DE2830481A1 - Schutzschaltung fuer einen gegentaktleistungsverstaerker - Google Patents

Description

SCHUTZSCHALTUNG FÜR EINEN GEGENTAKTLEISTÜNGSVERSTARKER

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1. Insbesondere bezieht sie sich auf eine Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker, die die einem Halbleiterelement, welches die Schutzschaltung bildet, aufgedrückte Spannung herabsetzen kann.

Ein bisher verwendeter Tonfrequenzleistungsverstärker weist die in Fig. 1 dargestellte Anordnung auf. Bei dem bekannten Tonfrequenzleistungsverstärker ist zwischen den Emitter eines Transistors von einem ersten Leitfähigkeitstyp, dessen Kollektor an eine positive Spannungsquelle ⁺V_nn angeschlossen ist, und den Emitter eines Transistors von einem zweiten Leitfähigkeitstyp, dessen Kollektor an eine negative Spannungsquelle -V_„ angeschlossen ist, ein Laststrom-Meßwiderstand R„ geschaltet,

tu

wobei R„ = r + r ist. Zwischen einem Abgriff am Wider-EEE

stand R^ und einer Last (Lautsprecher SP), dessen eines Ende geerdet ist, ist ein Schalter S geschaltet. Die Kollektor-

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. 28 3048t

Emitter-Strecke eines Transistors Q₃ zum Erfassen des Widerstandes der Last L, z. B. deren Kurzschluß, ist über einen Widerstand zwischen den Abgriff des Widerstandes IC, und die positive Spannungsquelle V geschaltet. Die Basis des Transistors Q-. ist an die Verbindungsstelle von Widerständen R und R, angeschlossen, die zusammen ein Dämpfungsa id

glied bilden. Eine Spule 17 zum Betätigen des Schalters S ist über einen Treibertransistor Q, an die positive Spannungsquelle +V--, angeschlossen. Der Basis dieser Treibertransistors Q. wird die vom Kollektor des Transistors Q~ gelieferte Ausgangsgröße zugeführt. Wird die Last L kurzgeschlossen, dann wird der Transistor Q- betätigt, um den Schalter S zu öffnen und damit den Leistungsverstärker zu schützen. Diese Schutzmaßnahme erfolgt, wenn die folgende Formel erfüllt wird:

- ^VTH

r„ = Widerstandswert des Widerstandes r von Fig. 1 hi Γι

I = Laststrom

c* = Koeffizient der im wesentlichen durch die Widerstandswerte R und R, des Dämpfungsgliedes von Fig. bestimmt ist

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v_o = Spannung zwischen den Anschlüssen der Last L

V= Schwellenspannung des Transistors Q_, nämlich der erfaßte Meßpegel des Lastwiderstandes.

Wie aus der obigen Formel hervorgeht, wird der Schalter S unverzüglich geöffnet, wenn die Last kurzgeschlossen wird und der Lastwiderstand im wesentlichen auf Null herabgesetzt ist, um einen großen Laststrom hindurchzulassen.

In Fällen, in denen die Schutzschaltung integriert ist, ist es erforderlich, ein Halbleiterelement einer niedrigen

„^ t. (withstand voltage) ,,,... , , , Stehspannung/zu verwenden und den Leistungsverbrauch der Schutzschaltung herabzusetzen. In diesem Zusammenhang wird der Transistor Q^ der bekannten Schutzschaltung nach Fig. 1 weiter unten diskutiert. Die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q., angelegte Spannung verändert sich zwischen der Spannung +V der positiven Spannungsquelle und der Spannung -V₁-,- der negativen Spannungsquelle. Es wird

Γι ti

deshalb eine Stehspannung BV zwischen dem Kollektor- und dem Emitterbereich gefordert, die so groß ist, wie der Wert V + V , so daß, falls die Schutzschaltung integriert ist, die Stehspannung des Transistors Q_ auf den genannten hohen Pegel erhöht werden muß. Dies bedeutet, daß ein großes Chip verwendet werden muß und daß die Kosten für eine integrierte Schutzschaltung erhöht werden. Weitere Nachteile der bekannten Schutzschaltung sind, daß, falls auf ein Halbleiterlement eine hohe Spannung aufgedrückt werden muß, der Leistungsver-

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brauch steigt, so daß es erforderlich ist, eine Baugruppe eines niedrigen thermischen Widerstandswertes zu verwenden. Spezielle Einrichtungen müssen vorgesehen werden, um die Wärmeableitung zu verbessern. Ferner muß der Innenwiderstand des Halbleiterelementes selbst herabgesetzt werden, um die Anwendung eines kleinen BetriebsStroms zuzulassen. Die Anordnung der bekannten Schutzschaltung nach Fig. 1 kann somit nicht als für eine Integrierung geeignet angesehen werden.

Aufgabe dieser Erfindung ist es, für einen Leistungsverstärker eine Schutzschaltung verfügbar zu machen, die aus einem Halbleiterelement mit verhältnismäßiger niederer Stehspannung (maximalen Sperrspannung) gebildet werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird im Vergleich zum Stand der Technik durch Ausführungsbeispiele anhand von 5 Figuren näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 eine Anordnung der bekannten Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker

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Fig. 2 die Anordnung einer Schutzschaltung gem. einer Ausführungsform dieser Erfindung, die einen Leistungsverstärker durch Messen des Lastwiderstandes während der positiven Halbwelle des Laststromes schützt;

Fig. 3 die Anordnung einer Schutzschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der der Leistungsverstärker durch Messen des Lastwiderstandes während der positiven und der negativen Halbwelle des Laststromes geschützt wird;

Fig. 4 das Schaltungsdiagramm der Treiberschaltung von Fig. 3;

Fig. 5 die Anordnung eines weiteren Typs der Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker, bei der nur die Meßschaltung von der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 abweicht.

