DE2443870A1

DE2443870A1 - Einstellung eines empfangstaktgebers

Info

Publication number: DE2443870A1
Application number: DE19742443870
Authority: DE
Inventors: Andre E Desblache
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1973-11-06
Filing date: 1974-09-13
Publication date: 1975-05-15
Also published as: JPS584506B2; JPS5081004A; FR2250447A5; GB1478709A

Description

Aktenzeichen der Anmelderin: FR 973 002

Einstellung eines Empfangstaktgebers

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Einstellung eines Empfangstaktgebers für Anlagen der Datenübertragung entsprechend den Oberbegriffen der Patentansprüche 1 und 2.

Ein üblicher Empfangstaktgeber gibt beim Datenempfang die Zeitpunkte für die Auswertung der empfangenen Datensignale so exakt wie möglich an.- Dabei sollen die einzelnen Abtastungen der empfangenen Signale zu den günstigsten Zeitpunkten erfolgen. Normalerweise ist es das Ziel, den Empfangstaktgeber möglichst mit
der gleichen Frequenz laufen zu lassen, wie den Taktgeber auf der Sendeseite. Eine angenäherte Übereinstimmung bezüglich Frequenz und Phase zwischen den beiden Taktgebern wird dabei mit Signalen erzielt, die vor der eigentlichen Nutzsignalübertragung übermittelt werden, und mit Hilfe der Nutzdatensignale selbst. Vor einer Nutzdatenübertragung wird üblicherweise die Phasenlage des
Empfangstaktgebers eingestellt und dann während der Nutzdatenübertragung laufend korrigiert.

Die laufende Korrektur ist dabei sehr von Bedeutung. Sie bildet

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den Gegenstand der vorliegenden Erfindung. Für Datenübertragungssysteme mit relativ niedriger übertragungsgeschwindigkeit, bei denen gewöhnlich ohne empfangsseitige Entzerrer gearbeitet werden kann, ist das Problem der Phasenkorrektur im wesentlichen gelöst. Dazu kann die deutsche Patentanmeldung P 2 027 554.9 als ein Beispiel genannt werden.

Bei höheren Übertragungsgeschwindigkeiten mit 4800 Baud und darüber ist der Einsatz von Entzerrern unerläßlich. Solche Entzerrer sind zumeist dadurch gekennzeichnet, daß ihr übertragungsgang laufend mit einem von ihrem Ausgangssignal abgeleiteten Fehlersignal nachgestellt wird. Bei sehr hohen übertragungsgeschwindigkeiten, die jetzt mehr und mehr zum Einsatz kommen, sind die zu kompensierenden Verzerrungen allgemein so groß, daß die Korrekturinformation für den Empfangstaktgeber nicht mehr ohne weiteres aus dem entzerrten Signal abgeleitet werden kann.

Ein interessantes Verfahren zur Lösung der vorgenannten Probleme wurde in der französischen Patentanmeldung 71 20097 angegeben. Danach wird die Taktsteuerinformation von einem dem Datensignal überlagerten Signal und nicht vom Datensignal selbst abgeleitet. Eine schwache Amplitudenmodulation wird dazu dem phasenmodulierten Datensignal überlagert. Der Nachteil dieses Verfahrens sind allerdings zusätzliche Rauscheinflüsse auf die Nutzsignalübertragung und insbesondere eine Begrenzung der Datenübertragungsgeschwindigkeit . Vor allem ist dabei eine mehrpegelige Mehrphasenübertragung nicht möglich.

Ein anderes Verfahren benutzt die Übermittlung zweier Pilottöne beiderseits des Frequenzspektrums des Datensignals zur Übermittlung der Taktinformation. Dabei wird jedoch die nutzbare Bandbreite für Daten eingeschränkt.

