DE3005218C2

DE3005218C2 -

Info

Publication number: DE3005218C2
Application number: DE3005218A
Authority: DE
Inventors: Jean-Pierre Henri Van Chevilly Larue Fr Uffelen
Original assignee: Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Current assignee: Thomson TRT Defense
Priority date: 1979-02-15
Filing date: 1980-02-12
Publication date: 1988-12-15
Also published as: FR2449376B1; FR2449376A1; US4295222A; GB2044046B; DE3005218A1; JPS6324347B2; JPS55110460A; GB2044046A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mittels n-wertiger Phasenmodulation eines Trägers zum Wiedergewinnen eines Taktsignals und zum mit der Modulationsgeschwindigkeit Abtasten der demodulierten Signale, die durch Demodulation des empfangenen Signals mittels der In-Phase- und Quadraturkomponenten eines Ortsträgers gebildet werden, welche Taktgewinnungsanordnung einen Kreis zur Phasenverriegelung eines örtlichen Taktsignals auf den Nulldurchgängen eines Signals enthält.

Diese Anordnung hat zur Aufgabe, in dem Empfänger aus dem empfangenen phasenmodulierten Signal ein örtliches Taktsignal wiederzugewinnen, das zu dem in dem Spender zur Modulation des Trägers benutzen Taktsignal synchron ist, um die zwei orthogonalen Signale, die durch Demodulation des empfangenen Signals mittels örtlich erzeugter Träger erhalten werden, in der richtigen Phase abzutasten. Eine derartige Abtastung mit einem örtlichen Taktsignal, das zu dem senderseitigen Taktsignal synchron ist, ist für die einwandfreie Wiedergewinnung der übertragenen Phasen und folglich der ausgesendeten Daten notwendig.

Während die vorstehend angegebene Anordnung geeignet ist, aus einem emfangenen phasenmodulierten Signal ein örtliches Taktsignal wieder zu gewinnen, das zu dem im Sender zur Modulation des Trägers genutzte Taktsignal synchron ist, beschreibt die DE-OS 27 35 945 eine Schaltungsanordnung für die Wiedergewinnung des Trägers selbst aus dem empfangenen 4-wertig phasenmodulierten Signal. Bei dieser bekannten Anordnung wird der Träger unter Benutzung von Schaltkreisen erhalten, die den zu der Phase des empfangenen Signals zum Abtastzeitpunkt gehörenden Phasensektor detektieren. Dabei werden die am Ausgang von Filtern auftretenden Komponenten X und Y Begrenzerstufen zugeführt, welche jeweils die Vorzeichen (Sgn) von X und Y liefern. Die Komponenten X und Y werden Vergrößerungsleitungen zugeführt, die eine Verzögerung um die halbe Signalperiode bewirken. Das am Ausgang der Verzögerungsleitung für die Komponente X auftretende verzögerte Signal X wird in einer Multiplizierstufe mit der von der Abtastschaltung kommenden Information über Sgn [Y ] multipliziert. Das am Ausgang der Verzögerungsleitung für die Komponente Y auftretende verzögerte Signal Y wird in einer Multiplizierstufe mit der am Ausgang der Abtastschaltung auftretenden Information Sgn [X ] multipliziert. Das am Ausgang der ersten Multiplizierstufe mit der am Ausgang der Abtastschaltung auftretenden Information Sgn [X ] multipliziert. Das am Ausgang der ersten Multiplizierstufe auftretende Produkt X Sgn [Y ] wird durch eine Summenschaltung von dem am Ausgang der zweiten Multiplizierstufe auftretenden Produkt Y Sgn [X ] subtrahiert. Aus der DE-OS 27 35 945 ist daher eine Anordnung an sich bekannt, welche gemäß der Gleichung d Φ = X Sgn [X ] - X Sgn [Y ] arbeitet.

Es ist ferner bekannt, eins von beiden orthogonalen, durch Demodulation mittels örtlich erzeugter Träger erhaltenen Signalen als Signal zu verwenden, dessen Nulldurchgänge zur Phasenverriegelung des örtlichen Taktsignals benutzt werden. Aber dieses bekannte Verfahren ist nur anwendbar, wenn der Ortsträgergenerator mit dem senderseitigen Trägergenerator genau phasenverriegelt wird. Wenn, aus irgendeinem Grund, eine Phasenverriegelung des Ortsträgers auf dem senderseitigen Träger nicht vorgesehen oder nicht möglich ist, ergibt sich zwischen den senderseitigen und empfängerseitigen Trägern eine veränderliche Phasenabweichung, wodurch die Nulldurchgangszeitpunkte der demodulierten Signale ungenau definiert und somit zum Synchronisieren des örtlichen Taktsignals auf dem senderseitigen Taktsignal nicht geeignet sind. Außerdem ist es bei bestimmten Empfängertypen nicht möglich, eine Phasenverriegelung der örtlichen und senderseitigen Träger zu bewerkstelligen bevor eine Synchronisierung der Taktsignale erhalten worden ist, was am Anfang einer Datenübertragung ein Problem bildet.

Die vorliegende Erfindung hat nun zur Aufgabe, diese Nachteile zu verringern und eine Taktgewinnungsanordnung zu schaffen, die sich mit einem nicht auf dem senderseitigen Träger phasenverriegelten Ortsträger begnügt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Anordnung logische Kreise enthält zum aus den Abtastwerken der demodulierten Signale Detektieren, welchem Phasensektor von den n möglichen Phasensektoren der übertragenen Signale die Phase des empfangenen Signals zu den Abtastzeitpunkten zugeordnet ist, sowie Rechenkreise zum Bilden einer mit einer der In-Phase- und Quadraturkomponenten des Ortsträgers gleichphasigen Komponente eines Signals, das von dem empfangenen Signal durch eine derartige Phasendrehung ΔR abgeleitet ist, daß die Phase dieser Signalkomponente zu den Abtastzeitpunkten der zentralen Phase des genannten detektierten Phasensektors entspricht, wobei diese Signalkomponente das Signal bildet, dessen Nulldurchgänge zur Phasenverriegelung des örtlichen Taktsignals benutzt werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein Schaltbild eines Empfängers mit der Taktgewinnungsanordnung nach der Erfindung im Falle der Vierphasenmodulation,

Fig. 2 ein Phasendiagramm, das die ausgesendeten und empfangenen Signale bei Vierphasenmodulation darstellt,

Fig. 3 zwei Diagramme, die die Form der demodulierten Signale darstellen, wenn die Träger des Senders und des Empfängers gleichphasig sind,

Fig. 4 zwei Diagramme, die die Form der demodulierten Signale zeigen, wenn es zwischen den Trägern des Senders und des Empfängers eine Phasenabweichung gibt,