Gemäß Fig. 2 ist ein Meßwiderstand R„ (R„ = 2r_) zum Erfassen des Laststromes I_n zwischen den Emitter eines NPN-Transistors Q₁ und den Emitter eines PNP-Transistors Q₂ geschaltet. Die

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Basis jedes der beiden Transistoren Q, und Q_ empfängt ein Eingangssignal. Von einer positiven Spannungsquelle +V_r wird dem Kollektor des NPN-Transistors Q₁ eine positive Spannung aufgedrückt. Von einer negativen Spannungsquelle -V„„ wird dem Kollektor des PNP-Transistors Q„ eine negative Spannung aufgedrückt. Ein Schalter S zum Abschalten des Laststromes ist zwischen einen Abgriff des Widerstandes R„ und eine Last L (Lautsprecher) geschaltet, deren zweites Ende geerdet ist. Der Schalter S wird durch eine Spule 17 betätigt, durch welche Strom fließt. Das Bezugszeichen 11' bezeichnet eine Meßschaltung zum Erfassen des Lastwiderstandes und das Bezugszeichen 12 eine Treiberschaltung zum Betätigen des Schalters S. Das Potential an der Verbindungsstelle 10a zwischen dem Emitter des NPN-Transistors Q. und dem Widerstand R ist mit V bezeichnet. Das Potential an der Verbindungsstelle 10b zwischen dem Emitter des PNP-Transistors Q₀ und dem Widerstand R„ ist mit V_T be-

λ hi Jj

zeichnet. Das Potential am Abgriff des Widerstandes R„, d. h.

Ei

an der nicht geerdeten Stelle 10c der Last L, sei mit v_Q bezeichnet und der Laststrom mit I . Die Verbindungsstelle 10a und ein Knotenpunkt 15 sind über einen Widerstand R₁ miteinander verbunden. Ein erstes Signal V.. wird vom Knotenpunkt 15 abgenommen. Die Verbindungsstelle 10b und ein Knotenpunkt sind über einen Widerstand R„ miteinander verbunden. Ein zweites Signal V, wird vom Knotenpunkt 16 abgenommen. Der Knotenpunkt 15 ist mit der Basis eines Transistors Q₁₁ verbunden,

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dessen Kollektor über einen Widerstand Rg an eine positive Spannungsquelle +B angeschlossen ist, die eine niedrigere Spannung als +V aufweist. Der Emitter des Transistors Q₁₁ ist mit dem Knotenpunkt 16 verbunden. Eine Diode D„ der angedeuteten Polarität ist zwischen die Knotenpunkte 15 und 16 geschaltet.

Der Knotenpunkt 15 ist über Dioden D_ und D. der angegebenen Polarität geerdet und der Knotenpunkt 16 ist über Dioden D₁. und D_ß der angegebenen Polarität geerdet. Der Knotenpunkt steht mit der Basis eines Transistors Q_1? in Verbindung, dessen Kollektor an die positive Spannungsquelle +B angeschlossen ist, und dessen Emitter über einen Widerstand R₃ und eine Diode D- der angegebenen Polarität geerdet ist. Die Basis des Transistors Q₁₃ steht mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R- und der Diode D₁ in Verbindung. Der Kollektor des Transistors Q₁₃ ist mit dem Knotenpunkt 15 verbunden und außerdem über die Diode D„ der angegebenen Polarität mit dem Knotenpunkt 16. Der Emitter des Transistors Q₁₃ ist geerdet. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₁- liegt der Diode D₁ parallel, um einen Stromspiegel zu bilden. Der Kollektor des Transistors Q₁₁ steht mit der Basis eines Transistors Q₁₄ in Verbindung, dessen Emitter an die positive Spannungsquelle +B angeschlossen ist und dessen Kollektor über einen Widerstand R_ geerdet ist. Außerdem ist der Kollektor des Transistors Q₁

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mit der Basis eines Transistors Q₁₅ verbunden. Der Kollektor des Transistors Q_1c steht über einen Widerstand R₀ mit der

Io ο

positiven. Spannungsquelle +B und außerdem über einen Widerstand R_ mit der Basis eines Transistors Q₁₆ in Verbindung. Der Emitter des Transistors Q₁₅ ist geerdet. Der Kollektor des Transistors Q., steht über die Spule 17 zum Treiben bzw. Betätigen des Schalters S mit der positiven Spannungsquelle +B in Verbindung, während der Emitter des Transistors Q_{1 ß} geerdet ist. Zwischen die Basis des Transistors Q.,, und Erde

To

ist ein Kondensator G₁ geschaltet.

Es wird nun die Arbeitsweise der Ausführungsform nach Fig. erläutert. Zum besseren Verständnis wird eine kurze Beschreibung für den Fall gegeben, daß die Last L einen vorgegebenen Widerstandswert aufweist und außerdem für den Fall, daß die Last L kurzgeschlossen ist. Es wird zunächst der Fall erläutert, bei dem die Last einen normalen Widerstandswert aufweist und der nicht geerdete Anschluß positive Polarität hat. In diesem Fall ist V >V und V = v_. Demgemäß befinden

UO Ij v_)

sich die Transistoren Q₁ „ und Q₁-, im Arbeitsbereich. Durch den Transistor Q₁-. fließt Strom I„ über den Widerstand R₁ in der angegebenen Richtung. Damit nimmt zufolge des Spannungsfalls am Widerstand R₁ das Potential V₁ am Verknüpfungspunkt 15, ausgehend vom Potential V ab. Demgemäß kann die Potentialdifferenz V₁ - ν« zwischen dem Potential V₁ am Verknüpfungspunkt 15 und dem Potential- V^ am Verknüpfungspunkt 16 so gemacht werden, daß sie kurz unter die Schwellen- bzw. Schleusen-

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spannung V zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q₁₁ fällt. Hierdurch wird der Transistor Q₁₁ in den nicht leitenden Zustand gesteuert und als Folge davon die Transistoren Q₁₄ und Q₁^. in den nicht leitenden Zustand und der Transistor Q₁₆ in den leitenden Zustand. Der Schalter S wird geschlossen, wenn durch die Spule 17 Strom fließt und er wird geöffnet, wenn durch die Spule 17 kein Strom fließt. Der Schalter bleibt demnach geschlossen, wenn die Last einen höheren Widerstandswert aufweist, als den vorgeschriebenen Wert.

