DE2403309C3 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Entzerren von phasenmodulierten Signalen und Schaltungsanordnung für einen Entzerrer für die Übertragung phasenmodulierter Signale - Google Patents

Description

Filtern des so erhaltenen Signals zum Unterdrücken eines Modulationsseitenbandes.

4. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 3, gekennzeichnet durch folgende Schaltungsteile:

— Ein Modulator (9), dem das entzerrte Signal und ein Transponierträger zur Erzeugung eines transponierten, entzerrten Signals zuführbar sind.

—

eine Taktschaltung (14) zum Feststellen bestimmter Zeitpunkte des transponierten Signals, ein erster Detektor (12), dem das transponierte Signal zum Ableiten eines Amplitudenfehlersignals zuleitbar ist,

eine Phasendetektorschaltung (13; Fig.4) zum Vergleich der Phase des transponierten entzerrten Signals mit den verschiedenen möglichen bedeutsamen Phasen zur Ableitung eines Phasenfehlersignals (άΦ),

eine erste Demodulatorstufe (16), der das transponierte Signal und der Transponierträger zur Demodulation dieses Signals durch den Transponierträger zuleitbar sind,
eine erste Filterstufe (19), die mit dem ersten Demodulator verbunden ist und bei Ableitung eines ersten demodulierten Signals ein Modulationsseitenband ausfiltert,
eine Phasenschitberstufe (18), die den Transponierträger um π/2 in seiner Phase verschiebt,
eine zweite Demodulatorstufe (17), in der aus dem mit dem Transponierträger (Fp) demodulierten Signal und dem in der Phasenschieberstufe (18) um π/2 in seiner Phase verschobenen Transponierträger (Fp) das in seiner Phase um jr/2 verschobene entzerrte Signal ~s(t) als zweites demoduliertes Signal ableitbar ist.
eine zweite Filterstufe (20), die das Ausgangssignal der zweiten Demodulatorstufe zur Ableitung eines demodulierten Signals und Unterdrükkung eines Modulationsseitenbandes aufnimmt, ferner durch eine erste Multiplizierstufe (21), der das erste demodulierte Signal und das Amplitudenfehlersignal nach geeigneter Verzögerung (23) zur Multiplikation beider Signale zuführbar ist,

eine zweite Multiplizierstufe (22), der das demodulierte Signal und das Phasenfehlersignal nach geeigneter Verzögerung (24) zur Multiplikation beider Signale zuführbar sind, und
eine Summierschaltung (25), der die Ausgangssignale der ersten und zweiten Multiplizierstufe zur Erzeugung eines Einstellfehlersignals (e(t)) zuführbar sind.

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Entzerren von phasenmodulierten Signalen und eine Schaltungsanordnung für einen Entzerrer für die Übertragung von phasenmodulierten Signalen nach Hauptpatent 17 597.

Bei der Datenübertragung mit Phasenmodulation wird die Trägerfrequenz durch die zu übertragenden Daten moduliert. Die am meisten benutzte Phasenmodulationsart ist derzeit die Modulation mit Phasenumtastung (PSK) und zur Übertragung wird die ständig ausgestrahlte oder übertragene Trägerfrequenz für jedes Datenelement oder jede Gruppe von Datenelementen einer Phasenverschiebung unterzogen. Stellt die sich ergebende Phase der Trägerfrequenz unmittelbar das Datenelement dar, so handelt es sich um eine direkte PSK-Modulation. Wenn die Phasenverschiebung der Trägerfrequenz in bezug auf die vorhergehende Phase da\ Datenelement darstellt, dann nennt man diese PSK-Modulation differentielle Phasenmodulation. In

der Praxis wird die letztgenannte Methode bevorzugt, da sie keinen absoluten Phasenbezugspunkt benötigt, :i|«r an der Empfangsseite für das übertragene Signal meist schwierig darzustellen ist.

Mit der ständigen Erhöhung der Geschwind :gkeit, mit der die Daten übertragen werden, ergeben sich aus den durch das Übertragungsmedium eingeführten Verzerrungen beträchtliche Schwierigkeiten. Um diese Schwierigkeiten zu beseitigen, hat man Schaltungen zur Korrektur des aufgenommenen Datensignals vor der Demodulation vorgeschlagen, durch die die vom Übertragungsmedium eingeführten linearen Verzerrungen ausgeglichen werden. Solche Schaltungen sind als Entzerrernetzwerke odsr Entzerrerschaltungen bekannt. Kurz gesagt ist eine Entzerrerschaltung ein Netzwerk mit variabler Übertragungsfunktion, die durch die Ausdrücke eines Fehlersignals einstellbar ist, das sich aus einem Vergleich des Ausgangssignals der Entzurrerschaltung mit einem Bezugssignal ergibt. Die heute am meisten verwendete Entzerrerschdtung ist eine automatische Querentzerrerschaltung, wie sie in dem Buch von R. W. Lucky, J. Salz und E. J. Weldom Jr., »Principles of Data Communications«, Kapitel VI, beschrieben ist, das bei McGraw-Hill Book Company 1968 erschienen ist. Diese Beschreibung bezieht sich auf Amplituden-Modulations-Übertragungssysteme, bei denen das Datensignal entweder im Basisband übertragen, oder vor der Entzerrung wieder in das Basisband hinein transformiert wird. Das Fehlersignal ergibt sich aus einem Vergleich der Amplituden des aufgenommenen Signals mit Bezugsamplituden, die aus Prüfsignalen abgeleitet werden, die vor der eigentlichen Datenübertragung ausgesendet wurden.