Fig. 5 und Fig. 6 Phasendiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig. 7 eine Darstellung von Signalen zur Erläuterung der aus den den Werten cos ΔR und sin ΔR entsprechenden Abtastwerten durchzuführenden Glättungsvorgänge in der erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig. 8 ein Phasendiagramm, das die ausgesendeten und empfangenen Signale bei Achtphasenmodulation darstellt,

Fig. 9 ein Schaltbild des Kreises, der die Abtastwerte cos ΔR und sin ΔR bei Achtphasenmodulation berechnet.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild eines Empfängers von Daten, die durch Phasenmodulation eines Trägers übertragen worden sind, wobei der Empfänger eine Anordnung zur Wiedergewinnung des Taktsignals nach der Erfindung erhält. Das empfangene phasenmodulierte Signal an dem Eingang 1 des Empfängers wird zwei Demodulatoren 2 und 3 zugeführt, denen Tiefpaßfilter 4 bzw. 5 nachgeschaltet sind. Der Demodulator 2 erhält unmittelbar den Ortsträger, der von einem örtlichen Trägergenerator 6 erzeugt wird, und der Demodulator 3 erhält ein Signal, dessen Phase durch den Phasendreher 7 in Bezug auf den Ortsträger um 90° verschoben ist.

Die In-Phase- bzw. Quadratur demodulierten Signals X (t) und Y (t) werden an den Ausgängen der Tiefpaßfilter 4 und 5 erhalten. Diese Signale X (t) und Y (t) werden von Abtastkreisen 8 und 9 abgetastet, welche Kreise mit einer Abtastfrequenz arbeiten, die der Modulationsfrequenz 1/T in dem Sender gleich und zu dieser Frequenz synchron sein muß. Diese Abtastfrequenz wird mit Hilfe einer Taktgewinnungsanordnung 10 erhalten, die von dem empfangenen Signal ausgehend die richtige Phase des im Sender zum Modulieren des Trägers benutzten Taktsignals wiedergewinnt.

In dem betreffenden Empfänger werden die von den Abtastkreisen 8 und 9 erzeugten abgetasteten Signale X, Y durch die Analog-Digital-Wandler 11, 12 in digitale Signale umgewandelt und in dieser Form dem digitalen Entzerrer 13 zugeführt, der zur Aufgabe hat, die durch den Übertragungskanal herbeigeführten Verzerrungen, insbesondere Phasenverzerrungen, auszugleichen. Die entzerrten digitalen Signale X _e, Y _e schaffen zusammen ein entzerrtes Signal, dessen Phase im Betriebszustand sehr nahe bei der Phase des zu den Abtastzeitpunkten ausgesendeten Signals liegt. Diese Signale X _e, Y _e werden einem Entscheidungskreis 14 zugeführt, in dem die Phase des entzerrten Signals mit den möglichen ausgesendeten Phasen verglichen wird. Basiert auf dem Ergebnis dieses Vergleiches wird zu jedem Abtastzeitpunkt die ausgesendete Phase an dem Ausgang 15 des Entscheidungskreises wiederhergestellt und die Phasenabweichung E zwischen der Phase des entzerrten Signals und der ausgesendeten Phase an dem Ausgang 16 abgegeben. Diese Phasenabweichung E wird dem Entzerrer 13 zugeführt, in dem die erforderlichen Korrekturen durchgeführt werden und ebenfalls dem Generator 6, in dem eine Regelung des Ortsträgers durchgeführt wird. Ein Empfänger der obenstehend beschriebenen Art ist beispielsweise in der französischen Patentschrift 23 19 251 beschrieben worden. Wenn die Phase des Ortsträgers des Empfängers auf der Phase des Trägers des Senders nicht sehr genau verriegelt ist, kann es bei der Wiedergewinnung des Taktsignals Probleme geben.

Um dieses Problem zu verstehen und um zu zeigen, wie diese Probleme durch die Erfindung gelöst werden, wird der Fall, in dem die Phasenmodulation, die in dem Sender benutzt wird zum Aussenden von Daten vierwertig ist, wobei die vier möglichen Phasen des von dem Sender ausgesendeten Trägers in bezug auf die Phase des Bezugsträgers des Senders 45°, 135°, 225° und 315° sind, zunächst beschrieben.

In dem Phasendiagramm nach Fig. 2 bestimmen die zwei senkrecht aufeinanderstehenden Achsen x′Ox und y′Oy vier Quadranten, die durch Z₁, Z₂, Z₃ bzw. Z₄ bezeichnet sind und die Punkte der Halbachse Ox haben die Nullphase des Bezugsträgers des Empfängers. Wenn die Träger des Senders und des Empfängers völlig gleichphasig sind, kann das empfangene Signal durch einen der vier Punkte A₁, A₂, A₃ und A₄ dargestellt werden, welche Punkte die Phasen haben, die beim Aussenden benutzt werden zum Modulieren des Trägers und die auf den Halbierenden der vier Quadranten liegen. Demodulation durch die Demodulatoren 2 und 3 ergibt die demodulierten Signale X (t) und Y (t), die durch die Koordinaten eines der Punkte A₁, A₂, A₃ bzw. A₄ dargestellt werden und die an dem Ausgang der Filter 4 und 5 erscheinen.

Die Taktgewinnungsanordnung 10 hat zur Aufgabe, aus dem in dem Empfänger eingegangenen Signal ein Ortstaktsignal abzuleiten, wodurch es möglich ist, mittels der Abtastkreise 9 und 10 die demodulierten Signale X (t) und Y (t) zu Zeitpunkten abzutasten, die eine genaue Wiederherstellung der ausgestrahlten Phasen ermöglichen.

In dem obenstehend beschriebenen Fall, wo die Träger des Senders und des Empfängers völlig gleichphasig sind, können die Abtastzeitpunkte einwandfrei in bezug auf die Zeitpunkte bestimmt werden, zu denen die demodulierten Signale X (t) oder Y (t) durch Null gehen, wie untenstehend in bezug auf Fig. 3 näher beschrieben wird.

Die Diagramme 3ª und 3b zeigen die Form der demodulierten Signale X (t) und Y (t) während vier aufeinanderfolgender Zeitintervalle T (1/T ist die Modulationsfrequenz), während der das empfangene Signal der Reihe nach durch die Punkte A₁, A₂, A₃ und A₄ dargestellt ist. Die Rechteckkurven C _x, C _y stellen die demodulierten Signale X (t) und Y (t) für den in der Praxis nicht verwendeten Idealfall dar, wobei die Bandbreite der ausgesendeten Signale unbeschränkt ist. Die abgerundeten Kurven D _x, D _y stellen dieselben Signale in dem praktischen Fall dar, wobei die Bandbreite der ausgesendeten Signale beschränkt ist. Die praktischen Signale X (t) und Y (t), die durch die Kurven D _x und D _y dargestellt werden, haben Nulldurchgangszeitpunkte, die mit Übergangszeitpunkten der Kurven C _x und C _y zusammenfallen. Die eigentlichen Abtastzeitpunkte, die durch Pfeile angegeben sind, liegen in der Mitte der Zeitintervalle T und können also von den Nulldurchgangszeitpunkten der demodulierten Signale X (t) oder Y (t) abgeleitet werden.

