DE2815113A1

DE2815113A1 - Steuerbarer oszillator

Info

Publication number: DE2815113A1
Application number: DE19782815113
Authority: DE
Inventors: Willem Hendrik Groeneweg; Alois Vaclav Tuma
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1977-04-07
Filing date: 1978-04-07
Publication date: 1978-10-12
Also published as: FI780990A7; JPS53126248A; FR2386933A1; IT7821738A0; FR2386933B1; GB1599536A; US4095255A

Description

Steuerbarer Oszillator

Für vielerlei Geräte wird ein Oszillator benötigt, der reproduzierbare Phasen- und Frequenz-Betriebsdaten einschliesslich eines syltmetrischen Bereiches der Phasen- und Frequenz-Steuerung besitzt. Besonders wünschenswert sind solche Eigenschaften beispielsweise bei einem steuerbaren Oszillator, der im Farbkanal eines Farb-Fernsehempfängers eingesetzt wird und zur Erzeugung eines Referenzsignales für die Demodulation der Farb-Signal-Information dient. Ein derartiger Oszillator wird typischerweise nach Massgabe einer Spannung gesteuert, die einer Phasenoder Frequenz-Differenz zwischen einem örtlich erzeugten Oszillator-Referenzsignal und einer Burst-Signalkomponente des Farbsignales proportional ist. Ein steuerbarer Oszillator dieser Art ist beispielsweise in der US-PS 4020500 beschrieben.

Üblicherweise enthält ein Oszillator eine Resonanzschaltung (z.B. mit einem Kristall-Filter), die zur Festlegung einer gewünschten Arbeitsfrequenz in einer Rückkopplungsschleife des Oszillators liegt. Die Äbstimnung der Resonanzschaltung zur Festlegung einer genauen Arbeitsfrequenz geschieht häufig auf vergleichsweise einfache Art und Weise mittels einer kleinen veränderlichen Abstirtmr-Kapazität, die der Resonanzschaltung zugeordnet ist. Parasitäre Kapazitäten, die dem Oszillator zugeordnet sind, können die Arbeitsweise des Oszillators insofern beeinträchtigen, als sie eine unerwünschte Signal-Phasenverschiebung hervorrufen. Eine derartige Phasenverschiebung kann die Äbstimnung der Resonanzschaltung und den Fangbereich des Oszillators störend verändern und so den Abstiniribereich begrenzen, der durch die variable Abstinm-Kapazität zur Verfügung steht. Bei einem spannungsgesteuerten Oszillator kann ausserdem ein unsymmetrischer Steuerbereich die Folge sein.

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Die parasitäre Kapazität kann den mit der Resonanzschaltung gekoppelten Schaltungen zugeordnet sein. Beispielsweise kann die parasitäre Kapazität bei einem Oszillator, der eine Resonanzschaltung in Rückkopplung mit einem Verstärker umfasst, einem mit der Resonanzschaltung verbundenen Ausgang des Verstärkers zugeordnet sein. Im Falle eines steuerbaren Oszillators kann diese Kapazität auch einer Steuerschaltung zugeordnet sein, die ebenfalls mit der Resonanzschaltung verbunden ist.

Entsprechend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, die nachteiligen Einflüsse parasitärer Kapazitäten auf die Arbeitsweise eines Oszillators zu verringern und insbesondere einen steuerbaren Oszillator zu schaffen, bei dem die auf parasitäre Kapazitäten zurückführbare Phasenverschiebung herabgesetzt ist.

Diese Aufgabe ist erfindungsgemäss mit dem im Anspruch 1 und bezüglich vorteilhafter Ausgestaltungen in den Unteransprüchen gekennzeichneten Oszillator gelöst.

