DE3022267A1 - Schutzschaltung fuer eine transformatorlose ausgangsstufe - Google Patents

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LEINWEBER &

PATENTANWÄLTE

Dipl.-Ing. H. Leinweber (1930-76) Dipl.-Ing. Heinz Zimmermann Dipl.-Ing. A. Gf. v. Wengersky

Rosental 7 · D-8000 München 2

2. Aufgang (Kustermann-Passage) Telefon (089) 2603989 Telex 528191 lepatd Telegr.-Adr. Leinpat München

den13. Juni 1980

Unser Zeichen

A4761-O3

Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Osaka / Japan Schutzschaltung für eine transformatorlose Ausgangsstufe

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schutzschaltung für eine transformatorlose Ausgangsstufe in B-Schaltung (im folgenden der Einfachheit halber OTL-Stufe genannt), wie sie beispielsweise durch eine Vertikalablenkstufe eines Fernsehgerätes oder eine Tonausgangsstufe eines Fernsehgeräts oder eines Stereo^Eadiogerätes dargestellt wird.

Ein herkömmlich aufgebautes Fernsehgerät beinhaltet eine Vertikalablenkschaltung, die eine quasikomplementäre OTL-Stufe in B-Schaltung aufweist, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist.

Ein in Fig. 1 in Blockform dargestellter Vertikaloszillator empfängt an einem Punkt a ein VertikalSynchronsignal und erzeugt am Punkt b einen Vertikalschwingungs-Ausgangsimpuls. Ein ebenfalls in Blockform dargestellter Sägezahngenerator 2 ist daran zur Aufnahme des Vertikalschwingungs-Ausgangsimpulses angeschlos-

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sen und erzeugt am Punkt c ein sägezahnförmiges Spannungssignal, das seinerseits in einer Vorspannungsstabilisationsschaltung für die Ausgangsstufe und einer Vorverstärkerschaltung mit Transistoren Q-] und Q/5 sowie einer Diode D^ verstärkt wird. Ferner ist ein Eingangskoppelkondensator C-. dargestellt, sowie eine KOnstantstromschaltung 3 zur Stromversorgung der Transistoren Q- und Qp, eine Bezugsspannungsschaltung zur Festlegung der Vorspannung der Ausgangsstufe mit Dioden D2 und Dv und Widerständen B-. und Bp, ein Treibertransistor Qz, ein npn-Ausgangstransistor Q,, ein durch in Darlington-Schaltung gekoppelte Transistoren Qc und Qg gebildeter äquivalenter pnp-Transistor, wobei der Transistor Qr der Polarität sumkehr des Signals und der Transistor Qg als Ausgangstransistor dient, Dioden D. und D₁- zum Ausgleich der Basis-Emit ter-Vorwärtsspannungen der Transistoren Q. und Qc, eine Ablenkspule L^, ein Ausgangskoppelkondensator C2, und ein Widerstand Βγ zur Messung des durch die Ablenkspule L^ fließenden Stroms und Lieferung eines Gegenkopplungssignals für den Sägezahngenerator 2 um die Linearität der Sägezahnwellenform zu verbessern.

Gegenkopplungswiderstände Bc und Bg dienen als Spannungsteiler für eine an einem Punkt h anliegende Spannung, d.h. eine Mittelwertsspannung aus der an einem Ausgang g anliegenden Spannung, und der Erzeugung eines Gleichspannungs-Gegenkopplungssignals für die Vorspannungsstabilisationsschaltung der Ausgangsstufe. Die Betriebweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltung ist im Stande der Technik wohlbekannt und braucht nicht erläutert zu werden. Einzelheiten hierzu können beispielsweise aus "Jumbo IC for Vertical Deflection and Video Signal Processing Circuit in TV Beceiver" IEEE Trans. VoI CE-24, Januar, 1978 entnommen werden.

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Bei der vorstehend beschriebenen Schaltung ergeben sich Schwierigkeiten, wenn der Ausgang g unbeabsichtigt entweder geerdet oder mit einer auf dem Potential V_cc liegenden Stromveisorgungsleitung kurzgeschlossen wird. Es sei zuerst der erstgenannte Fall betrachtet, in dem der Ausgang g einen Erdschluß erfährt. In diesem Fall nimmt die Spannung am Punkt e, d.h. die Basisspannung des Transistors Q-j, Erdpotential an, wodurch der Transistor CL stark leitend, der Transistor Qp dagegen gesperrt wird, so daß der Treibertransistor Q, abgeschaltet wird. Folglich gelangt der Emitter des npn-Ausgangstransistors Q^ auf Erdpotential und da seine Basis über den Widerstand B, mit der Versorgungsspannung V_cc gekoppelt ist, tritt in dem npn-Ausgangstransistor Q^ ein starker Stromfluß auf mit der Folge eines unnormal großen Kollektorverlustes, unnormal großer Wärmeentwicklung und einer Zerstörung des Transistors Q*.