Wenn die Träger des Senders und des Empfängers völlig gleichphasig sind, ist es möglich, in der Taktgewinnungsanordnung 10 einen Nulldurchgangsdetektor 18 zu verwenden, dem das Signal X (t) oder das Signal Y (t) unmittelbar zugeführt wird. Die von diesem Detektor 18 zu den Nulldurchgangszeitpunkten von X (t) oder Y (t) erzeugten Impulse werden zur Regelung der Phase eines Taktimpulsgenerators 19 verwendet, der an dem Ausgang 20 die Abtastimpulse für die Signale X (t) und Y (t) mit der richtigen Phase liefert.

Aber, wie untenstehend noch erläutert wird, wenn die Träger des Senders und des Empfängers nicht gleichphasig sind, wird auf Basis der Nulldurchgänge der demodulierten Signale X (t) oder Y (t) kein Ortstaktsignal erhalten, das eine richtige Abtastung dieser Signale ermöglicht. Wenn beispielsweise vorausgesetzt wird, daß der Träger des Senders eine Phase hat, die auf die Phase des Trägers des Empfängers um ΔΦ voreilt, zeigt das Phasendiagramm nach Fig. 2 die Halbachse Ox₁, dessen Punkte die Bezugsphase des Senders haben und somit eine Phasenvoreilung ΔΦ in bezug auf die Punkte der Halbachse Ox, die die Bezugsphase des Empfängers darstellt. Unter diesen Umständen wird das empfangene Signal durch einen der Punkte B₁, B₂, B₃ oder B₄ dargestellt, deren Phase um ΔΦ voreilt auf die Phase der entsprechenden Punkte A₁, A₂, A₃ oder A₄. Die demodulierten Signale X (t) und Y (t), die im Empfänger an dem Ausgang der Filter 4 und 5 auftreten, werden durch die Koordinaten der Punkte B₁, B₂, B₃ oder B₄ in dem Achsensystem x′Ox und y′Oy dargestellt.

Auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 3 zeigen die Diagramme 4ª und 4b in Fig. 4 Kurven, die die Form der demodulierten Signale X (t) und Y (t) darstellen, wenn das empfangene Signal der Reihe nach durch die Punkte B₁, B₂, B₃ und B₄ dargestellt wird. Die Rechteckkurven C′ _x, C′ _y stellen die Signale X (t) und Y (t) für den Idealfall dar, wobei die Bandbreite der ausgesendeten Signale unbeschränkt ist, während die abgerundeten Kurven D′ _x und D′ _y die Signale X (t) und Y (t) für den praktischen Fall darstellen, wobei die Bandbreite der ausgesendeten Signale beschränkt ist.

Die durch die Kurven D′ _x und D′ _y dargestellten praktischen Signale haben Nulldurchgangszeitpunkte, die nicht mit den Übergängen der durch die Kurven C′ _x und C′ _y dargestellten Signale zusammenfallen. Es ist leicht ersichtlich, daß, wenn die Phasenabweichung ΔΦ zwischen den Trägern des Senders und des Empfängers veränderlich ist, die Nulldurchgangszeitpunkte der durch die Kurven D′ _x und D′ _y dargestellten praktischen Signale ebenfalls eine Lage haben, die in bezug auf die Übergänge der durch die Kurven C′ _x und C′ _y dargestellten Signale veränderlich ist. Da die richtigen Abtastzeitpunkte (die durch Pfeile angegeben sind) in der Mitte der Zeitintervalle T liegen, die durch die letztgenannten Übergänge definiert sind, dürfte es einleuchten, daß eine Regelung des örtlichen Taktsignals des Empfängers basiert auf den Nulldurchgangszeitpunkten der Signale X (t) und Y (t) nicht imstande wäre die richtigen Abtastzeitpunkte zu schaffen. Es sei ebenfalls erwähnt, daß, wenn die Phasenabweichung ΔΦ ein Vielfaches von 90° erreicht, wodurch die Punkte B₁, B₂, B₃ oder B₄ auf der Achse x′Ox oder y′Oy zu liegen kommen, eines der Signale X (t) und Y (t) während eines ganzen Zeitintervalls T praktisch gleich Null wird, was den Nachteil eines Verfahrens zur Regelung des örtlichen Taktsignals auf Basis der Nulldurchgänge der Signale X (t) oder Y (t) noch weiter vergrößert.

Eine veränderliche Phasenabweichung zwischen den Trägern des Senders und des Empfängers wird selbstverständlich herbeigeführt, wenn der Ortsträgergenerator des Empfängers unabhängig von dem Trägergenerator des Senders arbeitet. Aber sogar wenn eine Regelung zwischen den zwei Generatoren vorgesehen wird, wird dasselbe Problem auftreten. Beispielsweise bei der Inbetriebnahme des in Fig. 1 dargestellten Empfängers kann die Regelung des Ortsträgergenerators 6 in dem Empfänger nicht bewerkstelligt werden bevor eine Synchronisierung des örtlichen Taktsignals erhalten worden ist, da ein Signal mit einer Phasenabweichung E, resultierend aus dem durch den Entzerrer 13 gelieferten entzerrten Signal, zur Regelung des Ortsträgers benutzt wird; dieser Entzerrer 13 kann übrigens selber nur einwandfrei funktionieren, wenn die demodulierten Signale X (t) und Y (t) durch das örtliche Taktsignal mit der richtigen Phase abgetastet worden sind. Weiterhin, wenn die Übertragung zwischen dem Sender und dem Empfänger über einen Rundfunkkanal durchgeführt wird, wobei eine Vielzahl von Trägerfrequenzstrecken durchlaufen wird, ist die Phase des Trägers bei Empfang nicht genau definiert und ist in dem Generator 6 nur eine Frequenzregelung des Empfängerträgers in bezug auf den Senderträger möglich, ohne daß eine Phasenregelung möglich ist. Deswegen ergibt sich noch immer das Problem, ein örtliches Taktsignal in dem Empfänger zu erhalten, das trotz einer veränderlichen Phasenabweichung zwischen den Trägern des Senders und des Empfängers eine richtige Abtastung der demodulierten Signale ermöglicht.