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Ferner wurde vorgeschlagen, die Taktinformation aus dem bereits entzerrten Datensignal abzuleiten. Dabei ist jedoch in Betracht zu ziehen, daß bei einer Kombination von Entzerrer und Taktsteuerkreisen eine rückgekoppelte Schaltungsanordnung entsteht, bei der für die beiden durchzuführenden Aufgaben, Entzerrung und Taktgewinnung, völlig verschiedenartige Funktionen durchzuführen sind. Wenn eine solche Kombination in digitaler Technik ausgelegt werden soll, ergeben sich schwerwiegende Probleme. Anpassungsfähige Entzerrer verwenden zumeist nur einen Abtastwert pro Modulationperiode zur Einstellung. Die Ableitung von Taktsteuersignalen benötigt jedoch zumindest mehrere Abtastwerte pro Modulationsperiode. Somit ergibt sich eine Kombination zur Verarbeitung jeweils mehrerer Abtastwerte pro Modulationsperiode; damit wird der Aufwand auch für die Entzerrungsfunktionen unnötig vergrößert.

Der Zweck der vorliegenden Erfindung ist die Lösung der vorgenannten Probleme bezüglich Aufwand, Korrekturgenauigkeit, Verwendbarkeit für mehrpegelige Mehrphasenmodulation und Verwendbarkeit für Datenübertragungsgeschwindigkeiten von 4800 Baud und

Die Aufgabe der Erfindung ist die Angabe eines Empfangtaktgebereinstellverfahrens, bei dem direkt mit dem über das Übertragungsmedium empfangenen Signal vor Eingabe in den Entzerrer gearbeitet wird. Die Übermittlung überlagerter Taktsignale soll vermieden werden.

Die Lösung dieser Aufgabe ist in den Patentansprüchen 1 und 2 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Empfängers entsprechend

der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 das Blockschaltbild der erforderlichen Taktsteuerkreise einer speziellen Ausführung und

Fig. 3 die Darstellung eines so bezeichneten Standard-Signals .

In Fig. 1 ist ein Datenempfänger dargestellt, der unter anderem einen Entzerrer entsprechend der deutschen Patentanmeldung P 24 16 058.5 enthält. Des weiteren wird unterstellt, daß das benutzte übertragungsverfahren eine mehrpegelige Differentialphasenmodulation verwendet* Dabei werden die Daten In Form der Amplitude ρ und der Phase φ zu diskreten Zeitpunkten des übermittelten Signals übertragen.

Das über eine Leitung übermittelte Signal wird im Empfänger in Form eines Anologsignals r(t) aufgenommen. Dieses Signal wird einer automatischen Pegelsteuerung 1 zugeführt und danach einer Abtasteinrichtung 2, die zu Zeitpunkten t.,gesteuert durch einen Taktgeber 3_#abtastet. l/T möge die Folgefrequenz der über die Leitung übermittelten Daten sein, die normalerweise in Baud ausgedrückt wird. Die mittels des Taktgebers 3 definierte Abtastfrequenz ist ein Vielfaches M/T dieser Folgefrequenz, wobei eine ausreichende Zahl von Abtastwerten r.während jeder Periode T zur korrekten Definition des Signals r(t) abgegeben wird. Die Abtastwerte r. werden dann einem Phasenschieber 4 zugeführt, der Folgen in Quadratur zueinanderstehender Abtastwert© x. und x. erzeugt. Die Ausführung eines solchen Phasenschiebers ist bereits in der oben genannten deutschen Patentanmeldung P 24 16 058.5 genannt. Die Abtastwerte x. und x. werden einem Entzerrer 5 entsprechend Fig. dieser deutschen Patentanmeldung zugeführt. Abtastwerte y, und y,

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werden als karthesische Koordinaten des entzerrten Signals einem Detektor und Decoder 6 eingegeben, der nach Umwandlung der karthesischen Koordinaten y, und y, in Polarkoordinaten p, und φ, einerseits die wiedergewonnenen Daten und andererseits die Signale

cos Φ_]ς/Ρ_]ζ und sin Φ_]ί./Ρ_]ζ

abgibt. Diese Signale werden der einen Seite der Taktsteuerkreise 7 zugeführt, die andererseits auch die Abtastwerte x. und x. angeboten bekommen und dabei ein Taktfehlersignal CS zum Taktgeber 3 zu dessen laufender Korrektur abgeben.