Das gleiche Prinzip wurde auch für die Datenübertragung mit Phasenmodulation angewandt. Man hat tatsächlich sogar schon vorgeschlagen, das PSK-Modulationsverfahren als äquivalent zu einer Amplituden-Modulations-Übertragung über zwei Kanäle mit zwei um 90° phasenverschobenen Trägern anzusehen. Somit wird die Entzerrung, wie oben beschrieben, in jedem Kanal durchgeführt, unter Berücksichtigung einer möglichen Wechselwirkung zwischen den beiden Kanälen. Natürlich muß vor der eigentlichen Entzerrung das aufgenommene Signal durch die beiden um 90° gegeneinander phasenverschobenen Träger demoduliert werden. Eine genauere Beschreibung dieses Verfahrens findet sich im CCITT-Beitrag Nr. 171 der Studiengruppe SP-A vom Dezember 1971.

Eine derartige Demodulation ist aus vielerlei Gründen, zumindest vor der Entzerrung, nicht erwünscht. Insbesondere erfordert eine solche Demodulation, wenn digitale Verfahren eingesetzt werden, eine Vervielfachung der Analog-Digitalumsetzungen und umgekehrt, da einige Operationen an dem Sigr-al vor der Demodulation durchgeführt werden müssen wie z. B. das Abtrennen der Pilotfrequenz, die möglicherweise zusammen mit den Daten übertragen werden kann, so daß die Taktfrequenz des Trägers abgeleitet werden kann, Einführen von Verzögerungen zur Kompensation von durch Hilfsschaltungen verursachten Verzögerungen bei der Wiedergewinnung eines adäquaten Trägers usw., während andere Verfahren, wie z. B. die Entzerrung nach der Demodulation, durchgeführt werden müssen. Die deutsche Patentanmeldung P 22 64 124 der Anmelderin gibt eine Anzahl von f>5 Verfahren an, wie man ein aufgenommenes Signal ohne vorherige Demodulation entzerren kann. Das allgemeine in dieser Patentanmeldung beschriebene Prinzip besteht darin, daß die Entzerrung in dem Frequenzbereich durchgeführt wird, in dem die Übertragung stattfand, d. h. ohne Modulation oder Demodulation vor der Entzerrung. Andererseits wird dabei die Erzeugung des Fehlersignals, mit dem der Entzerrer einstellbar ist, in einem anderen Frequenzbereich durchgeführt, der so gewählt ist, daß sich darin das Bezugssignal am einfachsten definieren läßt.

Die Anpassung des in der obengenannten Patentanmeldung offenbarten allgemeinen Prinzips an ein Phasenmodulations-Übertragungssystem wirft daher folgendes Problem auf: Wie kann man am Ausgang des Entzerrers ein Fehlersignal ableiten, um damit die Einstellung des Entzerrers selbst zu steuern?

Wie die Erfindung in der Hauptanmeldung P 23 17 597.5 basiert die vorliegende Erfindung auf einer Analyse des am Ende einer Phasenmodulationsübertragung dem Datensignal anhaftenden Fehlers. Benutzt man das in F i g. 1A gezeigte Fresneldiagramm zur Darstellung des Phasenmodulationsprinzips, dann wird ein gegebenes Datenelement durch einen Vektor OTm einem System orthogonaler Achsen dargestellt, bei dem die horizontale Achse einen bestimmten Phasenbezugswert darstellt, und die vertikale Achse die um 90" verschobene Phase (vergleiche das untenstehende Diagramm). Ein solcher Vektor zeigt ein Phasenargument Φ 0 und eine Amplitude RO. Das zum Ablastzeitpunkt am anderen Ende des Übertragungsmediums aufgenommene entsprechende Signal kann durch einen Vektor (^dargestellt werden, dessen Argument Φ und dessen Modul oder Amplitude R ist.

Wenn s= R ■ cos Φ und 5= R ■ sin Φ, dann sind s und s repräsentativer die Komponenten des aufgenommenen Vektors OX auf beiden Achsen des Diagramms. Soll während der Übertragung einer_yollständigen Nachricht eine Folge \ on Vektoren OX betrachtet werden, dann müssen s, % R und Φ als zeitabhängig angesehen werden.

Der zeitabhängige Fehler, den man macht, wenn man die Vektoren OXanstelle der Vektoren Or'aufnimmt, kann durch die beiden Komponenten ds und d s ausgedrückt werden, die sich nach Vereinfachung schreiben lassen:

ds = cos 'PdR - R sin ΦάΦ ds = sin ΦdR + R cos ΦάΦ

wobei R, Φ, dR, άΦ, ds und ds natürlich zeitabhängig sind. Führt man die Ausdrücke s und s wieder ein, dann erhält man

ds = s — sd«/J

Es darf darauf hingewiesen werden, daß die Achsen in dem Diagramm ziemlich willkürlich gewählt sind, so daß dann s als das von der Leitung aufgenommene Signal und s als das dazu um 90° phasenverschobene Signal angesehen werden kann, d. h. das aufgenommene Signal, das um einen Winkel von 90° gedreht ist.