Mit der Erfindung ist dementsprechend ein steuerbarer Oszillator geschaffen, der einen Verstärker mit einem aktiven Element sowie eine Steuersignal-Quelle umfasst. In einer Rückkopplungsschleife des Verstärkers liegt ein Filter-Netzwerk zur Erzeugung von positiver Rückkopplung bzw. Mitkopplung in einer solchen Grosse, dass an einem Ausgangsanschluss des aktiven Elementes ein Schwingungssignal entsteht. Für die Schwingungs- und die Steuersignale ist ein gemeinsames Last-Netzwerk vorgesehen, das an das Filter-Netzwerk angeschlossen ist. Das gemeinsame Last-Netzwerk umfasst einen Verstärker, dessen Eingangsimpedanz niedrig ist im Vergleich zur Impedanz, welche parasitäre Kapazitäten, die den entsprechenden Ausgangsanschlüssen des aktiven Elementes und der Steuersignal-Quelle zugeordnet sein können, gegenüber den Schwingungs- und den. Steuersignalen darstellen.

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Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

Figur 1 ein Blockschaltbild eines Abschnittes eines Farbsignal-Verarbeitungskanales eines Farb-Fernseheinpfängers, bei dem das Erfindungsprinzip anwendbar ist,

Figur 2 ein teilweise als Blockschaltbild ausgeführtes Schaltbild eines Abschnittes des Farb-Kanales nach Figur 1 mit einer Ausführungsform der Erfindung.

Unter Bezugnahme auf Figur 1 sei einleitend festgestellt, dass die Blöcke innerhalb der gestrichelten Umrisslinie 10 Signalverarbeitungsfunktionen darstellen, die in einer einzigen monolitisch integrierten Schaltung zusammengefasst sein können. In einem solchen Fall stellen die Klemmen T 1, T 2 und T 3 äussere Anschlüsse der integrierten Schaltung dar. Eine Quelle 20 für ein zusammengesetztes Farbsignal liefert den Farben entsprechende Signale, welche beispielsweise Farbdifferenz-Signalinformation (R-Y, B-Y und G-Y) umfassen,die als Amplitudenmodulation bei ausgewählten Phasen einer unterdrückten Farb-Hilfsträgerwelle vorliegen,sowie ferner eine Farb-Burst-Komponente des zusammengesetzten Signales. Gemäss den in den USA angewandten Fernseh-Normen, die für die Zwecke der vorliegenden Erläuterung als typisch angesehen werden dürfen, wird die Farb-Burst-Information während eines relativ kurzen Synchronisierintervalls übertragen, das sich jeweils an das Ende der bilddarstellenden Teile des Signales, die einer horizontalen Abtast-Zeile entsprechen, anschliesst. Der Farb-Burst besteht typischerweise aus mehreren Perioden einer unmodulierten Wellenform, deren Frequenz der Frequenz eines Referenz-Farb-Hilfsträgersignales gleicht.

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Die Burst- und die modulierten Hilf sträger-Komponenten des zusammengesetzten Farbsignales werden mittels einer Signal-Trennstufe 32 (z.B. eines getasteten Verstärkers) voneinander getrennt. Die abgetrennte modulierte Hilfsträger-Komponente wird nachfolgenden Farb-Verarbeitungsschaltungen (die z.B. eine Farbtonsteuerung, eine automatische Farbsteuerung., Matrix- und Demodulatorschaltungen umfassen) zugeführt, um schliesslich in bekannter Weise die den Farben entsprechenden R-, B- und G-Signale herzuleiten. Die R-, B- und G-Signale werden in bekannter Weise zur Bilderzeugung der Farbbildröhre des nicht gezeigten Bnpfängers zugeführt.

Die abgeteilten Burst-Signale werden von der Irennstufe 32 einem automatischen Frequenz- und Phasen-Steuer-Detektor, kurz einem AFPC-Detektor 50 zugeführt. Der AFPC-Detektor 50 erhält ausserdem ein Referenz-Schwingungssignal von einem spannungsgesteuerten Farb-Oszillator 100, der eine Phasensteuerstufe 54, einen Oszillator 70 und ein Phasenschieber-Netzwerk 85 umfasst. Der Oszillator 70 besteht u.a. aus einem Verstärker 66 und einer Rückkopplungsstrecke mit einem Last-Netzwerk 58 und einer Resonanzschaltung 75. Der gesteuerte Oszillator 100 ist mit weiteren Einzelheiten in der eingangs zitierten US-PS 4020500 beschrieben. Der AFPC-Oetektor 50 kann beispielsweise die Bauart haben, die sich aus der US^-PS 3740456 ergibt.