Nach der Erfindung wird dieses Problem dadurch gelöst, daß das demodulierte Signal X (t) oder Y (t), das in der bekannten Taktgewinnungsanordnung dem Nulldurchgangsdetektor 18 zugeführt wird, durch ein anderes Signal X′ (t) oder Y′ (t) ersetzt wird, welches Signal in der Anordnung 30 gebildet wird.

In dieser Anordnung 30 werden folgende Vorgänge durchgeführt: an erster Stelle wird detektiert, welchem Phasensektor Z₁, Z₂, Z₃ oder Z₄ die Phase R des durch die Punkte B₁, B₂, B₃ oder B₄ dargestellten empfangenen Signals zu jedem Abtastzeitpunkt zugeordnet ist, wonach ein neues Signal gebildet wird, das von dem empfangenen Signal durch eine derartige Phasendrehung ΔR abgeleitet wird, daß die Phase dieses Signals zu den Abtastzeitpunkten der zentralen Phase 45°, 135°, 225°, 315° des genannten detektierten Phasensektors entspricht. Die Komponenten des neuen Signals, die mit den In-Phase- und Quadraturkomponenten des Ortsträgers gleichphasig sind, bilden die gewünschten Signale X′ (t) und Y′ (t).

Diese Vorgänge werden untenstehend auf eine genauere Art und Weise in zwei Beispielen erläutert, und zwar an Hand der Fig. 5 und Fig. 6, die auf dieselbe Art und Weise wie die Fig. 2 gezeichnet sind und daher dieselben Bezugszeichen tragen. In Fig. 5 stellt der Punkt B₁ das empfangene Signal zu einem Abtastzeitpunkt dar, wenn der Träger mit einer Phase von 45° übertragen wird und der Bezugsträger des Senders eine Phase hat, die in bezug auf die Phase des Bezugsträgers des Empfängers um ΔΦ voreilt, wobei ΔΦ <45° ist. Das empfangene Signal wird durch den Punkt A₁ dargestellt, wenn ΔΦ = 0 ist. Auf Basis der Abtastwerte X, Y der demodulierten Signale X (t) und Y (t), welche Abtastwerte durch die Koordinaten der Punkte B₁ dargestellt werden, kann (wie untenstehend noch erläutert) detektiert werden, daß die Phase des durch den Punkt B₁ dargestellten Signals dem Quadranten Z₁ zugeordnet ist. Durch eine Phasendrehung ΔR = -ΔΦ, die der Differenz zwischen der zentralen Phase des Quadranten Z₁, d. h. 45°, und der Phase des empfangenen Signals zu dem Abtastzeitpunkt, d. h. 45° + ΔΦ, entspricht, wird ein neues Signal erhalten mit einer Phase von 45°, das zu dem Abtastzeitpunkt durch den Punkt B₁ auf der Halbierenden des Quadranten Z₁ dargestellt ist. Dieser Punkt B′₁ fällt mit dem Punkt A₁ zusammen und die Koordinaten X′ und Y′ stellen die Abtastwerte der gewünschten Signale X′ (t) und Y′ (t) dar.

In Fig. 6 stellt der Punkt B₁ das empfangene Signal zu dem Abtastzeitpunkt dar, wenn der Träger mit einer Phase von 45° übertragen wird, aber der Bezugsträger des Senders eine Phase hat, die in bezug auf die Phase des Bezugsträgers des Empfängers um ΔΦ <45° voreilt, so daß der Punkt B₁ beispielsweise in dem Quadranten Z₂ liegt. In diesem Fall wird eine Phasendrehung ΔR des empfangenen Signals bewerkstelligt, die der Differenz zwischen der zentralen Phase des Quadranten Z₂ und der Phase des empfangenen Signals zu dem Abtastzeitpunkt entspricht, so daß ΔR = 135° - (45° + ΔΦ) = 90° - ΔΦ. Das auf diese Weise erhaltene neue Signal hat eine Phase von 135° und die Darstellung zu dem Abtastzeitpunkt liegt auf der Halbierenden des Quadranten Z₂. Die Koordinaten X′ und Y′ des Punktes B′₁ stellen die Abtastwerte der gewünschten Signale X′ (t) und Y′ (t) dar.

Die Phasendrehung ΔR, die das empfangene Signal erfahren muß, hat einen Absolutwert unterhalb 45°. Diese Phasendrehung kann die Form ΔR = k · 90° - ΔΦ haben, wobei die ganze Zahl k derart ist, daß ΔR einen Absolutwert unterhalb 45° erhält. Die Komponenten X′ (t) und Y′ (t) des neuen Signals, das durch die Phasendrehung ΔR erhalten wird, zeigen die Merkmale von modulierten Signalen, die durch Demodulation des empfangenen Signals mittels eines Ortsträgers, der bis auf k · 90° mit dem Träger des Senders in Phase ist, erhalten werden würden. Diese Komponenten X′ (t) und Y′ (t) haben bis auf kT richtig definierte Nulldurchgangszeitpunkte, genau wie die durch die Kurven D _x und D _y in Fig. 3 dargestellten Signale und eignen sich somit durchaus zur Regelung des örtlichen Taktsignals des Empfängers. Es sei bemerkt, daß die Signale K · X′ (t) und K · Y′ (t), die den Komponenten X′ (t) bzw. Y′ (t) proportional sind, dieselben Nulldurchgangskennzeichen zeigen würden.

Mehrere Formeln, die den obenstehend beschriebenen Vorgängen entsprechen und in der Rechenanordnung 30 durchgeführt werden, werden untenstehend erläutert.

Die gewünschten Komponenten X′ (t) und Y′ (t) lassen sich wie folgt schreiben:
X′ (t) = ρcos (R + ΔR)
Y′ (t) = ρsin (R + ΔR)
wobei ρ die Amplitude des empfangenen Signals, R die Phase des empfangenen Signals und ΔR die auf die obenstehend beschriebene Art und Weise an dem empfangenen Signal durchzuführende Phasendrehung ist.

Unter Berücksichtigung der Beziehungen ρcosR = X (t) und ρsinR = Y (t) werden die folgenden Gleichungen erhalten:

X′ (t) = X (t) · cosΔR - Y (t) · sinΔR (1)

Y′ (t) = Y (t) · cosΔR + X (t) · sinΔR (2)

Um die in diesen Formeln (1) und (2) auftretende Phasenverschiebung ΔR zu ermitteln, muß detektiert werden, welchem Phasensektor Z₁, Z₂, Z₃ oder Z₄ die Phase R des empfangenen Signals zugeordnet ist und zwar zu jedem Abtastzeitpunkt. Dies kann durch das Vorzeichen der Abtastwerte X und Y der demodulierten Signale X (t) und Y (t) entsprechend der nachfolgenden Tabelle I durchgeführt werden, wobei Sgn bedeutet "Vorzeichen von".