Ausgehend von dieser theoretischen Untersuchung schlägt die Erfindung ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Entzerren phasenmodulierter Übertragung und insbesondere zur Erzeugung eines

Fehlersignals zum Nachregeln der Entzerrerschallung vor. Im Hauptpatent 23 17 597 war das betrachtete Fehlersignal

wobei s das entzerrte Signal und -^- der relative

Amplitudenfehler, gemessen an der Einhüllenden des entzerrten Signals ist.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es also, ein Verfahren und eine Schaltunganordnung zur Erzeugung eines Fehlersignals zu schaffen, die einer Entzerrerschaltung in einem Phasenmodulations-Übertragungssystem eine höhere Konvergenzgeschwindigkeit gibt, als dies gemäß dem Verfahren und der Schaltungsanordnung im Hauptpatent möglich war.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren nach dem Oberbegriff des PA 1 durch folgende zusätzliche Verfahrensschritte gelöst:

Phasenverschiebung des entzerrten Signals um π/2 zum Erzielen eines phasenverschobenen Signals,
Feststellen der Phase des entzerrten Signals, Vergleichen der so ermittelten Phase mit den verschiedenen, möglichen, bedeutsamen Phasen zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals,
Multiplizieren dieses Phasenfehlersignals mit dem phasenverschobenen Signal zur Erzeugung eines so zweiten Fehlerinformationssignals, und
Subtrahieren des zweiten Fehlerinformationssignals von dem durch Multiplikation des Fehlersignals der Einhüllenden mit dem entzerrten Signal erhaltenen Signals zur Erzeugung eines der J5 Nachstellung dienenden Fehlersignals.

ist im Kapitel VI des obenerwähnten Buches von Lucky, Salz und Weldon Jr. beschrieben. Die besondere in der Beschreibung benutzte Ausführungsform ist in einem Aufsatz beschrieben mit dem Titel: »Modified Zero Forcing« von Hirsch und Wolf, Veröffentlicht im »Wescon Technical Paper« 1969, Teil IV, Abschnitt 11.2, S. 1—10, von Wescon IEEE mit dem Titel: »Ein einfacher, adaptiver Entzerrer für hochwirksame Datenübertragung«.

Das von der Übertragungsleitung aufgenommene Signal wird dem Eingang E zugeführt, durchläuft von dort eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung 1. die zur Normung der Signalamplitude dient. Das so genormte Signal, hier mit x(t) bezeichnet, wird nunmehr unter Verwendung eines Codierers 2. der beispielsweise ein Delta-Codierer sein kann, in digitale Form umgesetzt. Das Ausgangssignal des Codierers 2 wird dem Eingang einer digitalen Verzögerungsleitung 3 zugeführt, die eine Anzahl von Anzapfpunkten Pi bis Pn aufweist, die einen zeitlichen Abstand oder einen Verzögerungsabstand von τ voneinander aufweisen. An jeder Anzapfung ist eine digitale Multiplizierstufe M\ bis Mn mit variablem Koeffizienten angeschlossen und die Ausgangssignale der Multiplizierstufen werden dem Eingang einer Summenschaltung 4 zugeführt. Das Ausgangssignal der Summenschaltung 4 wird einem Decodierer 5 zugeleitet, der beispielsweise ein Delta-Decodierer sein kann und in diesem in ein Analogsignal zurück umgesetzt.

Ferner wird das Ausgangssignal der automalischen Verstärkungsregelungsstufe 1 über ein Verzögerungselement 6 einer Begrenzerstufe 7 zugeleitet, die eine Binärinformation über das Vorzeichen des Signals abgibt. Das Ausgangssignal der Verstärkerstufe 7 wird dem Eingang eines Schieberegisters 8 mit N Anzapfpunkten zugeleitet, die einen zeitlichen Abstand von τ voneinander aufweisen und mit einer Schiebefrequenz Fs betrieben wird, die von einer Taktschaltung 14 geliefert wird. Die N Ausgangssignale des Schieberegisters 8 werden N Korrelatoren G bis C\ zugeführt, die zusätzlich dazu das Vorzeichensignal e(t) aufnehmen, dessen Erzeugung noch beschrieben wird. Die Ausgangssignale der Korrelatorstufen bestimmen die Nachstellung oder Einstellung der Koeffizienten der Multiplizierstufen M\ bis Mn- Diese Nachstellung wird in der Weise vorgenommen, wie sie in dem obengenannten Aufsatz von Hirsch und Wolf beschrieben ist. um die durch den Korrelator C, erzeugte Korrelationsfunktion zu einem Minimum zu machen, nämlich

Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens ist im PA 4 angegeben.

Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen näher beschrieben, und die unter Schutz zu stellenden Merkmale sind in den einzelnen Patentansprüchen angegeben.