Sodann werde als zweites der Fall betrachtet, daß der Ausgang g mit der Versorgungsspannung V_„ kurzgeschlossen wird. In diesem Fall nimmt die Spannung am Punkt e den Wert der durch die Widerstände Bc und Bg geteilten Versorgungsspannung V-. an, was ungefähr zweimal so hoch wie die normale

OO

Betriebsspannung ist, so daß der Transistor Q.. augeschaltet und der Transistor Qp stark leitend wird. Folglich wird auch der Treibertransistor Q^ stark leitend, wobei sein Kollektor (Punkt f) ungefähr Erdpotential annimmt, so daß der aus den Transistoren Qc und Qg bestehende äquivalente pnp-Transistorschaltkreis stark leitend wird und einen starken Stromfluß durch den Ausgangstransistor Qg verursacht, was einen unnormal großen Kollektorverlust mit unnormal großer Wärmeentwicklung und daraus folgender Zerstörung des Ausgangstransistors Qg nach sieh zieht.

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Eine bekannte Gegenmaßnahme gegen die vorerwähnten Schwierigkeiten besteht in der Anwendung einer Schutzschaltung, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist. Fig. 2 dient hauptsächlich der Darstellung der Schutzschaltung allein und die weiteren Schaltverbindungen gleichen denen in Fig. 1.

Beim Betrieb der in Fig. 2 dargestellten Schaltung kann der starke Strom, der ohne die Schutzschaltung im Falle eines Erdschlusses des Ausgangs g,

durch den Ausgangstransistor Q, fließen würde, auf einen Kurzschlußstrom von I ~ VgWQi )/-ß'8 herabgesetzt werden, wobei VßjVQi ) die Basis - Emitter-Vorwärtsspannung des Transistors Q'y ist, weil der Transistor Q'y angeschaltet und dadurch der npn-Ausgangstransistor Q, in seinem Sperrzustand gesteuert wird, sobald eine Spannung, die sich an einem zwischen den Emitter des Transistors Q, und den Ausgang g eingeschalteten Widerstand E'g aufbaut, die Basis-Emitter-Vorwärtsspannung des Schutztransistors Q'y überschreitet. Demzufolge ist es möglich, eine Zerstörung des npn-Ausgariftctransifitors Q/ durch Wärmeentwicklung infolge einen großen durch den Transistor Q, fließenden Strömen zu verhindern. Wenn andererseits der Ausgang g mit der Versorgungsspannung V_cc kurzgeschlossen wird, tritt in gleicher Weise ein Schutztransistor Q¹^ in Tätigkeit, um den durch den Ausgangstransistor Qg fliei* nden Strom zu unterdrücken.

Auf diese Weise schützt die aus dem Widerstand fi'g , dem Transistor Q¹γ, dem Widerstand B'g und dem Transistor Q'g bestehende Schutzschaltung die Ausgangstransistoren für den Fall, daß der Ausgang entweder einen Erdschluß erfährt oder mit der Versorgungsspannung V_cc kurzgeschlossen wird, wobei jedoch diese Schutzschaltung die folgenden Nachteile aufweist.

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030051/0932 BAD ORfGfMAL

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In erster Hinsicht führt die Anbringung der Widerstände B'g und E¹Q zu einer Einengung des Betriebsbereichs der Ausgangsstufe mit der Folge, daß eine vorgegebene Ausgangsleistung nur mittels eines hohen Stromdurchgangs durch die in Form der Ablenkspule L., vorliegende Last erzielt werden kann. Folglich tritt eine Erhöhung des aus der Stromversorgung entnommenen Stromes auf und der durch (Ausgangsleistung)/(Leistungsverbrauch in der Stromversorgung) definierte Wirkungsgrad erniedrigt sich.

In zweiter Hinsicht tritt bei einem Kurzschluß des Ausgangs g mit Erde oder der Versorgungsspannung V , wenn-

CC

gleich wie. oben beschrieben in dem Ausgangstransistör Q. der Strom 1*^3j;(Q· )/^*8 ^vtn^ⁱ *ⁿ ^^em Ausgangstransistor Qg der Strom I—Vg-p/Qi λ/B'q fließt, infolge von Abweichungen in

den Werten der Widerstände B'g und B'g und Vn™ eine derart starke Variation dieser Ströme auf, daß dennoch in gewissen Fällen die Ausgangstransistören augenblicklich zerstört werden.

Insbesondere müssen die Widerstände B'g und B'q niedrige Widerstandswerte aufweisen, um einen größtmöglichen Betriebsbereich der Ausgangsstufe zuzulassen. Wenn soäann die Herstellung in Form eines integrierten Schaltkreises erfolgt, treten bei derartigen Widerständen große Abweichungen im Widerstandswert auf, sowie sich dazu addierende Abweichungen im Übergangswiderstand an der Verbindung zwischen dem Widerstand und der Aluminiumverdrahtung, wodurch die Abweichungen insgesamt noch vergrößert werden.jDer Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, die vorstehenden Nachteile zu vermeiden und eine Schutzschaltung zu schaffen, die in zuverlässiger Weise eine Beschädigung der Ausgangstransistoren in einer OTL-Stufe durch große Ströme vermeidet.