Die Fign. 2 und 3 erläutern weiter in Einzelheiten die Taktsteuerkreis.e 7 gemäß Fig. 1. M Abtastwerte x., die vom Phasenschieber 4 kommen, werden pro Modulationperiode T einer zweiten Abtastung mit der Folgefrequenz l/T zugeführt. Die so gewonnenen Abtastwerte (nämlich nur ein Abtastwert pro tyodulationsperiode) werden einem Transversalentzerrer 8 zugeführt, der daraus die entzerrten Abtastwertkomponenten y. bildet. Ebenso werden die Abtastwerte x. einer Abtastung mit der Folgefrequenz l/T unterworfen und die dabei gewonnenen Abtastwerte x. einem Entzerrer zugeführt, der daraus die entzerrten Orthogonalkomponenten y_k des entzerrten Signals abgibt. Es soll angenommen werden, daß die Länge der Verzögerungsleitungen der beiden Entzerrer 8 und 2 NT sei, wobei N eine positive ganze Zahl ist. Die Entzerrerfunktionen der beiden getrennt dargestellten Entzerrer 8 und 9 entsprechen der Funktion des Entzerrers 5 gemäß Fig. 1. Sie werden hier nicht näher beschrieben, da sie bereits aus der deutschen Patentanmeldung P 24 16 058.5 bekannt sind.

Die Abtastwerte x. werden des weiteren einer Verzögerungskette zugeführt, die aus den beiden Verzögerungsgliedern 10 und 11 besteht. IO weist eine Verzögerung θ und 11 eine solche von 2 τ auf. Zwei Abgriffe P. und P₂ bilden den Anfang und das Ende des Verzögerungsglieds 11. Der Wert θ wird so gewählt, daß die beiden Ab-

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griffe ρ _und ρ zeitsymmetrisch zum Hauptabgriff des Entzerres 8 liegen. Der Hauptabgriff des Entzerrers 8 sei sein Mit- -telabgriff mit einem Zeitabstand NT vom Eingangspunkt A. Der Wert θ wird gleich NT gleich τ gewählt, womit der Abgriff Ρ_χ im Zeitabstand ΝΤ-τ von A liegt und der Abgriff P₂ im Abstand ΝΤ+τ . τ wird kleiner gewählt als ein Wert R, der noch erläutert wird. (Als Beispiel sei τ = T/M angegeben.)

Die Abtastwerte x. werden entsprechend einer zweiten Verzögerungskette zugeführt, die aus den Verzögerungsgliedern 12 und 13 besteht. Deren Verzögerungen θ und 2 τ sind gleich den Verzögerungen der Glieder IO und 11. Die Abgriffe P, und P₄ befinden sich in Zeitabständen ΝΤ-τ bzw. ΝΤ+τ vom Eingangspunkt B.

P ist mit dem Eingang zweier Multiplizierer 14 und 15 verbunden, deren anderen Eingängen die Signale cos φ /ρ und sin φ /ρ vom Detektor und Decoder 6 zugeführt werden. Ebenfalls ist P- mit zwei Multiplizieren 16 und 17 verbunden, deren anderen Eingängen ebenfalls die genannten Signale vom Detektor und Decoder 6 zugeführt werden.

Die Ausgänge der Muliplizierer 14 und 17 sind mit den beiden Addiereingängen eines Addierers 18 verbunden, dessen Ausgang über einen Integrator 19 als Mittelwertbilder zu einem Quadrierglied 20 weiterführt. Der Ausgang des Multiplizierers 15 ist mit dem Subtraktionseingang und der Ausgang des Multiplizierers 16 mit dem Additionseingang eines Addierers 21 verbunden. Der Ausgang dieses Addierers 21, führt über einen Integrator 22 zu einem Quadrierglied 23 weiter. Die Ausgangssignale der Quadrierglieder 20 und 23 werden algebraisch mit Hilfe eines Addierers 24 addiert, dessen Ausgangssignal die Amplitude α_χ eines ersten Punktes auf dem Signalverlauf gemäß Fig. 3 abgibt.