In den Figuren zeigt 4%

Fig. 1 schematisch ein Blockschaltbild eines automatischen Querentzerrers, bei dem die erfindungsgemäße Technik zur Erzeugung eines Fehlersignals anwendbar ist.

Fig. IA ein Fesneldiagramm zur Darstellung des 5ti Phasenmodulationsprinzips. „_{( =} f_sjj,_{n v(}, _ _ίτ) ■ _si!in(<(/)d/

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Schaltung zum

Durchführen der Erfindung.

F i g. 3 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen des Fehlersignals gemäß der Erfindung.

Fig.4 als Blockschaltbild eine Ausführungsform der in F i g. 3 benutzten Phasendetektorschaltungen und

F i g. 5 ein Zeitdiagramm der verschiedenen in F i g. 4 benutzten Signale.

Für die Zwecke der nachfolgenden Beschreibung sei t>o angenommen, daß die Übertragung unter Verwendung acht_diskreter Phasen durch Phasenmodulation eines zur Übertragung benutzten Trägers F_p erfolgt.

F i g. 1 zeigt schematisch einen adaptiven. automatischen Entzerrer, der im Prinzip an sich bekannt ist der bS jedoch eine Schaltung zur Erzeugung eines Fehlersignals gemäß dem Prinzip der vorliegenden Erfindung „; = J χ (1 — ίτ) ■ e{l)dl. enthält. Das allgemeine Prinzip eines solchen Entzerrers τ

wobei T ein vorgegebenes Integrationsintervail darstellt.

Bis hierher wurde ein üblicher automatischer Querentzerrer beschrieben. Es ist offensichtlich, daß die bisher beschriebene Schaltungsanordnung nicht die einzig mögliche ist Es ist selbstverständlich auch möglich, ganz oder auch nur teilweise Analogverfahren statt digitaler Techniken anzuwenden. Man könnte daher anstelle der Vorzeichen der Signale x(t-ir) und e(t) zu nehmen, auch die Signale unmittelbar selbst verwenden, wobei man die folgende Korrelationsfunktion zu einem Minimum machen würde:

Eine andere mögliche Lösung würde darin bestehen, daß man die Eingangssignale nicht mit Delta-Modulation codiert, sondern in PCM. Alle diese Lösungen sind dem Fachmann geläufig.

Die Erfindung besteht aber in der Erzeugung des Fehlersignals e(t)und dies wird nunmehr im Zusammenhang mit F i g. 2 näher beschrieben.

In Fig. 2 wird das entzerrte und im Konverter 5 (Fig. 1) wieder in ein Analogsignal umgesetzte Digitalsignal einer Diskriminatorstufe zugeführt, die das entzerrte Signal in der Weise analysiert, daß die charakteristischen, die Daten mit sich führenden Elemente daraus abgeleitet werden. Dieser Diskriminator liefert damit die Amplitudeninformation R und die Phaseninfonnation Φ, die in einer Schaltung zur Feststellung der binären Daten selbst verwendet werden. Dieser Teil ist für alle Empfänger von üblicher Bauart, bei denen Daten in Phasenmodulation übertragen werden. Der Diskriminator liefert außerdem noch

ein Amplitudenfehlersignal -= und ein Phasenfehler-

signal d Φ. Die entsprechenden Signale werden einem Rechner zugeleitet zusammen mit dem entzerrten Signal s(t) und dessen um 90° phasenverschobenen Wert S(t), der von einem Hilbert-Transformator kommt. Dieser Hilbert-Transformator nimmt das entzerrte Signal s(t) auf und liefert das um 90^c verschobene Signal $(t), d. h. das Signal s(t), bei dem sämtliche Frequenzkomponenten um 90° phasenverschoben sind. Der Rechner liefert dann das Signal

eil) = .s- ⁽--- - sd'l·.
K

das das Fehlersignal ist, das entweder unmittelbar, oder aber nur über sein Vorzeichen in den Korrelatorstufen G bis <T\ in F i g. 1 benutzt wird.

Die bevorzugte Ausführungsform der nur als Blocks in Fig. 2 dargestellten Schaltungen wird nunmehr im Zusammenhang mit F i g. 3 beschrieben.

Das in Analogform zurücküberführte entzerrte Signal, das mit s(t)bezeichnet ist. wird vom Digital-Analog-Wandler 5 geliefert und einem Modulator 9 zugeleitet, wo es einen Transpositionsträger Fp moduliert, der in einem Generator 10 erzeugt wird. Das Ausgangssignal des Modulators 9 wird einem Filter 11 zugeführt, das ein Modulationsseitenband ausfiltert. Das so umgesetzte und gefilterte Signal wird mit S(t) bezeichnet und wird einerseits der Amplituden-Detektorstufe 12 und andererseits der Phasendetektorstufe 13 zugeführt. Die Amplituden-Detektorstufe 12 liefert die Arripüiudcninforrnaiion /\ und den relativen Arnplitü-

denfehler „ . und zwar zu Zeitpunkten, die durch

K

einen Taktimpuls definiert sind. Dieser Taktimpuls wird durch die Taktimpuls-Wiedergewinnungsstufe 14 geliefert, die hier nicht näher beschrieben ist. da dies nicht erforderlich erscheint. Eine Beschreibung einer solchen Schaltung kann jedoch im CCITT-Beitrag mit der to Bezeichnung »COM Sp. A Nr. 143 - URSS - Oktober 1967, Band VIII. Frage IA. Punkt Z. Seiten 4 bis 12« gefunden werden. Die Amplituden-Detektorschaltung kann von der Bauart sein, wie sie in der obengenannten Hauptanmeldung P 23 17 597.5 beschrieben ist. «

In der Hauptanmeldung ist auch angegeben, wie die

Signale - und R gewonnen werden können.