Der AFPCH)etekto,r 50 liefert Ausgangs-Steuersignale, welche der Phasen- und/oder Frequenzbeziehung zwischen der übertragenen Burst-Kanponente und einem Referenzsignal entsprechen, das van gesteuerten bzw. steuerbaren Oszillator 100 erzeugt wird. Gefilterte Ausgangssignale des AFPC-Detektors 50 werden der Phasensteuerstufe 54 des steuerbaren Oszillators 100 zugeführt, dessen Wirkungsweise anhand von Figur 2 erläutert wird.

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Gemäss Figur 2 umfasst der steuerbare Oszillator 100 eine als geschlossene Schleife ausgeführte Oszillatorschaltung 270 und eine separate Steuerstufe 254.

Der Oszillator 270 ist so ausgelegt, dass er ein kontinuierliches bzw. eingeschwungenes Signal mit der ncminalen Farb-Hilf sträger-Freguenz (von z.B. ca. 3,58 Megahertz gemäss dem Fernsehstandard der USA) erzeugt. Der Oszillator 270 umfasst einen Verstärker 266, der aus zwei emitter-gekcppelten Transistoren 211 und 212 gebildet ist, die für eine Verstärkung und Begrenzung der Signale in der Oszillator-Schleife ausgelegt sind. Der Oszillator 270 umfasst ferner die frequenzbestimtiende Resonanzschaltung 75, zu der ein schmalbandiges Quarzfilter 78, ein einstellbarer Abstinmkondensator 77 und ein Widerstand 79 gehören, die in Serie zwischen den Klemmen Ti und T2 liegen. Das Quarzfilter

78 hat eine Resonanzfrequenz in der Nähe der Farb-Hilfsträger-Frequenz, wobei die Resonanzfrequenz genauer durch Einstellung des variablen Kondensators 77 festgelegt wird. Der Widerstand

79 ist so dimensioniert, dass er der Resonanzschaltung 75 eine Bandbreite in der Grössenordnung von 1 Kilohertz gibt, die um die nominale Oszillator-Frequenz von 3,58 Megahertz beim -3 db-Punkt zentriert ist. Die 1 Kilohertz-Bandbreite führt zu einem Mitnahme- bzw. Fangbereich des Oszillators 270 von ungefähr + 500 Hertz. Die Ausgangssignale des Verstärkers 266 erscheinen am Kollekter des Transistors 212 am Schaltungspunkt A und werden der Klemme T 2 über einen Verstärker-Transistor 260 in Basisschaltung, einen Lastwiderstand 262 und einen als Emitter-Folger geschalteten Puffer-Transistor 263 zugeführt. Ein Abschlusswiderstand 265 verbindet den Emitter des Transistors 263 mit Masse.

Ein Stromquellen-Transistor 224 liegt über einem Vorwiderstand 242 zwischen den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 211 und 212 und einem Referenzpotential-Punkt (Masse) · Die Betriebs-Vorspannung für die Verstärker-Transistoren 211 und

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wird von einem mit zwei Emittern versehenen Vorspannungs-Transistor 221, den Transistoren 222 bis 225 und den Widerständen 241 bis 243 geliefert, die in der gezeigten Weise geschaltet sind.

Die an der Klemne T 1 erscheinenden Signale, die im folgenden die in Phase befindlichen bzw. phasenrichtigen Signale genannt werden, werden mittels des Phasenschieber-Netzwerkes 85 (z.B. einem LC-Netzwerk) phasenverschoben. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel haben die Ausgangssignale des Netzwerkes 85 gegenüber den phasenrichtigen Signalen eine Phasennacheilung von ungefähr 9o° bei Resonanz (also z.B. bei 3,58 Megahertz). Die Signale vom Netzwerk 85, im folgenden Quadratur-Signale genannt, werden über die Klemme T 3 und einen als Emitterfolger geschalteten Puffer-Transistor 250 der Steuerstufe 254 des steuerbaren Oszillators 100 zugeführt. Die Quadratur-Signale können ausserdem den Schaltungen zur Farbtonsteuerung und zur automatischen Farbsteuerung zugeführt werden, die zu den zusätzlichen, nicht gezeigten Farbsignal-Verarbeitungsschaltungen gehören. Die phasenrichtigen Signale können ausserdem ebenfalls der Farbtonsteuer-Schaltung zugeführt werden, wie es in der bereits genannten US-PS 4020500 beschrieben ist.