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Gemäß der Erfindung weist eine Schutzschaltung für eine OTL-Stufe eine erste Spannungsvergleichsschaltung auf, an deren einem Eingang eine Mittelwertspannung eines Vertikalablenkausgangssignals der OTL-Stufe und an deren anderem Eingang eine erste Bezugsspannung anliegt, und eine zweite Spannungsvergleichsschaltung, an deren einem Eingang ebenfalls die Mittelwertspannung und an derem anderen Eingang eine zweite, von der ersten Bezugsspannung verschiedene Bezugsspannung anliegt, wobei zumindest eine der beiden Spannungsvergleichsschaltungen in Tätigkeit tritt, wenn der Ausgang der OTL-Stufe entweder mit der Versorgungsspannung oder dem Erdpotential kurzgeschlossen wird, um die Ausgangstransistoren der OTL-Stufe zu sperren, wodurch die Ausgangs transistor en vor einer Beschädigung durch große Ströme geschützt werden können.

Ferner wird während einer Übergangszeit, die sich vom Einschalten der Stromversorgung bis zu einem Zeitpunkt bemißt, zu dem die Spannung der Stromversorgung einen stationären Wert erreicht, ein fehlerhafter Betrieb der Spannungsvergleichsschaltungen verhindert, um stetige Bildwiedergaben sicherzustellen.

Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung, in der Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben sind. Hierbei zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild einer bekannten Vertikalablenkschaltung,

Fig. 2 ein Schaltbild einer bekannten Schutzschaltung für eine Ausgangsstufe,

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-/-AO-

Pig. 3 ein Blockschaltbild einer Grundkonfiguration einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung in Anwendung auf eine OTL-Stufe,

Fig. 4 ein Schaltbild zur Darstellung τοη Einzelheiten der in Fig. 3 dargestellten Schutzschaltung,

Fig. 5 ein Kennliniendiagramm zur Erläuterung der -Betriebsweise der Schutzschaltung von Fig. 4,

Fig. 6 ein Schaltbild zur Darstellung von Einzelheiten einer zweiten Ausführungsform der Schutzschaltung in Anwendung auf die OTL-Stufe, und

Fig. 7 und 8 Schaltbilder weiterer Ausführungsformen der Erfindung.

In Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer Grundform einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung dargestellt, die auf die in Fig. 1 dargestellte Vertikalablenkschaltung angewendet ist. Die erfindungsgemäße Schutzschaltung weist Spannungsvergleichsschaltungen 4 und 5 auf, sowie einen Steuerkreis 6, einen Schalterstromkreis 7 und Bezugsspannungsquellen mit Bezugsspannungen ^VBEF1 ^{und V}EEF2·

Die Spannungsvergleichsschaltung 4 weist zwei Eingänge auf und führt einen Vergleich zwischen einer an den einen Eingang i angelegten Spannung und einer an den anderen Eingang angelegten Bezugsspannung V-dt™-] aus, um ein Signal an einem Ausgang k zu erzeugen. In gleicher Weise führt die Spannungsvergleichsschaltung 5 einen Vergleich zwischen einer an den

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einen Eingang j angelegten Spannung mit einer an den anderen Eingang angelegten Bezugsspannung V-g-g^ ^aus' ¹^ ^ein Sig¹¹⁸¹ an einem Ausgang 1 zu erzeugen. Speziell ist an die Eingänge i und j eine Mittelwertsspannung eines Vertikalablenkausgangssignals als ein Meßsignal angelegt.

Im Betrieb erzeugt die Spannungsvergleichsschaltung 4 ein Ausgangssignal am Ausgang k, wenn die Spannung des an den einen Eingang i angelegten Meßsignals die Bezugsspannung ^BEFI überschreitet. Andererseits erzeugt die Spannungsvergleichsschaltung 5 ein Ausgangssignal am Ausgang 1, wenn die Spannung des an den einen Eingang j angelegten Meßsignals unter die an den anderen Eingang angelegte Bezugsspannnung V-n-g-pp absinkt. Die Bezugs spannung V-n-g-p-i für die Spannungsvergleichschaltung 4 wird derart voreingestellt, daß sie zwischen der Versorgungsspannung V_cc und der an dem Punkt h zwischen der Ablenkspule L., und dem Ausgangskoppelkondensator C2 auftretenden mittleren Ausgangssignalspannung liegt, wogegen die Bezugsspannung V^-g-^ ^r die Spannungsvergleichsschaltung 5 auf einen Wert zwischen Erdpotential und die mittlere Ausgangssignalspannung am Punkt h einzustellen ist.

Wenn bei diesem Aufbau der Ausgangs g mit einer die Versorgungsspannung V_ führenden Stromversorgungsleitung kurzgeschlossen wird, arbeitet die Spannungsvergleichsschaltung 4 zur Erzeugung des Ausgangsgangssignals am Ausgang k , wogegen bei einem Erdschluß des Ausgangs g die andere Spannungsvergleichschaltung 5 das Ausgangssignal am Ausgang 1 erzeugt. Das am Ausgang k oder 1 auftretende Signal wird an den Steuerkreis 6 weitergeleitet und ruft dort die Erzeugung eines Ausgangssignals hervor, das den Schalterstromkreis 7 betätigt.