Die Phasen-Detektorschaltung 13 kann von beliebiger bekannter Bauart sein und liefert die Phaseninformation Φ und das Phasenfehlersignal d Φ, und zwar zu Zeilpunkten, die durch das von der Stufe 14 gelieferte Taktsignal definiert sind. F i g. 4 zeigt eine Ausführungsform der Phasendetektorschaltung 13, die noch beschrieben wird.

Die Signale R und Φ werden einem Decodierer 15 zugeleitet, an dessen Ausgang die Daten zur Verfügung stehen. Tatsächlich ist das Signal R nur von Nutzen, wenn ein Mehrfach-Phasenmodulations-Übertragungssystem benutzt wird (beispielsweise mit Vier- oder Achtphasenmodulation). Im Fall reiner Phasenmodulation ist das Signal R vom Decodierer 15 nicht erforderlich, da nur das Phasensignal Daten mit sich führt. Dadurch wird das erfindungsgemäße Prinzip aber nicht verändert.

Zusätzlich dazu wird das entzerrte und transponierte Signal s(t) parallel zwei Demodulatoren 16 bzw. 17 zugeleitet. Der Demodulator 16 nimmt außerdem das Transponierträgersignal Fp auf und demoduliert das Signal s(t) mit diesem Träger. Der Demodulator 17 nimmt der gleichen Träger Fp auf. jedoch nach einer Phasenverschiebung um .τ/2 in der Phasenschieberstufe 18 und demoduliert das Signal s(l) durch diesen gegenüber Fp um 90 phasenverschobenen Träger. Die Ausgangssignale der beiden Demodulatorstufen 16 und 17 werden in geeigneter Weise in Filtern 19 bzw. 20 gefiltert, um ein Modulationsseitenband auszufiltern.

Daher tritt das Signal s(t) am Ausgang des Filters 19 und das dazugehörige, um 90° phasenverschobene Signal s(t) am Ausgang des Filters 20 auf. Man hätte natürlich das Signal s(t) am Ausgang der Stufe 5 in F i g. 1 abnehmen können, doch hat die hier beschriebene Anordnung den Vorteil, daß sich eine vollständige Symmetrie zwischen der Erzeugung von s(t) und s(t) ergibt. Das Signal s(t) wird einer Multiplizierstufe 21 zugeleitet, während das Signal ~s(t) einer Multiplizierstufe 22 zugeführt wird.

•t» Zusätzlich dazu nimmt die Multiplizierstufe 21 das dR

Signal _ auf, das in einer Verzögerungsschaltung 23

ausreichend stark verzögert wird, um mögliche Verzögerungen auszugleichen, die durch die verschiedenen Schaltelemente bei der Erzeugung in das Signal s(t)

bzw. das Signal _b eingeführt sein können. In gleicher

Weise nimmt die Multiplizierstufe 22 das Signal άΦ auf. das in geeigneter Weise in einer Verzögerungsschaltung 24 verzögert wurde.

Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 21, das das

Signal s ■ _b darstellt und das Ausgangssignal der

Multiplizierstufe 22, das das Signal I άΦ darstellt, werden in der Summierschaltung 25 zur Erzeugung des Fehlersignals e(i) subtrahiert. Das Ausgangssignal der Summierschallung 25 wird einer Begrenzerstufe 26 zugeleitet, die in üblicher Weise eine Binärinformation über das Vorzeichen des Signals e(t)abgibt, das hier mit Vorzeichen e(t) bezeichnet ist und den Korrektoren G bis C\ in F i g. 1 zur Einstellung der Entzerrerkoeffizienten zugeleitet wird.

F i g. 4 zeigt Einzelheiten einer Ausführungsform der Phasendetektorstufe 13- Das entzerrte und transponierte Signal s(i) wird einer Rechteckstufe 27 zugeleitet deren Ausgangssignal einem Eingang einer UND-Torschaltung 28 zugeführt wird. Der zweite Eingang der UND-Torschaltung 28 nimmt von der Stufe 14 ein

Taktsignal als einen Impuls mit einer Breite auf, die etwas größer ist als eine halbe Periode des transponierten Signals, d. h. γρ- +ε, wobei Frdie Basisfrequenz

des transponierten Signals S(t) ist. Dieser Impuls ist in Fig.5 auf Zeile A dargestellt. Das Ausgangssignal der UND-Torschaltung 28 wird dem Einstelleingang Seiner bistabilen Kippstufe 29 zugeführt, deren Rückstelleingang R mit dem gleichen Ausgang der UND-Torschaltung 28 über eine Inverterstufe 30 verbunden ist. Üblicherweise spricht die Kippschaltung 29 nur auf die Vorderkante der eingangsseitig anliegenden Impulse an. Das unmittelbare Ausgangssignal der Kippschaltung 29 wird einem ersten Eingang einer Exklusiv/ODER-Schaltung 31 zugeführt, deren zweiter Eingang das gleiche Ausgangssignal aufnimmt, das jedoch in einer Verzögerungsschaltung 32 um die Zeitspanne ψ verzögert

wurde. Das Ausgangssignal der Exklusiv/ODER-Schaltung 31 liefert eine erste Phaseninformation, wie noch erläutert wird.