Die Steuerstufe 254 umfasst einen symmetrischen (Gegentakt-) Verstärker mit zwei gleichartigen Paaren von in Differential-Schaltung verbundenen Transistoren 201, 202 und 203, 204, die in der gezeigten Weise geschaltet sind und auf Steuersignale ansprechen, die van AFPC-Detektor 50 stammen. Hinzu gehört ferner ein drittes Paar von in Differentialschaltung verbundenen Transistoren 205, 206, die ebenfalls in der gezeigten Weise geschaltet sind und über den Transistor 250 mit den Quadratur-Signalen beaufschlagt werden. Die Basis-Eingangselektroden der Transistoren 201 und 203 sind gemeinsam über eine Leitung 51 an einen Steuersignal-Ausgang' des AFPC-Detektors 50 angeschlossen, während die Basis-Eingangselektroden der Transistoren 202 und

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204 gemeinsam über eine Leitung 52 an einen Vorspannungs-Ausgang des AFPC-Detektors 50 angeschlossen sind. Der Arbeitsstrom für die Stufe 254 wird von einem Transistor 207 und einem Widerstand 208 beliefert.

Es sei angemerkt, dass die auf der Ausgangsleitung 51 anstehende Spannung eine Spannung umfasst, die Abweichungen der Burst- und der Oszillator-Referenz-Signale von einer gewünschten (Quadratur-) Phasenbeziehung wiedergibt, und dazu ferner eine Ruhespannungs-Kcmponente, die der Ausgangsschaltung des AFPC-Detektors 50 zugeordnet ist. Die auf der Ausgangsleitung 52 anstehende Spannung entspricht der Ruhe-Komponente. Daher stellt die differentielle Steuerspannung, die zwischen den Leitungen 51 und 52 ansteht, eine Steuer spannung dar, welche die Abweichungen von der gewünschten Phasenbeziehung angibt und welche praktisch unettpfindlich gegenüber Schwankungen der Gleichspannungs-Kcrnponente ist, wie es in der US-PS 3740456 erläutert ist.

Bei normaler Arbeitsweise wird für eine richtige Demodulation des onpfangenen Farbsignales angestrebt, dass die nominal-phasenrichtigen Signale an der Klemme Ti eine Frequenz haben, die der Frequenz der empfangenen Burst-Komponente gleicht, und mit dieser in Quadratur-Phasenbeziehung stehen, also dieser gegenüber um 9o° phasenverschoben sind. Die gewünschte Signal-Beziehung wird von der Steuerstufe 254 im Zusammenwirken mit dan Oszillator 270 erzeugt, wie es in der US-PS 4020500 beschrieben ist.

Kurz gesagt, erscheinen die phasenrichtigen Schwingungssignale des Oszillators 270 am Kollektor des Transistors 211 und am Schaltungspunkt A. Dieses Signal wird über den Transistor 260, den Widerstand 262, den Transistor 263, die Resonanzschaltung 75, den Eknitter-Folger-Transistor 222 und den Transistor 212 weitergeleitet, was die Rückkopplungsschleife des Oszillators 270 vollständig macht.

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Die Steuerstufe 254 erzeugt an den Kollektoren der Transistoren 201 und 204 Quadratur-Ausgangssignale, die einander gleich sind, sich jedoch in Phasenoppositxon befinden. Der AFPC-Detektor 50 erhält Burst-Signale und phasenrichtige Signale vom Oszillator 270 über den Emitter des Transistors 222 und erzeugt hiermit Steuersignale, die der Phasen- und/oder Frequenz-Differenz zwischen den phasenrichtigen Signalen und den Burst-Signalen entsprechen. Die Quadratur-Ausgangssignale der Stufe 254 werden hinsichtlich ihrer Größe durch Veränderung der Leitfähigkeit der Transistoren 201 bis 204 als Funktion der Größe der Steuersignale vom AFPC-Detektor 50 kontrolliert.