Den Schalterstromkreis 7 bildende Schalter 8 und 9 werden sodann gleichzeitig betätigt, um den Kollektor des Treibertransistors GL und den Kollektor des polaritätsumkehrenden Tran-

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-/-it»

sistors Q[T in der Darlington Schaltung zu erden. Bei geerdetem Kollektor des Treibertransistors Q^ wird der eine Ausgangstransistor CL gesperrt, und bei geerdetem Kollektor des polaritatsumkehrenden Transistors CL wird der andere Ausgangstransistor Qg gesperrt. Sofern der Ausgang g entweder mit der Versorgungsspannung V oder mit Erde kurzgeschlossen wird, tritt eine der beiden Spannungsvergleichsschaltungen 4 oder 5 in Tätigkeit, wodurch der Steuerkreis 6 und der SchalterStromkreis 7 betätigt werden, um die Ausgangstransistoren CL oder Qg abzuschalten und sie dadurch zu schützen.

Bei der vorbeschriebenen Ausführungsform wird vorteilhaft als Meßsignal die Mittelwertspannung des Vertikalablenkausgangssignals verwendet.

Sofern das Meßsignal die Form des Ausgangssignals am Ablenkausgang g annimmt, welches in etwa zwischen Erdpotential und der Versorgungsspannung V variiert, ist eine hohe Genauigkeit für die Werte der Bezugs spannungen Vj^-i und ^g-g^o erforderlich, welche für die Feststellung des Unterschiedes zwischen dem Ausgangspotential im Mormalbetrieb und denjenigen bei einem Kurzschluß des Ausgangs mit Erde oder der Versorgungsspannung maßgeblich sind. Umgekehrt führen große Abweichungen in den Werten der Bezugsspannungen V-g-g^,., und Vg-gpp zu einem Fehlbetrieb. Aus diesem Grund wird bei der Erfindung die Mittelwertsspannung des Ausgangssignals, die an dem Punkt h auftritt, als das Meßsignal verwendet. Das Ausgangssignal am Punkt h stellt nahezu eine Gleichspannung dar und beträgt der Größe nach ungefähr die Hälfte der Versörgungsspannung V₀. ,

wodurch ein deutlicher Unterschied gegenüber den Potentialen von 0 (Volt) und V_CQ (Volt) besteht, welche der Ausgang g im Falle eines Kurzschlusses mit Erde oder der Versorgungsspannung jeweils annimmt. Somit ist es selbst beim Auftreten von mehr oder weniger großen Ungleichförmigkeiten in den Spannungswerten der Bezugs spannungen Vggpi und V-g-gj^ möglich,

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- ι/- 4$

diese Bezugsspannungen V-^₁ und V-g-gj^ ^aui geeignete Werte einzustellen, bei denen jeder Fehlbetrieb ausgeschlossen ist. Darüber hinaus ist es auch vorteilhaft möglich, einen großen Stromfluß durch die Ausgangstransistoren Q, und Qg mit der Folge ihrer Beschädigung zu verhindern, selbst wenn der Ausgang g nicht vollständig sondern über eine Impedanz kurzgeschlossen wird oder ein unnormaler Betrieb der Schaltung infolge einer Beschädigung oder Zerstörung von einzelnen Elementen auftritt.

In Fig. 4 sind Einzelheiten der in Fig. 3 dargestellten Schutzschaltung inbeispielhafter Weise beschrieben, wobei die mit Fig_# 3 übereinstimmenden Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind.

Die Spannungsvergleichsschaltung 4 in Fig. 4 weist Transistoren Qy, Qg und Qq sowie eine Diode Dg auf, die Spannungsvergleichsschaltung 5 weist Transistoren Q^q, Q^ und Q.J2 sowie eine Diode Dy auf, die Bezugsspannungsschaltungen zur Erzeugung von Vpp^ und Vuppo weisen Vorspannungskreise mit Widerständen Eq, JLq und JL., auf, der Steuerkreis 6 weist Transistoren Q^, Q-J., Q^ und Q.,g sowie Widerstände

-j 2^J "^15 ^un^ ^14 ^au^' ^un<^ ^^er Schalt er Stromkreis 7 weist Transistoren Q^ und Q^ sowie Widerstände R*c und ILg auf.

Die in Fig. 4 dargestellte Schaltung arbeitet folgendermaßen. Im Normalbetrieb sind wegen des Sperrzustandes der Transistoren Q^ und Q.q die Transistoren Qg und Qn leitend, ebenso wie die Transistoren Q^ und Q₁^* wogegen die Transistoren Q-, 2, Q-]/, Q-|c und Q-jg gesperrt sind, ebenso wie die Transistoren Q-γ und Q^g, so daß sich die Vertikalablenkschaltung im Normalbetrieb befindet. Sodann sei der Fall betrachtet, daß der Ausgang g der Vertikalablenkschaltung geerdet wird. Dann wird der Betriebszustand der Spannungs-

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vergleichsschaltung 5 umgekehrt, wogegen der Normalbetrieb der Spannungsvergleichsschaltung 4 unverändert bleibt. Das bedeutet im einzelnen, daß die Spannung am Punkt j auf Erdpotential liegt, wobei der Transistor Q^q leitend, der Transistor CL., nicht leitend, der Transistor Q..ρ nicht leitend, der Transistor Q.,, leitend, die Transistoren Q^ und Q-jg leitend und die Transistoren Q-γ und Q-g des SchalterStromkreises 7 leitend sind. Folglich sind die Ausgangstransistören Q, und Q^ wie oben beschrieben in ihren Sperrzustand gesteuert, um vor Beschädigung durch einen diese Transistoren durchfließenden, großen Strom geschützt zu sein.