Das Ausgangssignal der UND-Torschaltung 28 wird andererseits einer Stufe 33 zugeleitet, in der die Null-Durchgänge festgestellt werden. Das Ausgangssignal der Stufe 33 wird einer Gruppe von UND-Torschaltungen 34 bis 38 zugeführt, um den Zählerstand eines Zählers 39 festzustellen, der im vorgegebenen Beispiel aus fünf Binärpositionen besteht, die mit 39a bis 3Oe bezeichnet sind, wobei dieser Binärzähler 39 die Impulse zählt, die er mit der Frequenz 64f>aufnimmt.

Der Zähler nimmt einen bestimmten Wert an, der in einem Register 40 eingespeichert ist, und dies eine gewisse Zeit nach einem durch die Stufe 33 festgestellten Null-Durchgang, wobei diese Zeitverzögerung durch die Verzögerungsschaltung 41 bestimmt ist. Diese Verzögerung dient dazu, ein Zusammenfallen der Rückstellung des Zählers 39 genau mit dem Ablesen des Zählerstandes durch die UN D-Torschaltungen 34 bis 38 zu vermeiden. Um eine solche Koinzidenz auszuschalten, wird die Rückstellung des Zählers 39 um eine ausreichend lange Zeit verzögert, die genügt, den Zählerstand auszulesen. Deswegen wird also der Zähler 39 nicht wirklich auf Null zurückgestellt, sondern nimmt aus dem Register 40 einen Anfangswert auf, der die Anzahl der Impulse bei der Frequenz 64Fr berücksichtigt, die einer Verzögerung in der Verzögerungsschaltung 41 entspricht. Da diese Verzögerung konstant ist, ist auch die Anzahl der entsprechenden Impulse bestimmt und entspricht einer bestimmten festen Bitkombination im Zähler. Diese Kombination ist im Speicher 40 permanent eingespeichert und wird bei jedem in der Stufe 33 festgestellten Null-Durchgang an den Zähler 39 übertragen. Das heißt, es läuft alles im Zähler 39 so ab, als oh der Zähler beim Null-Durchgang auf Null zurückgestellt worden wäre.

Die Ausgangssignale der UND-Torschaltungen 34 und 35, die die beiden Bits mit höchster Gewichtung 39a und 39b im Binärzähler 39 darstellen, werden einer zweistufigen Addierschaltung 42 zugeführt, die an ihrem anderen Eingang das Ausgangssignal der UND-Torschaltung 36 aufnimmt. Am Ausgang der Addierschaltung 42 treten zwei Bits auf, die mit dem Ausgangsbit der Exklusiv/ODER-Schaltung die Phase definieren, die das übertragene Signal zum betrachteten Abtastzeitpunkt aufwies. Die Addierschaltung 42 wird durch das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 41 auf Null zurückgestellt

Die Ausgänge der UND-Torschaltungen 36, 37 und 38 liefern außerdem noch im Zweierkomplement-Binärcode den Phasenfehler zur betrachteten Abtastzeit, der einem Digital-Analogwandler 43 zur Erstellung des Signals d Φ zugeführt wird. Dieses Signal wird dann in den Schaltungen der F i g. 3 verwendet.

Die Arbeitsweise dieser Schaltung wird nunmehr in bezug auf die Diagramme in Fig. 5 näher beschrieben. In F i g. 5 sind auf Zeile A zwei aufeinanderfolgende,

breite Taktimpulse gezeigt.

Die Zeile B zeigt das Signal S(l) während der Dauer dieser Impulse. Es ist bekannt, daß zu Abtastzeitpunkten das Signal 5fi^praktisch eine Sinusschwingung ist, deren Frequenz F₇ ist, und deren Phase von den übertragenen Daten abhängt. Zum Zeitpunkt ίο wird ein Nulldurchgang von S(t) festgestellt und bewirkt, daß der Zähler 39 und die UND-Torschaltungen 34 bis 38 (F i g. 5, Zeile C) ausgelesen werden, worauf dann der Zähler nach einer Verzögerung in der Verzögerungsschaltung 41 auf seinen im Register 40 eingespeicherten Anfangswert eingestellt wird (Fig. 5, Zeile D). Ferner zeigt vom Zeitpunkt to ab die Kippschaltung 29 ein binäres 1-Anfangssignal (unabhängig davon, ob diese Kippschaltung durch einen Nulldurchgang eingestellt wurde, oder bereits vor t_u ein Ausgangssignal 1 hatte), da der Nulldurchgang von unten nach oben erfolgte.
Zum Zeitpunkt /ι erfolgt bei dem nächstfolgenden