Wird die Last L kurzgeschlossen, dann tritt an der Verbindungsstelle 10a infolge des über den Meßwiderstand R fließen-

Cj

den KurζSchlußStroms ein Spannungsabfall auf. Als Folge hiervon werden die Spannungen ν und V auf Null herabgesetzt,

U L·

die Transistoren Q₁2 und Q₁-. gelangen in den nicht leitenden Zustand und der Strom I„ hört auf zu fließen. Damit erhöht sich das Potential V₁ am Verknüpfungspunkt 15 bis zum Potential V an der Verbindungsstelle 10a. Da die Potentialdifferenz V₁ - V„ über die Schwellenspannung V des Transistors

I 4L Ulli

Q₁₁ ansteigt, wird der Transistor Q₁₁ leitend, wenn den Transistoren Q₁ und Q₂ ein Signal zugeführt wird. In diesem Fall werden die Transistoren Q₁₄ und Q₁^ leitend und der Transistor Q_lfi nicht leitend und der Schalter wird geöffnet.

Es wird nun der allgemeine Fall beschrieben, bei dem die Last L einen ausgewählten Widerstandswert aufweist. Das

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0/9

Potential V an der Verbindungsstelle 10a läßt sich durch die folgende Gleichung ausdrücken:

^Vu - ^rE ¹O ^{+ V}0 (1)

Unter der Annahme, daß ν_Λ - 2V_n^ (V_n^ stellt die Spannung

U JD-Ei D-Cj

zwischen der Basis und dem Emitter bzw. die Schwellenspannung des Transistors Q₁₁ dar) und daß das Verhältnis zwischen dem Strom I₁, der durch die Diode D₁ fließt und dem Strom I₂, der durch den Transistor Q₁-, fließt, auf N eingestellt ist, d. h. daß I₁ = NI₃, dann läßt sich das Basispotential V₁ des Transistors Q₁₁ durch die folgende Gleichung ausdrücken:

^VO"^2V

- ^V0 ^{+ r}E ¹O - ^R1

Da V„ = ν , läßt sich die Potentialdifferenz V₁ - V₂ zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q₁₁ durch die folgende Gleichung ausdrücken:

R₁ 2R₁

" ^V2 ^{= r}E ¹O nr7~ ^vo ⁺ nrT~ ^vbe

Wenn die Potentialdifferenz V₁ - V„ über V₁₃₁, ansteigt, dann wird der Transistor Q₁₁ leitend und der Schalter S geöffnet. Die Gleichung (3) läßt sich wie folgt umschreiben.

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> ^Ri ^2Ri

rl= —— ν + (1- -) V (4)

E O _NR O ^U NR₃' BE ^'

Wie aus Gleichung (4) folgt, kann bei einer Ausgangsspannung ν eines hohen Pegels über die Ausgangstransistoren des Leistungsverstärkers ein großer Strom geleitet werden und bei einem niedrigen Pegel der Ausgangsspannung ν wird die Schutzschaltung betätigt, selbst wenn durch die Ausgangstransistoren des Leistungsverstärkers ein kleiner Strom fließt.

In dem durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückten Bereich, bei dem die Ausgangsspannung v_o einen hohen Pegel aufweist

R 2R

NR^ ^VO» ⁽¹- Νϊ

gilt die folgende Gleichung:

^rE * ¹O - äj ^V0 ⁽⁶⁾

Aus Gleichung (6) folgt

_ ^V0 < ^NR3

^RL ⁽- ~^} - ΈΓ ^rE (7)

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Aus Gleichung (7) folgt, daß falls der Widerstand R_ der

L·

NR
Last L gleich oder kleiner als 3 . r-p ist, die Schutz-

*T -

schaltung betätigt wird.

Bei der Schaltung nach Fig. 2 verhindert die Diode D„ die übertragung einer zu großen Gegenvorspannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q₁₁. Eine Gruppe von Dioden D- und D₄ unterdrückt die Zufuhr einer zu großen Gegenvorspannung zur Basis des Transistors Q₁₁ und eine Gruppe von Dioden D_g und D, unterdrückt die Zufuhr einer zu großen Gegenvorspannung zu dem Emitter des gleichen Transistors Q₁₁.

Der Transistor Q₁₂ arbeitet als eine Art Pufferelement, um im wesentlichen die Auswirkung des Spannungsfalls am Widerstand R„ zu eliminieren, der zwischen die Verbindungsstelle 10b und den Verknüpfungspunkt 16 geschaltet ist und somit

auch weggelassen werden kann. Außerdem ist es möglich, anstelle des Transistors Q₁₁ einen Differentialverstärker zu verwenden. Diese Anordnung ermöglicht es, die Potentialdifferenz V₁ τ Vy genauer zu erfassen. Der Transistor Q₁₁ erfaßt nämlich die Potentialdifferenz V₁ - V» im wesentlichen bis zu einer Größe von 600 mV, während der Differentialverstärker die Potentialdifferenz V₁ - V- bis zu einer Größe von etwa 100 mV erfaßt.

10/11

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Die Ausführungsform nach Fig. 2 ist so aufgebaut, daß der Lastwiderstand während der positiven Halbwelle des Ausgangsstromes erfaßt wird. Wird die Polarität der Dioden und des Transistors umgekehrt, dann kann die Ausführungsform auch so abgeändert werden, daß sie den Lastwiderstand während der negativen Halbwelle des Ausgangsstromes erfaßt. Außerdem kann, wenn es erwünscht ist, den Lastwiderstand nur während der positiven Halbwelle des Ausgangsstromes zu erfassen, der Widerstand R„ mit dem Verbindungspunkt 10c statt mit dem Verbindungspunkt 10b verbunden werden.