Tabelle I

Mit Hilfe der Diagramme in Fig. 5 und Fig. 6 ist es nun leicht ersichtlich daß die Werte für cosΔR und sinΔR zu den Abtastzeitpunkten wie folgt sind:

cos ΔR = X · Sgn [X ] + Y · Sgn [Y ] (3)

sin ΔR = X · Sgn [Y ] - Y · Sgn [X ] (4)

Dadurch, daß in der Formel (1) und (2) cosΔR und sinΔR durch die proportionalen Werte cos ΔR und sin ΔR ersetzt werden, die durch die Formel (3) bzw. (4) gegeben werden, werden die Signale · X′ (t) und · Y′ (t) erhalten, die den Signalen X′ (t) bzw. Y′ (t) proportional sind und somit dieselben Nulldurchgangskennzeichen haben.

Die Rechenanordnung 30 aus Fig. 1 hat nun die Aufgabe, unter Verwendung der Formeln (1) und (2) das Signal · X′ (t) oder das Signal · Y′ (t) zu bilden, wobei die Werte · cosΔR und · sinΔR entsprechend den Formeln (3) und (4) berechnet werden, für den in dieser Figur dargestellten Fall einer Vierphasenmodulation. Im allgemeinen hat die Anordnung 30 die Aufgabe, die Signale K · X′ (t) oder K · Y′ (t) proportional zu X′ (t) und Y′ (t) zu bilden. In dem vorliegenden Fall sind die Berechnungen einfach, wenn K = .

Die Anordnung 30 enthält einen Eingangskreis 31, der die Werte von cos ΔR und sin ΔR berechnet. In der obenstehend beschriebenen Ausführungsform ist der Kreis 31 vom digitalen Typ und bearbeitet die Abtastwerte X und Y, die durch die Analog-Digital-Wandler 11 und 12 in die digitale Form umgewandelt worden sind. Dem Eingang des Kreises 31 werden die Abtastwerte X und Y zugeführt und zwar zu den Vorzeichendetektoren 32 bzw. 33, deren logische Ausgangssignale Sgn [X ] und Sgn [Y ] Information erteilen über den Quadranten, dem das empfangene Signal zu jedem Abtastzeitpunkt zugeordnet ist. Die Multiplizierkreise 34 und 35 bilden zu jedem Abtastzeitpunkt die Produkte X · Sgn [X ] bzw. Y · Sgn [Y ] und der Addierkreis 36 bildet die Summe dieser Produkte, so daß entsprechend der Formel (3) die den Werten · cos ΔR zu den Abtastzeitpunkten entsprechenden digitalen Abtastwerte an dem Ausgang des Addierkreises 36 erhalten werden. Auf gleiche Weise bilden die Multiplizierkreise 37 und 38 die Produkte X · Sgn [X ] bzw. Y · Sgn [Y ] und der Subtrahierkreis 39 liefert die Differenz zwischen diesen Produkten, so daß entsprechend der Formel (4) die den Werten · sin ΔR zu den Abtastzeitpunkten entsprechenden digitalen Abtastwerte an dem Ausgang des Subtrahierkreises 39 erhalten werden.

In der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform werden die digitalen Abtastwerte · cos ΔR und · sin ΔR durch die Digital-Analog-Wandler 40 und 41 in die analoge Form umgewandelt und die erhaltenen analogen Abtastwerte werden den analogen Tiefpaßglättungsfilterkreisen 42 und 43 zugeführt, welche für das · cos ΔR bzw. · sin ΔR repräsentativen analogen Signale liefern.

Es dürfte einleuchten, daß das Filtern der Abtastwerte · sin ΔR ein spezielles Problem bildet und deshalb wird nachstehend eine bevorzugte Ausführungsform des Glättungsfilterkreises 43 beschrieben, wodurch das Problem gelöst werden kann.

Die von den Filterkreisen 42 und 43 gelieferten analogen Signale · cos ΔR bzw. · sin ΔR werden einem Eingang der analogen Multiplizierkreise 44 und 45 zugeführt, deren anderer Eingang die demodulierten Signale X (t) bzw. Y (t) erhält. Die auf diese Weise erhaltenen Produkte X (t) · cos ΔR und Y (t) · cos ΔR werden dem Differenzkreis 46 zugeführt, der entsprechend der obenstehenden Formel (1) das analoge Signal · X′ (t) erzeugt. Wie obenstehend erläutert, eignet sich dieses Signal · X′ (t) wegen seiner Nulldurchgänge zur Regelung des örtlichen Taktsignals des Empfängers und aus diesem Grunde wird es dem Nulldurchgangsdetektor 18 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Regeleingang des Taktimpulsgenerators 19 verbunden ist.

Statt der Bildung des Signals · X′ (t) in der Rechenanordnung 30 ist es auch möglich, das analoge Signal · Y′ (t) zu bilden, das ebenfalls zur Regelung des örtlichen Taktsignals geeignet ist. Dieses Signal · Y′ (t) kann auf dieselbe Art und Weise entsprechend der Formel (2) mittels der analogen Signale · cos ΔR und · sin ΔR und der demodulierten Signale X (t) und Y (t) gebildet werden.

In der Ausführungsform nach Fig. 1 enthält die Rechenanordnung 30 einen Eingangskreis 31, der auf digitale Weise arbeitet zum Erzeugen der digitalen Abtastwerte · cos ΔR und · sin ΔR, zwei Digital-Analog-Wandler 40, 41 und schließlich Filterkreise 42, 43 und Rechenkreise 44, 45, 46, die analoge Signale verarbeiten. Es dürfte dem Fachmann einleuchten, daß es ebenfalls möglich ist, eine nur analoge Rechenkreise enthaltende Rechenanordnung 30 zu verwenden. In diesem Fall würde der Eingangskreis 31 die analogen Abtastwerte · cos ΔR und · sin ΔR unmittelbar aus den analogen Abtastwerten X und Y bilden, die durch die Abtastkreise 8 und 9 erhalten worden sind. Andererseits wäre es möglich, die digitale Form des Signals X′ (t) oder des Signals Y′ (t) mittels Filterkreise 42, 43 und Rechenkreise 44, 45, 46 vom digitalen Typ zu bilden und danach diese Signale am Ausgang der Rechenanordnung 30 in das analoge Signal X′ (t) oder Y′ (t) umzuwandeln.