Auf ähnliche Weise wird die Amplitude d₂ eines zweiten Punktes auf dieser Kurve gewonnen, und zwar ausgehend von den Signalen

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an den Abgriffen P₂ und P₄. Die dazwischenliegenden Schaltkreise sind im einzelnen nicht dargestellt, um die Fig. 2 übersichtlich zu halten; es sind jedoch dafür gleichartige Schaltkreise vorgesehen wie für die Abgriffssignale an Ρ_χ und P₃.

Die Werte d₂ und α_χ werden in einem Addierer 25 voneinander subtrahierd und die sich sich dabei ergebende Differenz in einem Kalibrierer 26 normiert. Dessen Ausgangssignale werden einem Zähler 27 zugeführt. Dieser Zähler gehört zum Taktgeber 3_f der des weiteren einen hochfrequenten Oszillator 28 aufweist. Der Zähler 27
dient dabei als Frequenzteiler für die Oszillatorausgangsimpulse und gibt Taktimpulse zu den Zeitpunkten t.ab.

Das Funktionprinzip der vorstehend beschriebenen Schaltkreise
soll nunmehr erläutert werden. Dazu werden vorerst einige mathematische Betrachtungen eines mehrpegeligen Differentialphasenmodulationssignals angegeben, wie es eingangs für die Beschreibung zugrundegelegt wurde. Das über die Leitung einlaufende Signal kann folgendermaßen angegeben werden:

r(t) = I p_k [s(t-kT) cos <j>_k + S(t-kT) sin <f,_k] (1)
Darin sind:

p(t) ein Signalelement, das sich bei der Modulation eines Trägers or durch

S(t)=g(t) cos

gers or durch ein Grundbandsignal g(t) ergibt; dabei ist

S(t) das Quadratursignal zu S (t) ; d. h. S(t)=g(t) sin ω t;

p_k, <j>_k diskrete Amplituden- und Phasenwerte, die die übermittelten Daten zu Zeitpunkten kT in codierter Form enthalten; die Werte mit dem . sind bestimmte Werte aus einer Vielzahl
diskreter Werte ρ. und φ., die bei der übertragung verwendet werden.

Die Gleichung (1) läßt erkennen, daß das Signal auf der Leitung sich aus der überlagerung einer großen Zahl von Signalelementen

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ergibt, die nacheinander übertragen werden. Die Gleichung drückt dabei eine Erscheinung aus, die üblicherweise als Zwischensymbol-Überlagerung bezeichnet wird. Das Signal r(t), das jeweils am Mittelabgriff der Entzerrer 8 und 9 ansteht, enthält nicht nur Informationsbestandteile eines einziges Signalelements, sondern damit überlagert auch Bestandteile anderer Signalelemente, die zeitlich vorher oder später liegen. In der Gleichung (1) variiert k von -⁰⁰ bis +°° oder zumindest von -n bis -fn, wenn die Betrachtung der Informationselemente auf 2 η + 1 Elemente beschränkt wird.

Der Phasenschieber 4 erzeugt aus dem Signal r(t) zwei zueinander in Quadratur stehende Signale x(t) und x(t). Um die Beschreibung etwas übersichtlicher zu gestalten? soll angenommen werden, daß x(t) identisch mit r(t) ist und daß χ(t)somit das Quadratursignal von r(t) ist. Die durchgeführten Abtastoperationen sollen auch nicht weiter in Betracht gezogen werden, da die mathematische Theorie dadurch nicht beeinflußt wird«,

Es läßt sich also schreiben:

x(t) = £p_k [S(t-kT) coscf>_k + S(t-kT) sin φ_]ς) ^k

x(t) = Tp_k [ö(t-kT) cos (j>_k- S(t-kT) sin <f>_k3

(2)

Anhand der Fig. 2 läßt sich erkennen, daß die Anordnung, bestehend aus den Multiplizieren 14 und 17, dem Addierer 18 und dem Integrator 19 die folgende Operation durchführt:

(PT) cos φ sin φ

x(t-T) _ + £(t-r) ~ö Ο)

^μο ο

Dieser Ausdruck gibt über eine gegebene Zahl ρ von Perioden T das Korrelationsergebnis der Signale an P. und P.,, nämlich tx(t-T) ]bzw. [x(t-T) ]^an. Es soll an dieser Stelle darauf hingewiesen werden, daß bei Wahl der Mittelabgriffe der Entzerrer als Bezugszeitpunkt die Werte Φ_ο und p_Q Variable in Abhängigkeit der Pe-

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riode T sind.