Wenn sich die phasenrichtigen Oszillator-Referenz-Signale und die Burst-Signale in der richtigen Phasen- und Frequenz-Beziehung befinden (d.h. die gleiche Frequenz haben und zueinander um 90° phasenverschoben sind), liefert der AFPC-Detektor 50 auf jeder Ausgangsleitung Steuersignale, die gleiche Größe haben. Die Transistoren 201 und 204 führen daher jeweils Signalströme gleicher Größe, jedoch einander gegengesetzter Phase, entsprechend dem von den Transistoren 205 und 206 zugeführten Quadratur-Signal, die sich bei der Kombination am Punkt A gegenseitig aufheben. Wenn die Oszillator- und Burst-Signale von der gewünschten Sollbeziehung abweichen, gibt der AFPC-Detektor 50 am Ausgang Steuersignale ab, die nicht die gleiche Größe haben. Die Transistoren 201 und 204 führen dann ungleiche Beträge von Quadratursignal-Strömen, was zur Erzeugung einer resultierenden Quadratursignal-Komponente am Punkt A führt, bei der die Größe und Phase von der relativen Größe und Phase der Steuersignale abhängt, die vom AFPC-Detektor 50 geliefert werden. Auf diese Weise werden Versionen des Quadratur-Signales am Punkt A mit

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einer Größe und Phase in Übereinstimmung mit der Größe und Phase der Steuersignale erzeugt, die den Basiselektroden der Transistoren 201, 202 und 2O3, 204 vom AFPC-Detektor 50 zugeführt werden.

Ein so am Punkt A erscheinendes Signal ist ein Ergebnis der Quadratursignale von den Kollektoren der Transistoren 201, 204 der Phasensteuerstufe 254, kombiniert mit phasenrichtigen Signalen vom Kollektor des Transistors 211 der Oszillatorstufe 270. Dieses sich als Ergebnis einstellende bzw. resultierende Signal besitzt eine Phasenlage zwischen den Phasen der phasenrichtigen Signale und der Quadratursignale. Das resultierende Signal fällt über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors am Lastwiderstand 262 ab und wird mittels des Transistors 263 auf die Resonanzschaltung 75 zur Einstellung der Arbeitsfrequenz und -phase des Oszillators 270 gegeben. Die Einstellung der Arbeitsfrequenz ist eine Funktion der Bandbreite der Resonanzschaltung 75 und der Größe der Phasenverschiebung, die entsprechend der Vorgabe durch das resultierende Signal in die Oszillator-Rückkopplungsschleife eingeführt wird. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel kann das resultierende Signal eine Phase innerhalb eines Bereiches von ungefähr 90° (d.h. t 45°) haben, was sich nach der Größe und Polarität des Quadratursignales von der Steuerstufe 254 richtet.

Solange die Steuerstufe 254 keine Quadratur-Signale liefert, weil die Signalfrequenz des Oszillators 270 und die Frequenz des Burst-Signales im wesentlichen gleich sind, bleibt die Arbeitsfrequenz des Oszillators 270 unverändert. Das am Widerstand 262 abfallende und der Resonanzschaltung 75 zugeführte Signal entspricht daher dem Oszillator-Referenzsignal bei der Referenzphase von nominal 0°. Positive oder negative Abweichungen von der Soll-Frequenz-

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beziehung ergeben entsprechende positive oder negative Beträge des Quadratur-Signales, das von der Steuerstufe 254 geliefert wird, und führen zur Bildung eines resultierenden Signales mit einem der Frequenzabweichung entsprechenden Phasenwinkel, wenn die Quadratur-Signale und die phasenrichtigen Signale am Punkt A kombiniert werden. Die Arbeits- bzw. Betriebsfrequenz des Oszillators 270 wird geändert, so daß sie der Frequenz des Burst-Signales entspricht, und die Netto-Phasenverschiebung im Zuge der Rückkopplungsschleife des Oszillators 270 bleibt für weitere Schwingungen bei Null.