Untenstehend folgt die Erläuterung des Problems bei der Filterung der Abtastwerte · cos ΔR und · sin ΔR in den Glättungsfilterkreisen 42 und 43. Insbesondere wenn die Übertragung über einen Funkkanal durchgeführt wird, kann das empfangene Signal in dem Empfänger durch ungelegte Amplituden und insbesondere Phasenschwankungen beeinträchtigt werden, die sich durch einen wesentlichen Geräuschanteil in den Abtastwerten · cos ΔR und · sin ΔR zeigen. Das Filtern des durch diese Abtastwerte gebildeten Signals in den Glättungsfilterkreisen 42 und 43 muß ausreichen um dieses Geräusch zu unterdrücken ohne jedoch die wiederhergestellten analogen Signale · cos ΔR und · sin ΔR zu stören um zu vermeiden, daß die Nulldurchgänge des Signals X′ (t) oder Y′ (t) durch Räuschen beeinträchtigt werden und um zu gewährleisten, daß sie in die richtige Lage geraten.

In dem Diagramm 7ª aus Fig. 7 sind die Kurve · cos ΔR (punktierte Linie) und die Kurve · sin ΔR (gezogene Linie) als Funktion der Phasenabweichung ΔΦ zwischen den Trägern des Senders und des Empfängers aufgetragen. Diese Kurven können auf einfache Weise aufgetragen werden, wenn berücksichtigt wird, wie obenstehend erwähnt, daß der Absolutwert von ΔR niedriger ist als (oder gleich) π/4 rad und ΔR = k · π/2 - ΔΦ. Es wird nun vorausgesetzt, daß die Phasenabweichung ΔΦ mit der Zeit linear zunimmt. Da das Signal · cos ΔR eine leichte Wellenform ohne plötzliche Amplitudenschwankungen hat, ist es bei einer Beeinflussung der Abtastwerte dieses Signals durch Rauschen möglich dieses Rauschen durch eine energische Filterung in dem Kreis 42 zu unterdrücken ohne dabei die Werte von · cos ΔR in dem gefilterten Signal merklich zu ändern. Andererseits zeigt das Signal · sin ΔR plötzliche Amplitudenschwankungen (von -1 bis +1) und zwar jeweils wenn die Phasenabweichung ΔΦ ein ungerades Vielfaches von π/4 rad ist. Wenn die Abtastwerte dieses Signals energisch gefiltert werden, damit das Rauschen unterdrückt wird, werden die Werte von · ΔR in dem gefilterten Signal für Phasenabweichungen Φ in der Nähe von ungeraden Vielfachen von π/4 wesentlich geändert. Dies wird durch die Kurve des Diagramms 7b dargestellt, die die Form des Signals · sin ΔR nach einer energischen Filterung darstellt. Es dürfte einleuchten, daß es nicht möglich ist, von einem derart gefilterten Signal · sin ΔR ein Signal X′ (t) oder Y′ (t) zur Regelung des örtlichen Taktsignals geeigneten Nulldurchgängen abzuleiten.

Um diesen Nachteil zu verringern ist der Glättungsfilterkreis 43 wie folgt konstruiert. Die Abtastwerte · sin ΔR werden dem Tiefpaßfilter 47 zugeführt, das eine energische Filterung entsprechend der im Diagramm 7b dargestellten Kurve durchführt. Dieses gefilterte Signal hat dasselbe Vorzeichen wie das Signal · sin ΔR im Diagramm 7ª und wird dem Vorzeichendetektor 48 zugeführt, dessen Funktion untenstehend erläutert wird. Die Abtastwerte · sin ΔR werden ebenfalls dem Gleichrichter 49 zugeführt. Wenn das Signal · sin ΔR im Diagramm 7ª dem Gleichrichter 49 zugeführt wird, erzeugt dieser das gleichgerichtete Signal mit der im Diagramm 7c dargestellten Form. Die durch den Gleichrichter 49 gelieferten gleichgerichteten Abtastwerte werden in dem Tiefpaßfilter 50 gefiltert und antwortlich des gleichgerichteten Signals im Diagramm 7c liefert das Filter 50 das im Diagramm 7d dargestellte gleichgerichtete und gefilterte Signal. Es dürfte einleuchten, daß die Werte von · sin ΔR in dem gleichgerichteten Signal viel weniger durch die Filterung beeinträchtigt werden als die Werte von · sin ΔR in dem nicht gleichgerichteten Signal, insbesondere in der Nähe der Phasenabweichungen ΔΦ, die ein ungerades Vielfaches von π/4 sind. Das gleichgerichtete und gefilterte Ausgangssignal des Filters 50 wird gleichzeitig den Verstärkern 51 und 52 mit Verstärkern +1 bzw. -1 zugeführt und der Umschaltkreis 53, der durch das Ausgangssignal des Vorzeichendetektors 48 gesteuert wird, läßt entweder das Ausgangssignal des Verstärkers 51 oder das Ausgangssignal des Verstärkers 52 zu dem Multiplizierkreis 45 durch. Das Vorzeichen des Signals · sin ΔR im Diagramm 7ª wird also zu dem Ausgangssignal des Filters 50 zugeordnet und das Ausgangssignal des Filterkreises 43 hat dadurch die Form, wie diese im Diagramm 7e dargestellt ist. Dieses Signal hat eine Form, die der des idealen Signals · sin ΔR aus dem Diagramm 7ª nahezu entspricht, insbesondere für Phasenabweichungen ΔΦ in der Nähe von ungeraden Vielfachen von π/4. Dieses Signal, dessen Rauschanteil durch Filterung entfernt worden ist, eignet sich zum Gebrauch in dem Multiplizierkreis 45 zur Bildung des Signals X′ (t).

Bisher wurde die Taktgewinnungsanordnung nach der Erfindung für den Fall eines Empfängers beschrieben, der mittels Vierphasenmodulation eines Trägers übertragene Signale erhält. Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auch auf den Fall einer n-Phasenmodulation und untenstehend folgt beispielsweise die Beschreibung der Anordnung nach der Erfindung für den Fall, in dem die den Empfänger erreichenden Signale das Resultat einer Achtphasenmodulation eines Trägers sind.

In dem Fall einer derartigen achtwertigen Modulation wird der Träger durch die Daten entsprechend acht Phasen moduliert, die ungerade Vielfache von 22°5 sind. Das Diagramm in Fig. 8 zeigt acht aufeinanderfolgende Phasensektoren Z₁ bis Z₈ von 45°. Wenn der Träger des Empfängers mit dem Träger des Senders genau gleichphasig ist, wird das in dem Empfänger empfangene Signal durch einen der Punkte A₁ bis A₈ mit der zentralen Phase der acht Phasensektoren dargestellt. Wenn es eine Phasenabweichung ΔΦ zwischen den Trägern des Senders und des Empfängers gibt, wird das empfangene Signal durch den Punkt B₁ dargestellt, der beispielsweise in dem Phasensektor Z₃ liegt, statt durch den Punkt A₁, wenn diese Phasenabweichung ΔΦ Null ist. Ebenso wie bei Vierphasenmodulation wird, ausgehend von dem durch Punkt B₁ dargestellten empfangenen Signal und seinen Komponenten X (t) und Y (t) eine Phasendrehung ΔR derart durchgeführt, daß die Phase des empfangenen Signals zu den Abtastzeitpunkten der zentralen Phase des Phasensektors, in dem der Punkt B₁ liegt, entspricht und dadurch wird ein Signal erhalten, das durch den Punkt B′₁ dargestellt wird und das in dem gewählten Ausführungsbeispiel mit dem Punkt A₃ zusammenfällt, dessen Komponenten X′ (t) oder Y′ (t) zur Regelung des örtlichen Taktsignals im Empfänger geeignet sind.