JO Abtastimpuls der Nulldurchgang von oben nach unten und damit wird die Eingangsklemme R der Kippschaltung 29 erregt, wodurch diese zurückgestellt wird und ein Ausgangssignal »0« abgibt. Dann nimmt die Exklusiv/ ODER-Schaltung 31 dieses Signal an einem ihrer Eingänge auf und der Wert »1« vom vorhergehenden Nulldurchgang wird in der Verzögerungsschaltung 32 gespeichert und erscheint damit gleichzeitig am zweiten Eingang der Exklusiv/ODER-Schaltung 31. Das Ausgangssignal der Exklusiv/ODER-Schaltung 31 zeigt an, ob zwei aufeinanderfolgende Nulldurchgänge in derselben Richtung erfolgten oder nicht. In diesem Fall zeigt eine »1« am Ausgang der Exklusiv/ODER-Schaltung 31 an, daß die Nulldurchgänge in verschiedener Richtung erfolgten, wodurch ein erster Hinweis auf die festzustellende Phasenverschiebung gegeben wird: sie ist größer als π. Ist das Ausgangssignal der Exklusiv/ ODER-Schaltung 31 eine »0«, dann kann die Phasenverschiebung nur kleiner sein als π.
Wird zum Zeitpunkt u durch die Stufe 33 ein Nulldurchgang festgestellt, dann werden die UND-Torschaltungen 34 und 38 entsperrt und der Zählerstand des Binärzählers 39 wird ausgelesen. Wenn im Normalfall kein Phasenfehler auftritt, sollte der Binärzähler in den drei niedrigwertigsten Positionen 39c, 39d und 39e nur den Wert Null enthalten. Tatsächlich sind für den Nulldurchgang (auf der Zeile B durch ein Kreuz angezeigt), nur vier Positionen möglich, und diese vier

Positionen haben einen Abstand von -5-^- . Wenn

daher kein Phasenfehler auftritt, dann ist der Inhalt des Zählers notwendigerweise ein Vielfaches von Acht und konsequenterweise sollten die drei niedrigwertigsten Stellen Null enthalten. Sind jedoch andere Werte als Null in diesen drei Positionen enthalten, so ist ein Phasenfehler vorhanden und der Inhalt dieser drei Zählerpositionen gibt die Größe des Phasenfehlers an.

Drei Beispiele dienen einem besseren Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung. Es sei zunächst einmal

angenommen, daß der Inhalt des Binärzählers zum Zeitpunkt t\ ==01000 ist, genommen in der Richtung abnehmender binärer Werte (d. h., der Inhalt der Position 39a am äußersten linken Ende und Position 39e am äußersten rechten Ende). Die ersten beiden Bits, d. h. 01, werden der Addierschaltung 42 zugeführt, die diese jedoch nicht verändert, da sie von der UND-Torschaltung 36 eine 0 aufnimmt und diese beiden Bits werden mit dem Ausgangssignal der Exklusiv/ODER-Schaltung 31 kombiniert (d. h. eine 1, in diesem Fall in F i g. 5) und bildet damit die Phaseninformation unter Verwendung der weiter unten angeführten Tabelle.

Die diesem Beispiel entsprechende Phasenverschiebung würde dabei 5jt/4 betragen. Diese Drei-Bit-Kombination würde sogar eine direkte Decodierung der Daten ermöglichen, wenn man sich sendeseitig auf den gleichen in der Tabelle angegebenen Code mit Gruppen von drei Bits geeignigt hätte. Da in diesem Fall die letzten drei Bit 000 sind, besteht kein Phasenfehler und alle UND-Torschaltungen 36, 37 und 38 liefern als Ausgangssignal eine »0«.

Im zweiten Beispiel ist der Inhalt des Binärzählers 01010. Hier gehen wiederum die ersten zwei Bits durch die Addierschaltung 42 und werden dabei nicht modifiziert (Ausgang der UN D-Torschaltung 36 = 0) und die Phaseninformation 101 erhält man wiederum durch die gleiche Kombination mit dem Ausgangssignal der Exklusiv/ODER-Schaltung 31. Andererseits stellt man am Ausgang der UND-Torschaltungen 36 bis 38 fest, daß ein nach oben gerichteter Phasenfehler, im Zweierkomplement-Binärcode durch die 010-Kombination dargestellt, vorhanden ist, der im Digital-Analogwandler43 in das Analogsignal άΦ umgewandelt wird.