Bei der Betrachtung der vorgenannten Korrelation&peration ist festzustellen, daß in der Summe aller Elemente, die gemäß Gleichung (2) das Signal x(t) bilden, daß einzige Element , welches in Korrelation mit cos Φ_ο/ρ steht, das mit k=O ist. Das heißt das Element, das der entsprechenden Periode T zugeordnet ist. Alle anderen Elemente mit k-Werten, die von Null verschieden sind, d. h. die voranlaufenden und nachfolgenden Interferenzsignale, weisen keine Korrelation mit cos φ /ρ auf.

Das gleiche gilt für die Korrelation zwischen x(t) und sin Φ_ο/Ρ_ο Das einzige Element der Summe, aus der x(t) gebildet wird und das in Korrelation mit sin Φ_ο/Ρ_ο steht, ist das Element mit k=O. Alle anderen Glieder sind nicht korrelevant und sind somit ohne Bedeutung für die Bildung des Mittelwertes entsprechend Ausdruck (3).

Die durch den Ausdruck (3) gegebenen Werte können unter Anwendung von (1) geschrieben werden:

P_o [s(t-T) cos Φ_ο + S*(t-r) sin φΐ

(pT)

cos φ_ο ~"pö

(pT)

p_n Γ S(t~r) cos φ_Λ - S(t-T) sin φ 1 · ^sin Φο OL ^o oj -p^

Diese Werte werden auf S(t-x) reduziert. Das Korrelationsergebnis steht am Ausgang des Integrators 19 an. Ähnliches gilt für die Korrelationsanordnung, die die Multiplizierer 15 und 16, den Addierer 21 und den Integrator 22 umfaßt. Hierfür gilt:

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(ρΤ)

x(t-x) ^COS Φο - x(t-T) ^Sln »ο (4)

^Po ' Pp

Dieser Wert wird auf S (t-τ) reduziert. Das entsprechende Korrelationsergebnis steht am Ausgang des Integrators 22 an.

S(t-τ) und S (t-τ) werden in den Quadriergliedern 20 und 23 quadriert. Der Addierer 24 gibt dann ab:

d_x = £S(t~r)]² + [S (t-τ)]².

Üblicherweise wird die Umhüllende eines übertragenen Signalelementes wie fplgt definiert:

R(t) = ys²(t) + S²(t) .

Das Ausgangssignal d. des Addierers 24 steht spmit für die Amplitude zur Zeit -τ des Quadrats der Umhüllenden des übertragenen Signalelements. Die Amplitude der Umhüllenden selbst zur Zeit -τ könnte durch Einfügung eines wurzelziehenden Gliedes nach dem Addierer 24 ermittelt werden. Für den Anwendungszweck im Rahmen der vcrliegenden Erfindung ist es jedoch unerheblich, ob die Umhüllende selbst oder ihr Quadrat verwendet wird. Zur Vereinfachung der weiteren Beschreibung soll dieses für das Quadrat der Umhüllenden stehende Signal als "Standardsignal" bezeichnet werden.—Die den Abgriffen P₂ und P₄ nachgeschalteten Schaltkreise arbeiten in gleicher Weise und ergeben den Signalwert

d₂ = [S(t-K)]² + [S(t+T)}² Dies ist die Amplitude des Standardsignals zur Zeit +τ.

Fig. 3 zeigt die Abhängigkeit der Standard-Signalamplitude von der Zeit in der Nähe der als BezugsZeitpunkt 0 gewählten Entzerrer-Mittelabgriffe. Die Werte vpn ä_± und d₂ entsprechen da-

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bei den Amplituden zu den Zeiten -χ und + χ.