Die Formeln (1) und (2), die obenstehend dargestellt sind und die, von den modulierten Signalen X (t) und Y (t) und der Phasendrehung ΔR ausgehend, die gewünschten Komponenten X′ (t) und Y′ (t) liefern, behalten ihre Gültigkeit für den Fall einer achtwertigen Modulation. Es dürfte einleuchten, daß für diese Achtphasenmodulation der Absolutwert der Phasendrehung ΔR niedriger ist als 22°5 und auf einer Phasenabweichung ΔΦ zwischen den Trägern des Senders und des Empfängers durch die Beziehung ΔR = k · 90° - ΔΦ bezogen ist, wobei die ganze Zahl k derart ist, daß der Absolutwert von ΔR <22°5 ist.

Das Berechnen der Werte, die gleich oder proportional zu cos ΔR und sin ΔR sind, basiert ebenfalls auf der Bestimmung, welchem der acht Phasensektoren die Phase des empfangenen Signals zu den Abtastzeitpunkten zugeordnet ist. Diese Information kann durch das Vorzeichen der Abtastwerte X und Y der demodulierten Signale und durch einen Vergleich der Absolutwerte dieser Abtastwerte X und Y entsprechend der nachfolgenden Tabelle II geliefert werden.

Tabelle II

Es ist nun leicht zu zeigen, daß die Werte von cos ΔR und sin ΔR durch folgende Gleichungen gegeben sind.

Für |X | - |Y | <0:

cos ΔR = Sgn [X ] · 0,924 · X + Sgn [Y ] · 0,383 · Y (5)

sin ΔR = Sgn [Y ] · 0,383 · X - Sgn [X ] · 0,924 · Y
(6)

Für |X | - |Y | <0:

cos ΔR = Sgn [X ] · 0,383 · X + Sgn [Y ] · 0,924 · Y (7)

sin ΔR = Sgn [Y ] · 0,924 · X - Sgn [X ] · 0,383 · Y (8)

In diesen Formeln sind die Terme 0,924 und 0,383 annähernde Werte von cos 22°5 bzw. sin 22°5.

Aus den obenstehenden Erläuterungen folgt, daß wenn die Anordnung zur Wiedergewinnung des Taktsignals nach der Erfindung für Achtphasenmodulation benutzt wird, die Rechenanordnung 30 die in Fig. 1 dargestellte Struktur hat mit Ausnahme des Eingangskreises 31, in dem die Abtastwerte cos ΔR und sin ΔR berechnet werden entsprechend den Formeln (5), (6) oder (7), (8), abhängig von dem Vorzeichen von |X | - |Y |.

Für den Fall einer Achtphasenmodulation kann dieser Eingangskreis 31 die Konstruktion haben, wie diese in Fig. 9 dargestellt ist. Dieser enthält die Detektoren 60 und 61 zum Detektieren des Vorzeichens der Abtastwerte X bzw. der Abtastwerte Y und Gleichrichter 62 und 63 zum Bilden der Absolutwerte von X bzw. Y. Der Vergleichskreis 64 ist mit dem Ausgang der Gleichrichter 62, 63 verbunden und erzeugt ein logisches Signal, dessen Wert von der Differenz |X | - |Y | abhängig ist. Die Ausgangssignale der Kreise 60, 61 und 64 bilden zusammen die Information, mit deren Hilfe detektiert werden kann, welchem Phasensektor die Phase des empfohlenen Signals zu jedem Abtastzeitpunkt zugeordnet ist. Aus dieser Information werden die Abtastwerte cos ΔR und sin ΔR wie folgt gebildet. Das Ausgangssignal des Vergleichskreises 64 steuert simultan die Umschaltkreise 65 und 66 zum Zuführen der Zahl 0,924 oder 0,383 in den Formeln (5) bis (8) zu einem Eingang der Multiplizierkreise 67 und 68. Der andere Eingang dieser Multiplizierkreise ist mit dem Ausgang der Vorzeichendetektoren 60 und 61 verbunden. In Fig. 9 sind die Umschaltkreise 65 und 66 in der Lage entsprechend |X | - |Y | <0 und lassen die Zahlen 0,924 und 0,383 zu den Multiplizierkreisen 67 bzw. 68 durch. Das in den Multiplizierkreisen 67, 68 gebildete Produkt Sgn |X | · 0,924 bzw. Sgn |Y | · 0,383 wird einem Eingang der Multiplizierkreise 69 bzw. 70 zugeführt, deren anderer Eingang die Abtastwerte X bzw. Y zugeführt bekommt. Die in den Multiplizierkreisen 69 und 70 gebildeten Produkte werden dem Addierkreis 61 zugefügt, der die in dem zweiten Glied der Formel (5) angegebene Summe bildet, d. h. die Abtastwerte cos ΔR. Die in den Multiplizierkreisen 67, 68 gebildeten Produkte werden ebenfalls einem Eingang der Multiplizierkreise 72 bzw. 73 zugeführt, deren anderer Eingang die Abtastwerte Y bzw. X zugeführt bekommt. Die in den Multiplizierkreisen 72 und 73 gebildeten Produkte werden einem Subtrahierkreis 74 zugeführt, der die in dem zweiten Glied der Formel (6) angegebene Differenz bildet, d. h. die Abtastwerte sin ΔR.

Wenn der Vergleichskreis 64 detektiert, daß |X | - |Y | <0 ist, gelangen die Umschaltkreise 65 und 66 in die der Lage nach Fig. 9 entgegengesetzte Lage und es dürfte einleuchten, daß die Abtastwerte cos ΔR und sin ΔR entsprechend den Formeln (7) und (8) berechnet werden.

Die digitalen Abtastwerte cos ΔR und sin ΔR, die in dem Eingangskreis 31 auf die obenstehend beschriebene Art und Weise berechnet werden, werden entsprechend dem Schaltbild von Fig. 1 in den Digital-Analog-Wandlern 40 und 41 in die analoge Form umgewandelt und danach in den Filterkreisen 42 und 43 gefiltert. Beim Filtern des Signals sin ΔR, das im allgemeinen eine Form hat wie diese im Diagramm 7ª dargestellt ist, wird das bereits beschriebene Problem erfahren, wobei die Diskontinuitäten jetzt immer für die Phasenabweichungen ΔΦ auftreten, die einem ungeraden Vielfachen von π/8 rad entsprechen. Dieses Problem wird durch denselben Glättungsfilterkreis 63 gelöst, der obenstehend detailliert beschrieben worden ist.