Aus der vorhergehenden Ausführungsform folgt, daß diese Erfindung eine für den Transistor Q₁₁ erforderliche Stehspannung ermöglicht, die kleiner als die Summe der absoluten Werte der Pegel +V__ und -V__ der Spannungsquelle ist. Folglich kann die für andere in der Schutzschaltung enthaltene Transistoren geforderte Stehspannung kleiner als V„ und V„„ sein. Durch

CC tili

diese Erfindung wird somit der Leistungsverbrauch der Schutzschaltung herabgesetzt. Aus dem obigen Grund kann die Schutzschaltung, in der die Erfindung verkörpert wird, leicht integriert werden. Wenn die Widerstände R₁ und R_ als externe Elemente der integrierten Schutzschaltung vorgesehen werden, dann kann der Pegel zum Erfassen des Lastwiderstandes einfach eingestellt werden.

Es wird nun anhand von Fig. 3 eine Schutzschaltung gemäß

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einer weiteren Ausführungsform beschrieben, mit der der Lastwiderstand während der positiven und der negativen Halbwellen einer Ausgangsspannung v_o erfaßt werden kann. Diese Ausführungsform ist dadurch charaktierisiert, daß ein erstes und ein zweites Signal über ein erstes und ein zweites Dämpfungsglied von den entsprechenden Anschlüssen eines Meßwiderstandes abgenommen werden, so daß die für die die Schutzschaltung bildenden Transistoren notwendige Stehspannung herabgesetzt wird.

Bei der Anordnung nach Fig. 3 ist ein Ende 10a eines Laststrom-Meßwiderstandes R mit einem ersten Dämpfungsglied ATT₁ verbunden, das aus den Widerständen R₁₁ und R₁,- besteht. Ein erstes Signal V₁ wird über eine Verbindungsstelle 20 zwischen den beiden Widerständen R₁₁ und R₁- geleitet, ferner über einen Widerstand R₁„ und an einem Anschluß 15 abgenommen. Das zweite Ende 10b des Laststrom-Meßwiderstandes R„ ist an ein zweites Dämpfungsglied, bestehend aus den Widerständen R₁^ und R₁, angeschlossen. Ein zweites Signal V~ gelangt über eine Verbindungsstelle 22 zwischen den beiden Widerständen R₁-, und R_1fiund über einen Widerstand R.. zu einem Anschluß 16, von dem es abgenommen wird. Eine Last L , deren eines Ende geerdet ist, ist mit dem Abgriff 10c des Widerstandes R_ über einen Schalter S verbunden. Zwischen den

Ji

beiden Anschlüssen der Last L wird eine Spannung ν aufgedrückt. _/

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Zwischen den freien Enden der Widerstände R. _c und R.,, ist

15 16

eine Gruppe von Dioden D₁₁-D₁- und eine weitere Gruppe von Dioden D₁₃-D₁₄ mit entgegengesetzter Polarität geschaltet, wie dies aus Fig. 3 hervorgeht. Die Basis eines PNP-

Transistors Q_1Q ist mit dem freien Ende des Widerstandes R₁ ,-Io .15

verbunden und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₁Q liegt zur Diode D₁₃ parallel, wodurch eine Stromspiegelschaltung gebildet wird. Der Kollektor des PNP-Transistors Q₁Q ist mit dem dem zweiten Signal V- zugeordneten Ausgangsanschluß 16 verbunden. Die Basis eines NPN-Transistors Q₁_ ist mit dem freien Ende des Widerstandes R-, verbunden und

Ί D

die Basis-Emitter-Strecke dieses Transistors liegt zur Diode D₁₄ parallel, so daß eine Stromspiegelschaltung gebildet wird. Der Kollektor des NPN-Transistors Q₁_ ist mit dem dem ersten Signal V₁ zugeordneten Ausgangsanschluß 15 verbunden.

Die Emitter-Anschlüsse der Transistoren Q_1Q und Q₁- sind

ίο ι y

gemeinsam mit der Verbindungsstelle der in Serie geschalteten Dioden D₁₁-D₁- und mit d°r Verbindungsstelle der in Serie geschalteten Dioden D₁₃-D₁₄ verbunden und außerdem geerdet. Die Diode D₁₁ wird während der positiven Halbwelle des Laststromes leitend gemacht. Die Diode D₁- arbeitet während der negativen Halbwelle des Laststromes. Die Diode D₁₁ betätigt das Dämpfungsglied ATT₁ während der positiven Halbwelle des Laststromes und die Diode D₁₄ versetzt das Dämpfungsglied ATT-während der negativen Halbwelle des Laststromes in den Arbeitszustand. Der Ausgangsanschluß 18 der Treiberschaltung 12a ist mit einem Ende der Treiberspule 17 des Schalters S verbunden.

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Das zweite Ende der Spule 17 ist geerdet. Als Treiberschaltung 12a von Fig. 3 kann die Treiberschaltung verwendet werden, die in Fig. 2 mit dem Bezugszeichen 12 bezeichnet ist oder auch die Treiberschaltung nach Fig. 4