Es wurde durch Beobachtung ermittelt, daß bei optimaler Einstellung des Empfangstaktgebers der Mittelabgriff der Entzerrer der Maximalamplitude der anstehenden Umhüllenden entspricht und somit auch deren Quadrats in Form des Standard-Signals. Jede Verstellung der Abtastung zieht eine Versetzung der Umhüllenden gegenüber dem Mittelabgriff nach sich; entweder nach links, wie in Fig. 3 dargestellt, wenn die Abtastung zu früh, oder nach rechts, wenn sie zu spät erfolgt. Die Differenz d_ - d ist proportional dem Abstand At zwischen dem Maximum des Standard-Signals und dem Hauptsignal am Entzerrer-Mittelabgriff.

Die Ermittlung dieser Differenz d₂ - ä^ erfolgt im algebraischen Addierer 25. Nach einer geeigneten Normierung im Kalibrierer 26 wird diese Differenz dazu verwendet, die Lage der Abtastimpulse zu den Zeitpunkten t. zu verstellen. Eine solche Verstellung kann auf zahlreiche herkömmliche Weisen erfolgen. Entsprechend Fig. 2 wird ein Hochfrequenzoszillator 26 mit einem nachgeschalteten, als Frequenzteiler dienendem Zähler 27 verwendet. Die Lage der abgehenden Abtasttaktsignale kann durch Zwangseingriffe in die Zähloperationen des Zählers 27 erfolgen. Hier erfolgt der Eingriff in das Zählen mit einem Wert λ(d₂ - α_χ) ; χ ist dabei der gewählte Normierungskoeffizient. Die Wahl von λ ist so zu treffen, daß das gesamte System nicht schwingt, λ darf nicht zu groß sein. Andererseits darf λ auch nicht zu klein sein, damit eine Verstellung ausreichender Schnelligkeit erfolgen kann.

Mit diesem Verfahren wird der Taktgeber, der die Abtastzeitpunkte t^ festlegt, laufend während der übertragung nachgestellt, um dabei die Amplitudendifferenz zweier Punkte des Standard-Signals, die symmetrisch zum Bezugspunkt (Mittelabgriff) liegen, möglichst klein zu halten.

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Die vorangehende Beschreibung erfolgte anhand eines Ausführungsbeispiels für Phasenmodulation. Es ist wohl leicht einzusehen, daß die Anwendung dieser Erfindung jedoch nicht auf Phasenmodulation bzw. das beschriebene Beispiel allein beschränkt ist.

In Abwandlung vom beschriebenen Ausführungsbeispiel wäre es auch möglich, die Zeitlage des Standard-Signals mit Hilfe von mehr als zwei Punkten zu bestimmen. Des weiteren kann die Amplitude' des Standard-Signals zum Bezugspunkt berücksichtigt werden, indem in der Mitte der beiden 2x-Verzögerungsglieder noch je ein Abgriff und dazu entsprechende Schaltkreise wie für die Abgriffspaare P₁ und P- vorgesehen werden. Weitere Verzögerungsabschnitte τ könnten zusätzlich zu beiden Seiten des Bezugspunktes hinzugefügt werden. In allen Fällen, in denen mehr als zwei Lagepunkte für Standard-Signale definiert werden, entspricht die Nachtstellungsinformation für den Taktgeber dem Abstand des zeitlichen Schwerpunktes der Standard-Signalpunkte vom Bezugs Zeitpunkt.

Auch ließe sich eine Nachstellung nur mit einem einzigen Standardsignal-Lagepunkt ausführen, wobei allerdings die Amplitude des Standardsignals zum BezugsZeitpunkt O zu berücksichtigen wäre. Dazu müßte diese Amplitude mit einem Bezugspegel verglichen werden.

Entsprechend dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird mit zwei Punkten gearbeitet? dies ist ein guter Kompromiß bezüglich Genauigkeit und Aufwand.