Zusätzliche Einzelheiten des Aufbaues und der Wirkungsweise des steuerbaren Oszillators 100 gehen aus der US-PS 4020500 hervor.

Es ist zu bemerken, daß jeder Ausgangs-Kollektorelektrode der Transistoren 201 und 204 der Steuerstufe 254 eine parasitäre Kapazität (nämlich die Kollektor-Basis- und die Kollektor-Substrat-Kapazität) von angenähert 2 pF zugeordnet ist. Eine entsprechende parasitäre Kapazität gibt es auch am Kollektor-Ausgang des Transistors 211 des Oszillators 270. Daher stellt eine am Punkt A erscheinende parasitäre Gesamt-Kapazität die Summe der den Kollektoren der Transistoren 201, 204 und 211 zugeordneten Kapazitäten dar.

Die parasitäre Gesamt-Kapazität ergibt für die am Punkt A entstehenden Signale eine Impedanz derart, daß die Gesamt-Kapazität zur Erzeugung einer unerwünschten Signal-Phasenverschiebung beitragen kann. Beispielsweise kann eine solche Phasenverschiebung bei einer bestimmten Größe und Polarität der Quadratur-Signale von der Stufe 254 dazu führen, daß die Phase des resultierenden Signales am Punkt A gegenüber einer zu erwartenden Phase versetzt ist.

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Dies ergibt eine unsymmetrische STeuerung der Oszillatorstufe 270.

Im einzelnen ist bei diesem Ausführungsbeispiel der Quarz 78 im Netzwerk 75 so geschaltet, daß er zwischen Serienresonanz- und Parallelresonanz-Modus arbeitet. Im Idealfall hat der Quarz 78 seine Resonanz bei einer Entwurfsfrequenz, die in der Mitte zwischen einer unteren und einer oberen Frequenz liegt, welche dem Serienresonanz- bzw. dem Parallelresonanz-Modus zugeordnet ist. Der Abstimmkondensator 77 wird zur Festlegung der Entwurfs-Betriebsfrequenz eingestellt, bezüglich welcher der Quarz 78 einen gewünschten Frequenz-Mitnahmebereich zeigt. Daher definieren die Parallel- und Serien-Modus-Frequenzen einen Arbeitsfrequenzbereich, innerhalb eines Teiles von welchem der Quarz 78 mittels des Kondensators 77 abgestimmt werden kann und innerhalb eines Teiles von welchem Änderungen der Schwingungssignalphase zur Erzeugung entsprechender Änderungen der SchwingungsSignalfrequenz führen, wie es ansich bekannt ist. Der Mitnahmebereich des Quarzes 78 umfaßt ein vorbestimmtes Segment des genannten Betriebsbereiches, wobei die Mitnahme-Fähigkeit des Quarzes 78 mit Annäherung an den Parallelresonanzbetrieb (Phasenabweichung von +90° gegenüber einer nominalen Referenzphase von 0°) oder an den Serienresonanzbetrieb (Phasenabweichung von -90° gegenüber der nominalen Referenzphase von 0°) abnimmt.

Die von den parasitären Kapazitäten eingeführte unerwünschte Phasenverschiebung ergibt eine Verschiebung der "Phasenachse", gegenüber welcher die Phasen des resultierenden Signales entstehen (zum Beispiel - 45° gegenüber einer nominalen Phasenachse von 0°). Beispielsweise kann die unerwünschte Phasenverschiebung eine Verschiebung der Phasenachse in Richtung zur Phase (zum Beispiel +90°),

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die dem Parallelresonanz-Modus zugeordnet ist, ergeben. Ein Extrem des Phasenbereiches des resultierenden Signales wird sich dann enger der dem Parallelresonanz-Modus zugeordneten Phase annähern (oder weiter davon entfernen). Ein resultierendes Signal mit einer Phase bei oder in der Nähe eines solchen Extrems kann sich außerhalb der Mitnahme- bzw. Einfangfähigkeit des Quarzes befinden. Dies bedeutet, daß die Phase des resultierenden Signales unter Umständen nicht die gewünschte Wirkung hat, nämlich eine entsprechende Änderung der Arbeitsfrequenz des Oszillators 270 zu bewirken nach Maßgabe der Phasen-Frequenz-Kennlinie des Quarzes 78. Ein unsymmetrischer Mitnahmebereich und eine damit verbundene unsymmetrische Steuerung des Oszillators 270 ist deshalb die Folge.