Gemäß Fig. 4 ist die Basis eines NPN-Transistors Q₂₁ mit dem Ausgangsanschluß 15 für das erste Signal V₁ verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₂₁ ist an die positive Spannungsquelle +B und der Emitter über einen Widerstand "R₁ „, einen NPN-Transistor Q_?[- und einen Widerstand R_{1 g} an die negative Spannungsquelle -B angeschlossen. NPN-Transistoren Q₀-, und Q₀. bilden zusammen einen Differentialverstärker. Der Kollektor des Transistors Q₀- ist unmittelbar mit der positiven Spannungsquelle +B verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₀. ist über den entsprechenden Kollektorwiderstand an die positive Spannungsquelle +B angeschlossen. Die Emitter-Anschlüsse der beiden Transistoren Q₂^ und Q₂₄ sind über einen NPN-Transistor Q₂₇ gemeinsam an die negative Spannungsquelle -B angeschlossen. Die Basis des Transistors Q₂₂ ist mit dem Ausgangsanschluß 16 für das zweite Signal verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₂₂ ist unmittelbar an die positive Spannungsquelle +B angeschlossen und der Emitter dieses Transistors ist an die Basis des Transistors Q₃. und außerdem über einen NPN-Transistor Q_og an die negative Spannungsquelle -B angeschlossen. Die Basis eines PNP-Transistors Q__o steht mit dem Kollektor des Transistors Q₀, in Verbindung

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und der Emitter des Transistors Q „ über den Ausgangsanschluß 18 mit dem nicht geerdeten Ende der Treiberspule 17 des Schalters S. Eine Konstantstromquelle 201, deren eines Ende geerdet ist, ist über die angegebene Diode an die negative Spannungsquelle -B angeschlossen. Die von der konstantstromquelle 20 gelieferte Ausgangsgröße wird gemeinsam den Basisanschlüssen der Transistoren Q_oc-_f Q₀₇ und Q„_fi zugeführt, die in der erwähnten Reihenfolge angeordnet sind.

Zurückkehrend zu Fig. 3 läßt sich das Potential V₁ am Aus-

i a

gangsanschluß 20 des ersten Dämpfungsgliedes ATT₁ und ein maximales Potential V₀ am Ausgangsanschluß 22 des zweiten Dämpfungsgliedes ATT- jeweils durch die folgenden Gleichungen ausdrücken, wobei der Spannungsfall an den Dioden D₁₁ bis D₁. vernachlässigt ist.

^K15

= V

1a R₁₁ +R₁₅ CC

Deshalb lassen sich die für die Treiberschaltung 12a erforderlichen Speisespannungen +B und -B wie folgt ausdrücken

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> 15

R₁₁ + R₁₅ CC

^R13 ^{+ R}16 ^EE

Unter der Annahme, daß +V__ = 50V, -V„„ = -5OV und

^R15

„ CC ~~" "EE -^w" — R₁₁+ R₁-

16 1 > 11 Ί b

= -F- , werden die Gleichungen +B= 10V

^R13 ^{+ R}16

und -B ^ -1OV erfüllt. Bei den die Treiberschaltung 12a bildenden Transistoren muß lediglich eine Stehspannung von 24V vorgesehen werden, selbst wenn ein Spielraum von + 20V zugelassen wird. Demnach erfüllt es gut den Zweck, falls die Transistoren eine Stehspannung von 30V aufweisen. Bei der bekannten Schutzschaltung nach Fig. 1 wird dem Transistor Q₃ eine Spannung von _+ 50V aufgedrückt. Das heißt, der Transistor Q -, muß eine Stehspannung von 100V aufweisen. Deshalb ist die Schutzschaltung gemäß dieser Erfindung nach Fig. 3 offensichtlich besser für eine Integration geeignet. Um diese Integration auszuführen, ist es besser, die Widerstände R₁₁ und R₁-außerhalb der integrierten Schutzschaltung zu setzen.

Die Potentialdifferenz V₁ - V_ zwischen dem ersten Signal V₁ und dem zweiten Signal V„, die während der positiven Halbwelle des Laststromes ansteigt, läßt sich durch die folgende

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Gleichung (8) ausdrucken, wobei angenommen wird, daß R₁₁ = R₁₃ und R₁₅ = R₁₆:

^R11^XRT5

R₁₅ I ^R11^+R15 ¹²

V₁ - V₂ =

wobei N das Verhältnis zwischen dem durch die Diode D₁₄ fließenden Strom und dem durch den Transistor Q_1g fließenden ■ Strom darstellt. Dieses Verhältnis kann im allgemeinen durch ' Ändern des Verhältnisses zwischen den Bereichen der Emitter der Diode D₁₄ und des Transistors Q₁ „ während deren Herstellung bestimmt werden. V bezeichnet die zwischen Basis und Emitter des Transistors Q_{1 g} aufgedrückte Spannung, nämlich die Schwellenspannung hiervon. Die Potentialdifferenz V„ - V₁ zwischen dem Potential V„ des zweiten Signals und dem Potential V₁ des ersten Signals kann während der negativen Halbwelle des Laststromes durch Abänderung der obigen Gleichung (8) bestimmt werden. In diesem Fall ist es zweckmäßig, wenn N das

Verhältnis zwischen dem durch die Diode D₁-. fließenden Strom und dem durch den Transistor Q₁₀ fließenden Strom darstellt.

I ο

Die Potentiale V und V der Emitter-Anschlüsse des Transistoren

U Ij

Q₁ und Q₉, die gemeinsam einen Leistungsverstärker bilden und welche während der positiven Halbwelle der Lastspannung (Laststrom) auftreten, lassen sich wie folgt ausdrücken:

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^vu ^{β r}E · ¹O ^{+ v}o = ^vo·

Ist deshalb die Treiberschaltung 12a so bemessen, daß sie für den Fall V₁ ~ ^v ₂ ~ ^v _th <^v _th stellt die erfaßbare Spannung der Treiberschaltung dar) ein Ausgangssignal erzeugt, dann folgt hieraus die Gleichung (9):

1 S ^11

¹O K ^V0 R

ν - - ν ^Vth K ^V

^{1t V}

K-O R₁₅ ^vth K "BE ^{VT v} th^J

wobei - den Ausdruck
K.

^R11 ^{X R}1 5

^R11 ^{+ R}15 ^{1 2}

darstellt.