Nach der Formel (1) bilden die Kreise 44, 45 und 46 das Signal X′ (t), dessen Nulldurchgänge zur Regelung des örtlichen Taktsignals im Empfänger benutzt werden, und zwar aus den in analoger Form umgewandelten Signalen cos ΔR und sin ΔR und den demodulierten Signalen X (t) und Y (t).

Die obenstehend beschriebene Anordnung zur Wiedergewinnung des Taktsignals nach der Erfindung kann ebenfalls für einen Empfänger von Daten benutzt werden, die durch Phasen- und Amplitudenmodulation übertragen worden sind. Der zum Bilden der Signalkomponenten K · X′ (t) oder K · Y′ (t) durchgeführte Vorgang entspricht einer Phasendrehung des empfangenen Signals und die Amplitude des empfangenen Signals wirkt nun auf den Proportionalitätskoeffizienten ein, der auf den Nulldurchgang dieser Komponenten keinen Einfluß hat.

Claims

1. Anordnung in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mittels n-wertiger Phasenmodulation eines Trägers zum Wiedergewinnen eines Taktsignals und zum mit der Modulationsgeschwindigkeit Abtasten der demodulierten Signale, die durch Demodulation des empfangenen Signals mittels der In-Phase- und Quadraturkomponenten eines Ortsträgers gebildet werden, welche Taktgewinnungsanordnung einen Kreis zur Phasenverriegelung eines örtlichen Taktsignals auf den Nulldurchgängen eines Signals enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (10) logische Kreise (32, 33) enthält zum aus den Abtastwerten der demolierten Signale detektieren, welchem Phasensektor von den n möglichen Phasensektoren der übertragenen Signale die Phase des empfangenen Signals zu den Abtastzeitpunkten zugeordnet ist, sowie Rechenkreise (34-39, 44-46) zum Bilden einer mit einer der In-Phase- und Quadraturkomponenten des Ortsträgers gleichphasigen Komponente [X′(t) ] eines Signals, das von dem empfangenen Signal durch eine derartige Phasendrehung ΔR abgeleitet ist, daß die Phase dieser Signalkomponente zu den Abtastzeitpunkten der zentralen Phase des genannten detektierten Phasensektors entspricht, wobei diese Signalkomponente [X′(t) ] das Signal bildet, dessen Nulldurchgänge zur Phasenverriegelung des örtlichen Taktsignals benutzt werden. (Fig. 1).

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie logische Kreise und Rechenkreise (31) enthält um zu jedem Abtastzeitpunkt die Abtastwerte [K · cos ΔR] und [K · sin ΔR] zu bilden, wobei K ein Proportionalitätskoeffizient ist, zwei Multiplizierkreise (44 bzw. 45) zum Bilden der zwei Produkte X (t) · [K · cos ΔR] und Y (t) [K · sin ΔR] oder der zwei Produkte Y (t) [K · cos ΔR] und X (t) [K · sin ΔR], wobei X (t) und Y (t) die In-Phase- bzw. Quadraturdemodulierten Signale sind, und einen Kombinierkreis (46), der die genannten zwei Produkte kombiniert zu dem Signal X′ (t), das zur Phasenverriegelung des örtlichen Taktsignals benutzt wird.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte [K · cos ΔR] und [K · sin ΔR] Glättungskreisen (42, 43) zum Unterdrücken von Rauschanteilen zugeführt werden, wobei der Glättungskreis (43) für die Abtastwerte [K · sin ΔR] ein erstes Filter (47) enthält, das diese Abtastwerte unmittelbar erhält und dessen Ausgangssigal einem Vorzeichendetektor (48) zugeführt wird, sowie ein zweites Filter (50), das diese Abtastwerte mittels eines Gleichrichters (49) erhält, und einen Schaltkreis (53) zum Zuordnen des vom Vorzeichendetektor (48) gelieferten Vorzeichens zu dem Ausgangssignal des zweiten Filters (50). (Fig. 1).

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, geeignet für einen Empfänger für Datenübertragung mittels Vierphasenmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß sie logische Kreise (32, 33) enthält zum Detektieren des Vorzeichens der Abtastwerte X und Y der demolierten Signale in Form von Signalen Sgn [X ] und Sgn [Y ], Kreise (34, 35 bzw. 37, 38) zum Bilden der ersten Produkte X · Sgn [X ], Y · Sgn [Y ] und der zweiten Produkte X · Sgn [Y ], Y · Sgn [X ], einen Kreis (36) zum Kombinieren der ersten Produkte zur Bildung der Abtastwerte · cos ΔR und einen Kreis (39) zum Kombinieren der zweiten Produkte zur Bildung der Abtastwerte · sin ΔR. (Fig. 1).

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, geeignet für einen Empfänger für Datenübertragung mittels Achtphasenmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß sie logische Kreise (60, 61, 64) enthält zum Detektieren des Vorzeichens der Abtastwerte X und Y der demodulierten Signale in Form von Signalen Sgn [X ] und Sgn [Y ] und zum Detektieren des Vorzeichens von |X | - |Y |, wobei |X | und |Y | durch Gleichrichtung (62, 63) der Abtastwerte X und Y gebildet werden, mit Multiplizierkreisen (67-70, 72, 73) zusammen arbeitende Umschaltkreise (65, 66) die entsprechend dem Vorzeichen von |X | - |Y | gesteuert werden zum Bilden (69, 70) erster Produkte K₁ · X · Sgn [X ] und K₂ · Y · Sgn [Y ] bzw. K₂ · X · Sgn [X ] und K₁ · Y · Sgn [Y ] und zum Bilden (72, 73) zweiter Produkte K₂ · X · Sgn [Y ] und K₁ · Y · Sgn [X ] bzw. K₁ · X · Sgn [Y ] und K₂ · Y · Sgn [X ], wobei K₁ und K₂ näherungsweise gleich cos 22,5° bzw. sin 22,5° sind, einen Kreis (71) zum additiven Kombinieren der ersten Produkte zur Bildung der Abtastwerte cos ΔR und einen Kreis (74) zum subtraktiven Kombinieren der zweiten Produkte zur Bildung der Abtastwerte sin ΔR. (Fig. 9)

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, die in einem Empfänger eines Systems für Datenübertragung mittels Phasen- und Amplitudenmodulation eines Trägers benutzt wird.