lunmehr werde der Fall betrachtet, daß der Ausgang g mit der Versorgungsspannung V__ kurzgeschlossen wird. "Dann wird die Betriebsweise der Spannungsvergleichsschaltung 4 umgekehrt, wogegen die normale Betriebsweise der Spannungsvergleichsschaltung 5 unverändert bleibt. Das bedeutet im einzelnen, daß die Spannung am Punkt i das Potential V__

CC

annimmt, wobei der Transistor Qy leitend, die Transistoren Qg und Qn ge'sperrt, der Transistor Q-, ^ leitend, der Transistor Q.|g leitend und die Transistoren Q-,γ und Q^g des Schalterstromkreises 7 leitend sind. Folglich sind die Ausgangstransistoren Q. und Qg auch in diesem Fall wieder gegen Beschädigung durch einen großen hindurchfließenden Strom geschützt.

Auf diese Weise ermöglicht die Schaltung von Fig. 4 einen Schutz der Ausgangstransistören Q, und Qg ohne eine Einengung des Betriebsbereichs der Ausgangsstufe und ohne Inkaufnahme eines unnormalen Stromflusses,wie es in Fig. 2 der Fall ist.

Me in Fig. 4 dargestellte Schaltung weist jedoch noch den Nachteil auf, daß sie während einer Übergangszeit, die sich vom Einschalten der Stromversorgung bis zu einem

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Zeitpunkt, zu dem die Versorgungsspannung V der Stromversorgung einen stationären Wert erreicht, bemißt, mit einem Fehlbetrieb behaftet ist.

In Fig. 5 sind Übergangsspannungen an verschiedenen Punkten aufgetragen, wobei V^ die Mittelwertspannung des Ausgangssignals darstellt, die an dem Verbindungspunkt h zwischen der Ablenkspule L- und dem Ausgangskoppelkondensator Cp auftritt. Wie oben beschrieben wurde, treten im Falle der Bedingung Vrptto ^< ^h*^BEFI ^^e Spannungsvergleichs schaltungen 4 und 5, der Steuerkreis 6 und der Schalterstromkreis 7 nicht in Tätigkeit, wogegen der Transistor Qy der Spannungsvergleichsschaltung 4 angeschaltet wird, sofern V-^gp- <V^ und der Transistor Q-q der Spannungsvergleichsschaltung 5 angeschaltet wird, sofern v^^^h' ™ ^^{en nacn}S^esc^^al~ teten Steuerkreis 6 und Schalterstromkreis 7 in Betrieb zu setzen.

Wie aus Fig. 5 ersichtlich ist, ist die Bedingung ^BEF?* ^h ^wä^nren(^ einer vom Zeitpunkt t = t-,, zu dem der Stromversorgungsschalter eingeschaltet wird, bis zu einem Zeitpunkt t = tp sich erstreckenden Zeitspanne erfüllt. Dies ist deswegen der Fall, weil V-n-gp-i u¹¹^ VreF2 proportional zum Anstieg der Versorgungsspannung V__ ansteigen, wogegen

CC

die Mittelwertsspanrmng V^ einen geringeren Anstieg als V_cc, V-g-gp^ und Vg-gp2 ^auf^wei^s"t> <^^a ^^er ei^ne große Kapazität aufweisende Ausgangskoppelkondensator Cp mit dem Punkt h verbunden ist und der Gegenkopplungswiderstand Εγ einen so kleinen Widerstand besitzt (gewöhnlich 1 bis 5 Ohm), daß das am Ausgang g auftretende Signal durch die Impedanz der Ablenkspule L^ und die Kapazität des Ausgangskoppelkondensators Cg integriert wird. Daher ist für zwischen t., und tp

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liegende Zeiten t der Transistor CLq der Spannungsvergleichsschaltung 5 angeschaltet, wogegen die Transistoren Q₁-, und Q^ sowie die Diode "Dy gesperrt sind. Folglich sind die Transistoren des Steuerkreises 6 angeschaltet, ebenso wie die Transistoren Q-,γ und CLg des Schalterstromkreises 7 um sicher zustellen, daß die Basisspannung des Ausgangstransistors Q* der Vertikalablenkschaltung den gleichen Wert wie die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Transistors Q₁Q aufweist, um hierdurch die Emitter spannung des Ausgangstransistors Q,. oder die Ausgangsspannung der Vertikalablenkschaltung über die Zeit t zwischen t-, und t2 auf Erdpotential zu halten. Während dieser Zeit fließt daher durch die Ablenkspule L₁ kein Strom und auf dem Schirm einer Kathodenstrahlröhre wird lediglich eine einzige Leuchtzeile wiedergegeben. In Abwesenheit der Schutzschaltung fließt beim Anstieg der Versorgungsspannung V__ gewöhnlich der Ablenkstrom in Proportionalität