Falls die Widerstandswerte der betreffenden Widerstände

und N so definiert werden, dass sie -.V_n/^V.¹ , genügen, a i\ υ tn

dann folgt r^I^ -V_n und als Folge hiervon die Gleichung (10)

£j U KU

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_κ. _r >_R

^{K r}E - ^RL (10)

Aus Gleichung (10) folgt, daß, falls der Lastwiderstand R_T einen kleineren Wert als K.r„ aufweist, die Treiber-

Ij hi

schaltung 12a betätigt werden kann. Die parallel geschalteten Dioden D₁₁ und D₁-. und die parallel geschalteten Dioden D₁- und D₁₄ weisen einander entgegengesetzte Polaritäten auf. Die Widerstände R₁^ und R_{1 fi} sind so angeordnet, daß sie jeweils während der positiven und der negativen Halbwellen des Laststromes betrieben werden. Damit kann der Widerstandswert der Last während der positiven oder während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes erfaßt werden. Die Widerstände R₁₁F R₁₂ ^und ^₁₅ setzen das Potential des ersten Signals während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes herab, wie es dies auch der Widerstand R₁ von Fig. 2 tut. Die Widerstände R₁-., R... und R_{1 ß} wirken in der gleichen Weise. während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes. Da die Gruppe der Widerstände R₁₁F R₁C ^unc^ die Gruppe der Widerstände R₁-^f R₁₆ während der positiven bzw. der negativen Halbwelle des Laststromes einen Spannungsfall ohne die Widerstände R₁- und R₁₄ bewirken .kann, können die beiden Widerstände R₁- und R₁₄ weggelassen werden.

Hat bei der Schaltung nach Fig. 3 die Last L einen höheren Widerstandswert als den vorgeschriebenen, dann wird während

_17/18 809863/1037

2O

der positiven Halb_,wellenperiode des Laststromes durch den durch den Transistor Q₁Qf welcher mittels des Signals

V₀ gesteuert wird, und durch die Widerstände R₁₁ und R₁₀ za Ii \ δ

fließenden Strom das erste Signal V ⁱⁿ der Spannung herabgesetzt. Die Spannung des zweiten Signals V„ fällt jedoch nicht ab, da der Transistor Q_{1 fl} nicht leitend gesteuert ist. Als Folge hiervon sind die Transistoren Q₂₁ und Q₂₃ nicht leitend und der Transistor Q__a ist leitend gemacht. Deshalb wird der Schalter S im geschlossenen Zustand gehalten. Wird die Last L kurzgeschlossen, dann gelangt der Tranistor Q_{1 Q} in den nicht leitenden Zustand und verhindert, daß durch die Widerstände R₁₁ und R Strom fließt, wodurch das Potential des ersten Signals V₁ im wesentlichen bis zum Potential V ansteigt. Zu diesem Zeitpunktwerden die Transistoren Q₀₁ und Q₂₃ leitend gemacht und der Transistor Q₂₈ wird abgeschaltet, wodurch sich der Schalter S öffnet. Die gleichen Vorgänge, wie sie beschrieben wurden, finden während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes statt.

Wie beschrieben kann bei der Ausführungsform nach Fig. 3 die für die die Schutzschaltung bildenden Halbleiterelemente notwendige Stehspannung herabgesetzt werden.

Eine Schutzschaltung, bei der die Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal ausgenutzt wird, kann die Lastwiderstand-Meßschaltung nach Fig. 5 enthalten. Eine Ver-

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- 3:

bindungssteile 10a steht mit einem ersten Dämpfungsglied

ATT₁ in Verbindung, das aus den Widerständen R₀₁ und R₀₀ ιa δ \ ζδ

gebildet wird. Das freie Ende des Widerstandes R₀₀ ist geerdet. Eine Diode D der angegebenen Polarität ist über einen Widerstand R₀-. dem Widerstand R₀₀ parallel geschaltet. Ein erstes Signal V₁ wird von der Verbindungsstelle 20 zwischen den Widerständen R₀₁ und R₀ _ abgenommen. Eine Verbindungsstelle 10b steht mit einem zweiten Dämpfungsglied ATT₀ in Verbindung, das aus den Widerständen R_. und R₀ _ gebildet ist. Das freie Ende des Widerstandes R«₅ ist geerdet. Über einen Widerstand R_oc ist dem Widerstand R_{0 c} eine Diode D der

Zo Zo ο

angegebenen Polarität parallel geschaltet. Ein zweites Signal Vp wird von der Verbindungsstelle 22 zwischen den Widerständen R_. und R₀₁- abgenommen. Eine Treiberschaltung, die mit dem ersten und dem zweiten Signal versorgt wird, weist die gleiche Anordnung wie die Treiberschaltung 12a gemäß Fig. 3 auf. Bei der Schaltung nach Fig. 5 wird während der negativen Halbwelle des Laststromes die Diode D nicht leitend und die Diode D_D leitend gemacht. Während der positiven Halbwelle des Laststromes wird die Diode D in ihren Arbeitszustand versetzt und die Diode D_, abgeschaltet. Unter der

rs

Annahme, daß R₃₁ = R₃₄, R₃₂ = R₃₅ , R₂3 ^{= R}26 ^{und R}A ⁼

^R22 * 23

■ =— ,gilt während der positiven Halbwellenperiode

^R22 ^{+ R}23

des Laststromes die folgende Gleichung:

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V₁ -V₂

22

₊R_A E

R * ^VO

Wenn im Falle von V₁ - V„ = 0 gemessen wird, drückt sich der Lastwiderstandswert durch die folgende Gleichung aus:

^RL

wobei K¹=

R₂₁ x

bedeutet.

Während der negativen Halbwelle des Laststromes kann das gleiche Ergebnis wie oben erhalten werden.

