anliegenden Audiosignals. Hierdurch wird die Energie- bzw. Stromumwandlungsleistung des Hauptverstärkers 50 im Vergleich zu einem bisherigen Audioverstärker, der ständig mit einer festen Stromquellenspannung beschickt wird, erheblich verbessert.

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, -JN-

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Claims

Patentansprüche

Hochfrequenz-Schalterkreis mit einer Eingangsstromquelle, einem Schaltelement und einer Induktivität bzw. Drosselspule, die in Reihe über die Eingangsstromquelle geschaltet sind, einem zum Schaltelement parallelgeschalteten Resonanzkondensator, einer mit letzterem parallelgeschalteten Dämpferdiode, einem an die Drosselspule angeschlossenen Lastnetz mit einem Gleichrichterelement und einem Glättungskondensator, sowie einer Impulsquelle zur Anlegung von Schaltimpulsen an das Schaltelement zum Durchschalten oder Sperren desselben, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenwiderstand 1_Q - -JL/C, bestimmt durch Induktivität L der Drosselspule und Kapazität C des Resonanzkondensators, und das Verhältnis TqN^^T von Durchschaltzeit T_QN und Schaltperiode T des Schaltelements so eingestellt sind, daß die Spannung am

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-Z-

Schaltelement allmählich bis zu mindestens einem Pegel ansteigt, bei dem das Gleichrichter element nach dem Sperren des Schaltelements leitend werden kann, und dann allmählich auf O V abfällt, bevor das Schaltelement durch einen von der Schaltimpulsquelle gelieferten Schaltimpuls durchgeschaltet wird.
2. Schalterkreis na'ch Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß der Wellenwiderstand Z im Bereich von 0,5 -

Ohm liegt, daß das Verhältnis E /E. der Spannung E. der Eingangsstromquelle und der Ausgangsspannung E des Schalterkreises im Bereich von 1-3 liegt und daß das Verhältnis Tqm/T zwischen der Durchschaltdauer T_Qf. des Schaltelements und der Schaltperiode T im Bereich von 0,05 - 0,5 liegt.
3. Schalterkreis, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 und 2, bestehend aus einer Eingangsstromquelle, einem Transformator bzw. Übertrager mit Primär- und Sekundärwicklungen), einem mit der Primärwicklung des Transformators oder Übertragers über die Eingangsstromquelle in Reihe geschalteten Schaltelement, einem zu letzterem parallelgeschalteten Resonanzkondensator, einer zu letzterem parallelgeschalteten Dämpferdiode, einem ein Gleichrichterelement und einen Glättungskondensator aufweisenden und über die Sekundärwicklung des Transformators geschalteten Lastnetz und einer Impulsquelle zur Anlegung von Schaltimpulsen an das Schaltelement zum Durchschalten oder Sperren desselben, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich eine Drosselspule (inductor) mit der Sekundärwicklung des Transformators bzw. Übertragers in Reihe geschaltet ist, daß

Verhältnisse E '/E. und L /L in einem Koordinatensystem ο ι e

mit der Abszisse E '/E. und der Ordinate L /L inner-

OX 6

halb eines Bereichs gewählt sind, der von einem Punkt P

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(0,4 = E„'/E., 0,8 = L /L), einem Punkt Q (0,7, 0,8), einem Punkt A (1,0, 0,7), einem Punkt R (1,3, 0,4A), einem Punkt S (1,54, 0,1), einem Punkt T (10,0, 0,1), einem Punkt U (10,0, 10,0) und einem Punkt 0 (0,4, 10,0) umrissen ist, wobei E. die Eingangsspannung der Eingangsstromquelle, E ' eine auf die Primärwicklung bezogene (primary-referred) Ausgangsspannung, die durch Beziehen einer Ausgangsspannung E auf die Primär(wicklungs)seite des Transformators bzw. Übertragers erhalten wird, L eine Induktivität der Primärwicklung des Transformators und L eine auf die Primär-

wicklung bezogene Induktivität aus der Summe einer Streuinduktivität des Transformators und einer Induktivität der zusätzlichen Drosselspule bedeuten, und da.ß der durch die Induktivität L der Primärwicklung des Tran sformators und die Kapazität C des Resonanzkondensators bestimmte Wellenwiderstand Z = «/L/C im Bereich von 0,5 - 500 0hm liegt.
4. Schalterkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Fehlerspannung-Erzeugungseinrichtung zur Lieferung einer Fehlerspannung, die einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung des Schalterkreises und einer vorgegebenen Spannung proportional ist, und eine Dämpferstrom-Meßeinrichtung zur Messung eines über die Dämpferdiode fließenden Dämpferstroms (damper current) vorgesehen sind und daß die Impulsqelle so angeordnet ist, daß Impulsbreite und -breite des Schaltimpulses in Abhängigkeit von Ausgangssignalen von der Fehlerspannung-Erzeugungseinrichtung und der Dämpferstrom-Meßeinrichtung änderbar sind.

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5. Schalterkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsquelle ein Impulsbreitenmodulator zur Modulation der Impulsbreite des Schaltimpulses mittels eines Audio- bzw. Tonsignals ist.

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