CC

zum Wert der Versorgungsspannung V._ durch die Ablenkspule

CC

L^ und die Größe des wiedergegebenen Bildes wächst nach dem Einschalten des Stromversorgungsschalters ungefähr proportional mit dem Wert von V_o„,bis es sich bei einer vorgegebenen

cc

Größe stabilisiert. Im Unterschied dazu tritt bei Anwesenheit der Schutzschaltung eine unnormale Bildwiedergabe auf, bei der die Wiedergabe einer einzigen horizontalen Leuchtzeile während der zwischen t., und tp liegenden Zeit t andauert und erst ab der Zeit t> ^ ^e^-ⁿ normales Bild wiedergegeben ^w ' Eine inFig. 6 dargestellte Schaltung

dient der Vermeidung der vorerwähnten Schwierigkeiten. Fig. 6 zeigt lediglich die den Spannungsvergleichsschaltungen 4 und 5 entsprechenden Blöcke, wobei die übrigen,mit Fig. 4 übereinstimmenden Komponenten weggelassen sind.

"Der Unterschied zwischen der in Fig. 6 dargestellten Schaltung und derjenigen von Fig« 4 liegt in der Anbringung

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eines über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₁Q geschalteten Widerstandes fi-,π und eines über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₁₁ geschalteten Widerstandes E₂O' wobei diese Transistoren einen Differenzverstärker für die Spannungsvergleichsschaltung 5 bilden.

Mit Hilfe der Widerstände R-,η und R^q wird verhindert, daß der Transistor Q₁Q und damit auch der Transistor Q₁ * beim Vorliegen der Bedingung Vuppo* Vv während der zwischen t-j und tp liegenden Zeit t, wie in Fig. 5 dargestellt, eingeschaltet wird, wobei aber die Schutzwirkung gegen ein Kurzschließen des Ausgangs in normaler Weise bewirkt wird, nachdem die Versorgungsspannung V__ einenvorbestimmten Wert erreicht

CC

hat. Im einzelnen wird in der zwischen t₁ und t₂ liegenden Zeit t der durch den Widerstand Ro fließende Strom durch den Widerstand R-jq und den Eingang j an den Ausgangskoppelkondensator Cp abgeleitet und der Spannungsabfall am Widerstand R₁Q wird kleiner gemacht als die Schwellenspannung, bei der der Transistor Q₁Q leitend wird, so daß der Transistor Q₁Q gesperrt bleibt. Andererseits wird für den stationären Betriebszustand der Wert des Widerstandes R₁Q so gewählt, daß der Transistor Q₁Q angeschaltet wird, sobald der Ausgang g zufällig einen Erdschluß erfährt.

Die vorstehenden Bedingungen lassen sich wie folgt formulieren.

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Es sei für die zwischen t., und tp liegende Zeit t die Versorgungsspannung V__ durch V_.(t) gegeben und die Mittelwerts-

OO OO

spannung V^ durch V^/,\, die Basis-Emitter-Vorwärtsspannungen der Transistoren Qg, Q^q und Q^ durch Vß-g

g q y BE(O

bzw. Vg-g/g s und die Emitter spannung des Transistors Qg durch V-g/g \(t), dann bleibt der Transistor Q^q unter der folgenden Bedingung gesperrt:

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' ^{Ei9 BE(Q}io)

^E10 ⁺

Aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich der Wert des Widerstandes Β-,η als

^VBE(Q₁₀) . ^B8

Somit erhält man

^VBE(Q1O^}

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Anderseits maß notwendigerweise der durch den Wider stand E₁Q fließende Strom kleiner als der durch den Widerstand Eg fließende sein, damit der Transistor Q^q mit Sicherheit angeschaltet wird, wenn der Ausgang g während des stationären Betriebs zufällig Erdschluß bekommt. Also ist die Bedingung

erforderlich. Somit ist der Widerstandswert des Widerstandes E.JQ derart zu wählen, daß die Bedingungen(3) und (4), erfüllt sind.

"Der Widerstand Epn, dem keine wesentliche Bedeutung zukommt, dient lediglich dem Gleichgewicht des Schaltungsaufbaus von Fig. 6.

Wie vorstehend beschrieben wurde, ist zur Verhinderung eines Fehlbetriebs des Transistors CLq infolge der Umkehr der Werte von V^p? ^¹^ ^_n unmittelbar nach dem Einschalten des Stromversorgungsschalters während der zwischen t., und t2 liegenden Zeit der Widerstand E^q über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q^q geschaltet, mit der Bedingung, daß der Spannungsabfall am Widerstand E., η unterhalb der Schwellenspannung für den Transistor Q-jq liegt und daß der Wert des Widerstandes B._Q derart gewählt wird, daß der Transistor Q^q bei einem während der stationären Betriebsweise auftretenden Erdschluß des Ausgangs g angeschaltet wird. Bei diesem Schaltungsaufbau werden nicht nur stetig übergehende Bildwiedergaben während der sich vom Anschalten des Strom-

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-ι/ 14.

Versorgungsschalters bis zur stationären Betriebsweise erstreckenden Übergangszeit sichergestellt, sondern es wird auch der Schutzbetrieb voll erreicht.