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Leerseife

Claims (10)

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER ZWIRNER - HIRSCH . BREHM PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN 2830481 Patentconsult Radeckestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patehtconsult Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden-Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patentconsult Tokyo Shibaura Denki 78/8746 Kabushiki Kaisha Kawasaki-shi, Japan PATENTANSPRÜCHE

1. !Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker mit einem Laststrom-Meßwiderstand, der zwischen die beiden gemeinsam den Leistungsverstärker bildenden Transistoren geschaltet ist, um den Laststrom des Leistungsverstärkers zu erfassen, mit einer über den Laststrom-Meßwiderstand an den Leistungsverstärker angeschlossenen Last, mit einem Schalter zum Abschalten des Laststromes, mit einer Lastwiderstand-Meßschaltung zum Erfassen des Widerstandswertes der Last und mit einer Treiberschaltung, "durch die mittels eines Ausgangssignals der Lastwiderstand-Meßschaltung, falls der Widerstandswert der Last unter einen vorgegebenen unteren Pegel fällt, der Schalter ge-■ öffnet wird,

dadurch gekennzeichnet, daß die Lastwiderstands-Meßschaltung

München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · P. Hirsch Dipl.-Ing. · H.P. Brehm Dipl.-Chem. Dr. phil. nat. Wlesbacten: P. G. Blumbach Dipl.-Ing. · P. Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. · G. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

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(11) Schaltungsteile (10a, R₁, 15) enthält, um von einem Ende (1Oa) des Laststrom-Meßwiderstandes (R„) ein

erstes Signal (V₁) abzunehmen; ferner Schaltungsteile (10b, R , 16), um vom anderen Ende (1Ob) des Laststrom-Meßwiderstandes ein zweites Signal von niedrigerem Potential als dem des ersten Signales abzunehmen; ferner

eine Steuerschaltung (Q-,ο/ R₁), die, falls die Last einen höheren Widerstandswert als den vorgegebenen Wert aufweist, die Potentialdifferenz (V₁-V-) zwischen dem ersten und dem zweiten Signal unterhalb eines vorgegebenen Pegels hält, indem das Potential des ersten Signals durch das zweite Signal von niedrigerem Potential als dem des ersten herabgesetzt wird und falls die Last einen niedrigeren Widerstandswert als den vorgegebenen aufweist, die Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal bis über einen vorgegebenen Pegel ansteigt; ferner eine Treiberschaltung (12, 12a), der das erste und das zweite Signal zugeführt werden und die Schaltungselemente (Q₁₁, Q₁₄, Q₁₅, Q₁₆, 17; Q₂₁, Q₂₂, Q₂₃, Q₃₄, Q₃₅, Q₃₅, Q₂₇, 17),um den Schalter (S) zu öffnen, falls die Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal einen größeren Wert als den vorgegebenen aufweist-

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2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Potential des ersten Signals (V₁) durch einen Strom (I₂) herabgesetzt wird, der durch einen Widerstand (R₁) fließt, welcher zwischen dem einen Ende (1Oa) des Laststrom-Meßwiderstandes und dem Anschluß (15) von dem das erste Signal (V₁) abgenommen wird, geschältet ist.

3. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastwiderstand-Meßschaltung den Lastwiderstand während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes erfaßt.

4. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastwiderstand-Meßschaltung den Lastwiderstand während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes erfaßt.

5. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastwiderstand-Meßschaltung den Lastwiderstand während der positiven Halbwellenperiode und außerdem während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes erfaßt.

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6. Schutzschaltung nach Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet durch Dioden (D^-D. und D--D,.) zum Begrenzen der Amplitude des ersten und des zweiten Signals.

7. Schutzschaltung nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Lastwiderstand-Meßschaltung einen Widerstand (R₁J enthält, der mit einem Ende (1Oa) des Laststrom-Meßwiderstandes (R₁.,) verbunden ist, dessen Potential während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes (I) ansteigt; ferner

einen mit dem Ausgangsanschluß des Widerstandes (R₁) verbundenen Anschluß (15) um das erste Signal (V₁) abzunehmen; ferner

einen Widerstand (R_), der mit dem anderen Ende (1Ob) des Laststrom-Meßwiderstandes verbunden ist, dessen Potential während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes unterhalb des Potentials des ersten Signals abfällt; ferner

einen Anschluß (16), der mit dem Ausgangsanschluß des Widerstandes (Rp) in Verbindung steht, um das zweite Signal (V-) abzunehmen; und

einen Transistor (Q₁₃), dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den Ausgangsanschluß (15) für das erste Signal und Erde geschaltet ist und der stromleitend gesteuert wird, wenn die Last einen höheren Widerstandswert als den vorge-

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gebenen aufweist und .in den nicht leitenden Zustand versetzt wird, wenn die Last einen niedrigem Widerstandswert als den vorgegebenen aufweist.

8. Schutzschaltung nach Anspruch 5,

dadurch gekennzeichnet, daß die Lastwiderstands-Meßschaltung ein erstes mit einem Ende (1Oa) des Laststrom-Meß- - Widerstandes (Rp) verbundenes Dämpfungsglied (ATT₁) enthält, das durch eine Reihenschaltung aus einem ersten Widerstand (R ) und einem zweiten Widerstand (R₁C-) gebildet wird; ferner

ein zweites mit dem anderen Ende (10b) des Laststrom-Meßwiderstandes (Rp) verbundenes Dämpfungsglied (ATT-), das durch eine Serienschaltung aus einem dritten Widerstand (R₁₃) und einem vierten Widerstand (R₁₆) gebildet wird; ferner

einen Anschluß (15), der mit der Verbindungsstelle (20) zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand (R₁₁/ R₁,-) des ersten Dämpfungsgliedes (ATT₁) verbunden ist, um das erste Signal (V₁) abzunehmen; ferner einen Anschluß (16), der mit der Verbindungsstelle (22) zwischen dem dritten und dem vierten Widerstand (R₁-,, R₁₁-) des zweiten Dämpfungsgliedes (ATT_) verbunden ist, um das zweite Signal (V₂) abzunehmen; ferner einen ersten Transistor (Q₁3) des ersten Leitfähigkeitstyps,