Tabelle I

Im dritten Beispiel sei angenommen, daß der Zählerinhalt 00110 beträgt. Die ersten beiden Bits liegen in der Addierschaltung 42, doch zu diesem Zeitpunkt ist das Ausgangssignal der UND-Torschaltung 36 eine »1« und wird in der Addierschaltung 42 zu der Zahl 00 hinzuaddiert. Diese Zahl ist daher 01 und wird mit dem Ausgangssignal der Exklusiv/ODER-Schaltung 31 zur Bildung der Phaseninformation kombiniert. Die Tatsache, daß die Position 39c des Binärzählers eine »1«

ίο enthält, zeigt an, daß der Fehler ein Phasenfehler in Richtung nach unten ist, und daß es daher notwendig ist, die in den Positionen 39a und 39b des Binärzählers enthaltene Binärzahl um »1« zu erhöhen, um den am nächsten benachbarten Phasenwert zu erhalten. Auch in diesem Fall wird der Wert des Phasenfehlers unmittelbar an den Ausgängen der UND-Torschaltungen 36,37 und 38 erhalten, d.h. 110. Wie bereits erwähnt, wird dieser Wert allerdings im Zweierkomplement-Code ausgedrückt, d. h. das Bit mit der höchsten Wertung ist gleichzeitig das Vorzeichenbit. In diesem Code ist 110 eine negative Zahl, die die Dezimalzahl — 2 darstellt.

Im vorangegangenen war eine bevorzugte Ausführungsform einer Schaltung zur Durchführung der Erfindung beschrieben worden. Es leuchtet dem

2) Fachmann jedoch ohne weiteres ein, daß verschiedene Änderungen in der Ausführungsform und in den Einzelheiten, ohne Abweichen vom Wesen und vom Anwendungsbereich der Erfindung, möglich sind. Insbesondere können die verschiedenen hier benutzten

so Analogschaltungen auch durch entsprechende Digitalschaltungen ersetzt werden. Die Signale s(tj. AR

HO,

und άΦ könnten auch durch die entsprechende, diese Signale darstellende Binärinformation ersetzt

■——— — j-i werden, oder die Vorzeichen dieser Signale könnten

Ausgang 31 Position 39a Position 39b Φ geändert und die Multiplizierstufen 21 und 22 könnten

durch einfache Exkllusiv/ODER-Schaltungen ersetzt

0 0 0 0 werden, die als digitale Multiplizierstufen arbeiten.

0 0 1 π/4 Dieser Übergang von Analogtechnik auf Digitaltechnik

0 1 0 π/2 40 ist dem Fachmann geläufig und bedarf keiner weiteren

0 1 1 π/4 Beschreibung. Andere Verfahren, die ebenfalls bekannt

1 0 0 π sind, lassen sich einsetzen, um die Werte von R, Φ, dft 1 0 1 5^/4 und άΦ abzuleiten, beispielsweise durch die digitalen 1 1 0 3π/2 Demodulationsverfahren gemäß der deutschen Patent-1 1 ! Ίπ/4 45 anmeldungP23 14 194.

Hier/u 4 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Verfahren zum Entzerren eines nach Übertragung mittels Phasenmodulation mit linearen \^?erzerrungen behafteten Signals, bei welchem das aufgenommene Signal einen Transversalfilter mit variabler Übertragungsfunktion zum Entzerren zugeführt, ein Fehlerregelsignal durch Vergleich des entzerrten Signals mit einem Bezugssignal zu durch den Abtasttakt bestimmten Zeitpunkten mit Übertragungsfrequenz erzeugt und die Übertragungsfunktion des Transversalfilters so nachgeregelt wird, daß das Fehlerregelsignal verschwindet, wobei ferner die Amplitude der Einhüllenden des entzerrten Signals zu durch den Abtasttakt bestimmten Zeitpunkten zum Erzeugen eines einhüllenden Fehlersignals gemessen und dieses einhüllende Fehlersignal mit dem entzerrten Signal zur Erzeugung des Fehlerregelsignals multipliziert wird nach Hauptpatent 23 17 597, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:
Verschiebung der Phase des entzerrten Signals um den Betrag jr/2 zur Erzeugung eines phasenverschobenen Signals,

Feststellen der Phase des entzerrten Signals,
Vergleichen der so bestimmten Phase mit den verschiedenen möglichen, bedeutsamen Phasen zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals,
Multiplizieren dieses Phasenfehlersignals mit dem phasenverschobenen Signal zur Erzeugung eines zweiten Fehlerinformationssignals, und
Subtrahieren des zweiten Fehlerinformationssignals von dem durch Multiplikation des Fehlersignals der Einhüllenden mit dem entzerrten Signal erhaltenen Signal zur Erzeugung eines Nachstellfehlersignals.

2. Verfahren nach Anspruch I₁ gekennzeichnet durch folgende weitere Verfahrensschritte:
Phasenverschiebung des entzerrten Signals um π/2 zur Erzeugung eines phasenverschobenen Signals,
Feststellen der Phasenlage des entzerrten Signals,
Vergleichen der so festgestellten Phasenlage mit den verschiedenen möglichen, bedeutsamen Phasen zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals,
Multiplizieren dieses Phasenfehlersignals mit dem phasenverschobenen Signal zur Erzeugung eines zweiten Fehlerinformationssignals, und

Bildung der Summe aus dem zweiten Fehlerinformationssignal mit dem durch Multiplikation des Fehlersignals der Einhüllenden mit dem entzerrten Signal gebildeten Signal zur Erzeugung eines Nachstellfehlersignals.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung des entzerrten Signals mit folgenden Verfahrensschritten durchgeführt wird:

Demodulieren des transponierten entzerrten Signals mit dem bei der Transponierung benutzten Träger nach vorhergehender Phasenverschiebung um π/2,