Fig. 7 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Der Unterschied zwischen dieser Ausführungsform und der in Fig. 6 dargestellten besteht darin, daß der Differenzverstärker für die Spannungsvergleichsschaltung 5 in Darlington-Schaltung verbundene Transistoren aufweist und daß ein Widerstand Epi über die Basis-Emitter-Strecke des Folgestufentransistors Q-jQ und ein Widerstand Bon über die Basis-Emitter-Strecke des Folgestufentransistors Qoq geschaltet ist. Die in Fig. 7 dargestellte Ausführungsform arbeitet in gleicher Weise wie die Ausführungsform der Fig. 6 und erzielt die gleiche Wirkung. Zusätzlich weist jedoch die Ausführungsform der Fig. 7 im Vergleich zur Ausführungsform der Fig. 6 den Vorteil auf, daß der GleichstromverStärkungsfaktor der den Differenzverstärker bildenden Transistoren einen kleinen Wert haben kann, da diese Transistoren in Darlingtonschaltung verbunden sind.

Fig. 8 zeigt noch eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei/der Basis-Emitter-Widerstände E-iq» R?q> -^px ^un<^ -^04 für die in der einen Spannungsvergleichsschaltung 4 enthaltenen Transistoren Qy und Qg und die in der anderen Spannungsvergleichsschaltung 5 enthaltenen Transistoren Q-q und Q-- vorgesehen sind. Mit der Ausführungsform der Fig. 8 wird im Vergleich zu der Ausführungsform von Fig. 6 eine zusätzliche Wirkung erreicht. Dies ergibt sich im&inzelnen daraus, daß der Ausgangskoppelkondensator C2, wie bereits erwähnt, eine große Kapazität besitzt, so daß beim Ausschalten des Stromversorgungsschalters eine Spannung V^ am Punkt i mit einer geringen Steigung abfällt und die Fehloperation der Schutzschaltung nur eine einzige horizontale Leuchtzeile auf dem Bildschirm beim Schwinden

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- γ-κι ■

der normalen Bildwiedergabe erscheinen läßt, wenn die Bedingung V^BEFI ^auftritt. Die Widerstände E₂3 ^un^ ^B24 ⁱⁿ ^^{er Aus}~ führungsform von Fig. 8 beseitigen eine derartige unnormale Erscheinung. Die Widerstandswerte der Widerstände ILp* und Ep4 können in derselben Weise bestimmt werden wie bei der Ausführungsform von Fig. 6.

Darüber hinaus kann die Ausführungsform von Fig. 8 ebenso wie es im Zusammenhang mit der über die Ausführungsform von Fig. 6 hinausgehenden Weiterbildung der Ausführungsform von Fig. 7 erwähnt worden ist, dadurch verbessert werden, daß die Transistoren Qy und Qo und die Transistoren Q.q und CL^ für die Differenzverstärker durch in Darlingtonschaltung verbundene Transistoren ersetzt und Widerstände über die Basis-Emitter-Strecken der Folgestufentransistoren in den Darlington-Schaltungen geschaltet werden.

Wie aus dem Vorhergehenden ersichtlich ist, wird bei der Ausführungsform von Fig. 8 der Widerstand über die Basis-Emitter-Strecke jedes Transistors des die Spannungsvergleichsschaltung bildenden Differenzverstärkers oder über den Folgestufentransistor jedes Darlington-Transistorschaltkreises geschaltet, so daß nicht nur eine stetig übergehende Bildwiedergabe beim Einschalten des Stromversorgungsschalters und ein stetiges Verschwinden der Bildwiedergabe beim Ausschalten des Stromversorgungsschalters erreicht wird, sondern auch die die Vertikalablenkschaltung bildenden Einzelelemente vor Beschädigung geschützt werden können, falls der Ausgang der Vertikalablenkschaltung mit der Versorgungsspannung oder Erdpotential kurzgeschlossen wird.

Während in den vorstehenden Ausführungsformen die Schutzschaltung in Anwendung auf eine Vertikalablenkschaltung beschrieben worden ist, ist es ebenso gut möglich, sie auf andere

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OTL-Stufen in B-Schaltung anzuwenden, wie etwa Tonausgangsstufen. Bei Anwendung auf Tonausgangsstufen bedeutet die Last L₁ einen Lautsprecher.

Auch ist es nicht in jedem Fall erforderlich, das Meßsignal von der Verbindungsstelle zwischen der unmittelbar mit dem Ausgang verbundenen Last L- und dem Ausgangskoppelkondensator Cp abzugreifen. An das Meßsignal ist im wesentlich die Anforderung zu stellen, daß es einen Mittelwert des Ausgangssignals darstellt und es kann daher auch das Ausgangssignal nach Durchgang durch einen Filterkreis verwendet werden.