Andererseits soll die Wahl des Entzerrer-Mittelabgriffs als Entzerrer-Hauptabgriff wie im beschriebenen Beispiel keine Einschränkung sein. Es ist in Fachkreisen bekannt, daß manche Übertragungsleitungen als Zwischensymbolüberlagerungen mehr nacheilende Echos als voranlaufende Impulse erzeugen. Der Hauptabgriff kann daher näher am oder weiter entfernt vom Entzerrereingang gewählt werden; Dies beeiflußt die Grundsätze der vorliegende Erfindung jedoch auch nicht.

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Auch ist darauf hinzuweisen, daß entgegen der beschriebenen Art der Bildung des Einstellkriteriums als Differenz d, - d' auch andere Wege für die Takteinstellung möglich wären. Die beschriebene Art ist nur eine Möglichkeit. Es ließe sich z.B. auch eine rein binäre Beeinflussung des Taktgebers ausführen, bei der nur das Vorzeichen der Einstellinformation berücksichtigt würde. Dabei könnten entweder zwei Oszillatoren oder ein gemeinsamer Oszillator mit zwei Frequenzteilern verwendet werden. Zur Nachstellung der zeitlichen Lage wäre dabei immer zwischen den beiden erzeugten Frequenzen hin und her zu schalten.

Was die Korrelationsoperationen anbetrifft, sind die beschriebenen entsprechend (3) und (4) die günstigsten. Die verwendeten Schaltkreise lassen sich jedoch unter Verringerung der Korrelationsgeschwindigkeit dadurch vereinfachen, daß x(t--r) und x(t-x) nur mit

cos Φ_ο/ρ_ο bzw. mit sin φ_ο/ p_Q korreliert werden. Dann läßt sich schreiben:

(PT)

^COS *o (3·)

Po

(PT)

^{COS φ}ο

Po

Der Ausdruck (3¹) entspricht dann einem Wert 1/2 S(t~r) und (4') einem Wert 1/2 S(t--r) . Dieser Faktor 1/2 berührt das Grundprinzip der Korrelationsoperationen jedoch nicht. Es läßt sich damit ebenso arbeiten, wie im Ausführungsbeispiel beschrieben.

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Eine andere, weiter vereinfachte Möglichkeit wäre die reine Korrelation von x(t) mit

cos Φ_ο/ρ_ο und sin φ_ο/ρ_ο·
x(t) wird dabei nicht benutzt zur Taktgebereinstellung.

Auch soll darauf hingewiesen werden, daß das beschriebene Prinzip verwendet werden kann, wenn gar kein Entzerrer eingesetzt wird. Als BezugsZeitpunkt wird dann der Datenabtastpunkt gewählt.

Eine andere vereinfachte Lösung wäre anstelle der Vorkehrung der Verzögerungsglieder 10, 11, 12 und 13 der Abgriff der zu korrelierenden Signale direkt an Abgriffen der Entzerrer-Verzögerungsleitung (en).

Bei Anwendung des Prinzips der Erfindung auf Amplitudenmodulation wird die in einer gegebenen Modulationsperiode wiedergewönne Dateninformation ε_ο mit den Signalen r(t~r) und r(t+x) nach deren überführung durch Modulation in das Grundband korreliert. In diesem Falle ist das verwendete Standard-Signal nicht mehr die Umhüllende der übertragenen Signalelemente oder des Quadrats dieser Umhüllenden, sondern das Grundbandsignal selbst.

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Claims

- 15 PATENTANSPRÜCHE

1. Verfahren zur Einstellung eines Empfangstaktgefaers für Anlagen der Datenübertragung mit Phasenmodulation, in denen Datensignale über Verzerrungen beitragende Übertragungsmedien begrenzter Bandbreite übermittelt werden und auf der Empfangsseite Empfangstaktgeber zur Definition von AbtastZeitpunkten bei der Wiedergewinnung der übermittelten Daten vorgesehen sind,
gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

a) Ableitung eines Signals (r(t)) aus dem empfangenen Signal (r(t)),. welches phasenorthogonal zu diesem empfangenen Signal ist.

b) Abtastung des empfangenen Signals (r(t)) und des dazu orthogonalen Signals (r(t)) mit der M-fachen Übertragungsfolgefrequenz (l/T), wobei M Abtastwerte pro Modulationsperiode (T) gewonnen werden.