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dessen Basis mit dem freien Ende des zweiten Widerstandes (R₁₅) des ersten Dämpfungsgliedes (ATT₁) verbunden ist und dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den Ausgangsanschluß (16) zur Abnahme des zweiten Signals und Erde geschaltet ist; ferner

einen zweiten Transistor (Q₁₉) des zweiten Leitfähigkeitstyps, dessen Basis mit dem freien Ende des vierten Widerstandes (R₁₆) des zweiten Dämpfungsgliedes (ATT₂) verbunden ist und dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den Ausgangsanschluß (15) zur Abnahme des ersten Signals und Erde geschaltet ist; ferner

ein Paar Dioden (D₁₁/ D₁J₁ die mit entgegengesetzten Polaritäten zwischen die Basis und den Emitter des ersten Transistors geschaltet sind;

und ein weiteres Paar Dioden (D₁-, D^.), die mit entgegengesetzten Polaritäten zwischen die Basis und den Emitter des zweiten Transistors geschaltet sind.

9. Schutzschaltung für einen Gegentakt-Leistungsverstärker mit einem Laststrom-Meßwiderstand, der zwischen zwei Transisto-.ren geschaltet ist, die zusammen den Leistungsverstärker bilden, mit einer zwischen einen Abgriff des Laststrom-Meßwiderstandes und Erde geschalteten Last, mit einem Schalter zum Abschalten des Laststromes, mit einer Lastwiderstand-Meßschaltung zum Erfassen des Widerstandswertes der Last,

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und mit einer Treiberschaltung, durch die ein Öffnen des Schalters mittels eines von der Lastwiderstand-Meßschaltung gelieferten Ausgangssignals veranlaßt wird, falls der Lastwiderstandswert unter einen niedrigeren Wert als den vorgegebenen Wert fällt, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastwiderstands-Meßschaltung einen ersten Stromkreis zum Abnehmen eines ersten Signals (V₁ bzw. V₀) von einem Ende (10a bzw. 10b) des Laststrom-Meßwiderstandes (R ) sowie einen zweiten Stromkreis zum Abnehmen eines zweiten Signals (V₀ bzw. V₁) vom anderen Ende (10b bzw. 10a) des Laststrom-Meßwiderstandes enthält, dessen Potential niedriger als das des ersten Signals ist; ferner der erste und der zweite Stromkreis,.

jeweils ein erstes und ein zweites Dämpfungsglied (ATT₁ ,

ATT» ) enthält, die so geschaltet sind, daß während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes das erste Dämpfungsglied (ATT₁ ) eine größere Dämpfung als das zweite

ι a

Dämpfungsglied (ATT₀ ) bewirkt ..und während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes das zweite Dämpfungsglied (ATT₀ ) eine größere Dämpfung als das erste Dämpfungsglied (ATT₁ ) bewirkt; und ferner

der Treiberschaltung das erste und das zweite Signal zugeführt werden und eine Scha]tungseinrichtung vorhanden ist, um den Schalter (S) zu öffnen, wenn die Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal über

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einen vorgegebenen Pegel ansteigt.

10. Schutzschaltung für einen Gegentakt-Leistungsverstärker mit einem Laststrom-Meßwiderstand, der zwischen zwei Transistoren geschaltet ist, welche zusammen den Leistungsverstärker bilden, mit einer zwischen einen Abgriff des Laststrom-MeßWiderstandes und Erde geschalteten Last, mit ■ einem Schalter zum Abschalten des Laststromes, mit einer Lastwiderstand-Meßschaltung zum Erfassen des Widerstandswertes der Last, und mit einer Treiberschaltung, die durch ein von der Lastwiderstand-Meßschaltung geliefertes Signal veranlaßt, daß der Schalter geöffnet wird, falls der Lastwiderstandswert unter einen vorgegebenen Pegel fällt, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastwiderstand-Meßschaltung einen ersten Stromkreis zum Abnehmen eines ersten Signals (V₁) von einem Ende (10a) des Laststrom-Meßwiderstandes (R )

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sowie einen zweiten Stromkreis zum Abnehmen eines zweiten Signals (V-) vom anderen Ende (10b) des Laststrom-Meßwiderstandes (Rp) enthält, dessen Potential niedriger ist als das des ersten Signals (V.); ferner der erste Stromkreis ein erstes Dämpfungsglied (ATT₁ ) enthält, das durch eine Reihenschaltung aus einem ersten Widerstand (R₃₁),der mit dem einen Ende (10a) des Laststrom-Meßwiderstandes verbunden ist, und einen zweiten Widerstand (R_??) umfaßt, dessen eines Ende geerdet ist,

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ferner

eine erste Diode (D,.), die über einen dritten Widerstand (Ro₃) dem zweiten Widerstand (R,,-) parallel geschaltet ist und deren Kathode geerdet ist, ferner einen Anschluß (15), der mit der Verbindungsstelle (20) zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand (R₂-I' R₅₇) in Verbindung steht; ferner

der zweite Stromkreis ein zweites Dämpfungsglied (ATT., )

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enthält, das aus einem vierten Widerstand (Rp₄) gebildet ist, der mit dem anderen Ende (1Ob) des Laststrom-Meßwiderstandes (R_) in Verbindung steht und aus einem fünften Widerstand (R₂₅), dessen eines Ende geerdet ist, ferner eine zweite Diode (D_), die dem fünften Widerstand (R~_c) über einen sechsten Widerstand (Rp/-) parallel geschaltet ist und deren Anode geerde ist, ferner der Ausgangsanschluß (16) mit der Verbindungsstelle (22) zwischen dem vierten und dem fünften Widerstand (R₂^f ^R25^ ⁱⁿ Verbindung steht; und schließlich

die Treiberschaltung einen Schaltungsteil enthält, dem das erste und das zweite Signal zugeführt werden und die den Schalter (S) öffnet, falls die Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal über einen vorgegebenen Pegel ansteigt.

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