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Bezugszeichenaufstellung : Schutzschaltung für eine transformatorlose Ausgangsstufe

1 Vertikaloszillator

2 Sägezahngenerator

3 Konstantstromschaltung Q-], Qp Transistoren

D^ "Diode

C-. Eingangskoppelkondensator

2' 3 ^Ul0(iei1 £· Bezugsspannungsschaltung

E.], Ep Widerstände Q, Treibertransistor Q^ Ausgangstransistör Qr, Qg Transistoren, Qg Ausgangstransistör D,, Dr Dioden Ablenkspule L., Cp Ausgangskoppelkondensator Ey Widerstand Er, Eg Gegenkopplungswiderstände g Ausgang V_Qc Versorgungsspannung E'g, E¹C) Widerstand Q¹γ, Q'g Schutztransistor

5J SpannungsTergleichsschaltungen

β Steuerkreis

7 Schalterstromkreis

b Verbindungspunkt

i Eingang

^EEFI Bezugsspannung

k Ausgang

j Eingang

Q30051 /0932

%EF2 Bezugsspannung

1 Ausgang

8, 9 Schalter

Qvι Q3> Qq Transistoren

D₆ Diode

Q-jQ, Q^, Q-J2 Transistoren

ϋγ Diode

10' "^11

Q-J5» Q-J4» Q-J5» Q-|6 Transistoren

B^2» -^13» ^14 Widerstände

Q-jγ, Q^g Transistoren

B-J₁-, B^g Widerstände

Vj₁ Mittelwert spannung

B-jQ, BpQ Widerstände

Bg-j, Bg2 Widerstände

Q.JQ, QgQ Transistoren

Bg^, Bg, Widerstände

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Claims (8)

1. Patentansprüche :

   ΓίΓ) Schutzschaltung für eine transformatorlose Ausgangsstufe, gekennzeichnet durch: eine erste Spannungsvergleichsschaltung (4), an deren einem Eingang (i) ein Meßsignal in Form einer Mittelwertsspannung (VtJ aus einem Ausgangssignal der Ausgangsstufe und an deren anderem Eingang eine zwischen der Mittelwertspannung (VtJ und einer Versorgungsspannung (V ) liegende erste Bezugs spannung (Vj^gp-i) anliegt; eine zweite Spannungsvergleichsschaltung (5) an deren einem Eingang (j) ebenfalls das an der ersten Spannungsvergleichsschaltung (4) anliegende Meßsignal und an deren anderen Eingang eine zwischen der Mittelwertspannung (VtJ und Erdpotential liegende zweite Bezugsspannung (V_ßEF2) anliegt;

   und einen auf ein Ausgangssignal (k, 1) der ersten (4) und zweiten (5) Spannungsvergleichsschaltung ansprechenden Steuerkreises (6) zum Sperren der Ausgangstransistoren (Q,,, Qr) der Ausgangsstufe.
2. 2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (4) und zweite (5) Spannungsvergleichsschaltung jeweils Differenzverstärker (Qg, Qy; Q-iq» Q* .J aufweist.
3. 3. Schutzschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen ersten Transistor (Q-ig), dessen Kollektor mit dem Kollektor eines in der Ausgangsstufe vorgesehenen Treibertransistors (Q₇J und dessen Emitter mit Erdpotential verbunden ist, einen zweiten Transistor (Q-ιγ), dessen KoI-

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   lektor mit einem in der Ausgangsstufe vorgesehenen polaritätsumkehrenden Transistor (Qc) und dessen Emitter mit Erdpotential verbunden ist, wobei der polaritatsumkehrende Transistor (Qc) ein Ausgangssignal des Treibertransistors (Q*) in seiner Polarität umkehrt und es dem Ausgangstransistör (Qg) zuleitet und ein Ausgangssignal des Steuerkreises (6) an die Basen des ersten (Q-13) und zweiten (Q-,γ) Transistors angelegt ist.
4. 4. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn-r zeichnet, daß das an die erste (4) und zweite^ (5) Spannungsvergleichsschaltung angelegte Meßsignal (1)/an einem Verbingungspunkt (h) zwischen einer direkt mit dem Ausgang (g) der Ausgangsstufe/und einem mix aeriLast (L^) in Beine geschalteten Ausgangskoppelkondensator (Jl^) auftretendes Signal aufweist.
5. 5. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens bei der zweiten Spannungsvergleichsschaltung (5) ein Widerstand (fi-,η) über die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors (Q-iq) des Differenzverstärkers (Q-|O» Q-|-j) geschaltet ist, wobei an dem Transistor (Q-jq) die Mittelwertspannung (V^) des Ausgangssignals der Ausgangsstufe anliegt.
6. 6. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens in der zweiten Spannungsvergleichsschaltung (5) Wider ständern, BpcP ^ü^^er ^^ie Basis-Emitter-Strecken des Differenzverstärkers CQ-jq» ^Tp geschaltet sind.

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7. 7. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl in der ersten (4) als auch in der zweiten (5) Spannungsvergleichsschaltung Widerstände (B-m, E?0' ^23» ^24^ über ^^ie Basis-Emitter-Strecken der Differenzverstärker (Q-IQ' Q-M»' Qy Qg) geschaltet sind.
8. 8. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker für die Spannungsvergleichsschaltung (5) einen Transistor (Q-|q> Q-|gJ Q-j-j» Qp(P in Üarlington-Schaltung aufweist und daß ein Widerstand (B2-j; ^22^ ^^er <^^e Basis-Emitter-Strecke des Folgestufentransistors (Q-JQ, Qpn) ^^er Darlington-Schaltung geschaltet ist.

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