c) Korrelation (Multiplikation) der so gewonnenen Abtastwerte mit Signalen (cos φ /ρ , sin φ /ρ ), die Amplituden- und Phasen-Informationen der wiedergewonnenen Datensignale enthalten, wobei M Abtastwerte eines so bezeichneten Standard-Signals gewonnen werden, das der Umhüllenden der übertragenen Signalelemente entspricht.

d) Vergleich der Zeitlage dieses Standard-Signals zu einem durch die Abtastzeitpunkte gegebenen Bezugszeitpunkt (O), wobei ein den Zeitlagefehler der Abtastzeitpunkte definierendes Taktfehlersignal (CS) gewonnen wird.

e) Regulierung des vorgesehenen Taktgebers (3) durch Beschleunigung oder Verzögerung der abgegebenen Abtast-Taktimpulse mit Hilfe des gewonnenen Taktfehlersignals (CS) .

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2. Verfahren zur Einstellung eines Empfangstaktgebers für Anlagen der Datenübertragung mit Amplitudenmodulation, in denen Datensignale über Verzerrungen beitragende Übertragungsmedien begrenzter Bandbreite übermittelt werden und auf der Empfangsseite Empfangstaktgeber zur Definition von Äbtastzeitpunkten bei der Wiedergewinnung der übermittelten Daten vorgesehen sind,
gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

a) Demodulation des empfangenen Signals (r(t)) und dabei Erzeugung eines demodulierten Signals im Datengrundband.

b) Abtastung des demodulierten Signals mit einer Folgefrequenz, die das M-fache der Übertragungsfolgefrequenz (l/T) ist, wobei M Abtastwerte pro Modulationsperiode (T) gewonnen werden.

c) Korrelation (Multiplikation) der so gewonnenen Abtastwerte des demodulierten Signals mit Amplitudeninformationen aus den zugehörigen Modulationsperioden (T), wobei M Abtastwerte eines so bezeichneten Standard-Signals, das dem Datengrundbandsignal entspricht, gewonnen werden.

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3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß M=I ist, daß die Abtastung des empfangenen Signals (r,(t)) zu mittels des vorgesehenen Taktgebers (3) definierten Abtastzeitpunkten (t.) erfolgt und daß als Taktfehlersignal (CS) die Differenz zwischen der Amplitude des jeweiligen Standard-Signal-Abtastwerts und einem vorgegebenen Bezugspegel verwendet wird.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß M = 2 ist, daß die beiden vom empfangenen Signal (r(t)) abgetasteten Werte zeitsymmetrisch zum zugehörigen, durch den Taktgeber (3) definierten Abtastzeitpunkt (t.) liegen und diesem Abtastzeitpunkt (t,) jeweils um eine Zeit τ voreilen bzw. nachfolgen, wobei τ wesentlich kleiner ist als eine Modulationsperiode (T), und daß als Taktfehlersignal (CS) die Differenz (d₂ - d_±) zwischen den Amplituden (d., d₂) zweier zugehöriger Abtastwerte des Standard-Signals verwendet wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß M eine beliebige ganze Zahl größer als 1 ist, daß die M vom empfangenen Signal (r(t)) abgetastegen Werte zeitsymmetrisch zum zugehörigen, durch den Taktgeber (.3) definierten Abtastzeitpunkt (t.) liegen und diesem Abtastzeitpunkt (t.) um η · τ voreilen bzw. nachlaufen, wobei η eine ganze Zahl ist und M · χ maximal gleich dem doppelten Wert einer Modulationsperiode (2T) bei geradzahligem M, jedoch (M-I) τ maximal gleich dem doppelten Wert zweier Modulationsperioden (2T) bei ungeradzahligen M ist, und daß als Taktfehlersignal (CS) die Amplitudendifferenz zwischen den im Häufigkeitsschwerpunkt gelegenen Abtastwerten des Standard-Signals und einem vorgegebenen Bezugspegel verwendet wird.

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