Die unerwünschte Signal-Phasenverschiebung kann mittels eines Netzwerkes 258, das ein gemeinsames Last-Netzwerk für die am Punkt A erscheinenden phasenrichtigen und Quadratur-Signale darstellt, beträchtlich reduziert werden. Das Netzwerk 258 ist im wesentlichen ein Signal-Verstärkungs-Netzwerk, das eine niedrige Eingangs- und Ausgangsimpedanz hat.

Der Verstärker-Transistor 260 in Basisschaltung ergibt eine niedrige, im wesentlichen ohmsche Emitter-Eingangsimpedanz (zum Beispiel in der Größenordnung von 40 - 60 0hm) gegenüber der Impedanz, welche die parasitäre Gesamtkapazität für die phasenrichtigen und Quadratur-Signale darstellt. Die niedrige Eingangsimpedanz des Transistors 260 dient zur deutlichen Herabsetzung des Betrages unerwünschter Signal-Phasenverschiebung, die andernfalls beispielsweise dann erzeugt werden könnte, wenn der Lastwiderstand 262 unmittelbar an den Punkt A angeschlossen wäre. In diesem Fall wird eine dreifache Herabsetzung der parasitären (Kollektor-Basis-)Kapazität und der ent-

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sprechenden Signal-Phasenverschiebung erreicht.

Die Wirkungsweise des steuerbaren Oszillators 100 wird durch Herabsetzung der Signal-Phasenverschiebung aufgrund der parasitären Kapazität optimiert. Die Abstimmung der Oszillatorstufe 270 auf eine gewünschte Mitten-Betriebsfrequenz wird erleichtert, und es ergibt sich ein gewünschter Mitnahmebereich beiderseits der Betriebsfrequenz. Außerdem ergibt sich eine bessere Symmetrie des Bereiches der Phasen- und Frequenz-Steuerung.

Die Verwendung einer Anordnung mit niedriger Eingangsimpedanz in Basisschaltung in der erläuterten Form ist besonders vorteilhaft im Zusammenhang des erläuterten steuerbaren Oszillators. Das in Basisschaltung betriebene Element 260 zeigt ein ausgezeichnetes Signal-Bandbreiten-Verhalten im Frequenzbereich von Farb-Hilfsträger-Frequenzsignalen (d.h. 2-4 Megahertz). Der in Basisschaltung betriebene Transistor 260 isoliert außerdem die Kollektoren der Transistoren 201, 204 und 211 gegenüber Lastspannungsschwankungen, wodurch die auf dem Miller-Effekt beruhende Vervielfachung der Kollektor-Basis-Kapazitäten der Transistoren 201, 204 und 211 auf ein Minimum herabgesetzt wird.

Festzustellen ist, daß beim Fehlen des Transistors (wenn also der Lastwiderstand 262 unmittelbar dem Punkt A angeschlossen wäre) zusätzliche Schaltungen verwendet werden könnten, um eine zusätzliche Phasenverschiebung zu erzeugen, die der unerwünschten Phasenverschiebung aufgrund parasitärer Kapazitäten engegenwirkt. Beispielsweise könnte bei der Schaltung nach Figur 2 zu diesem Zweck ein Hochpaß-RC-Phasenschieber-Netzwerk zwischen den Emitter des Transistors 263 und die Resonanzschaltung 75 eingefügt werden. Jedoch wird die Verwendung eines

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solchen zusätzlichen Phasenschieber-Netzwerkes als unwirtschaftliche Lösung angesehen, insbesondere dann, wenn die Steuerstufe 254, die Oszillatorstufe 270, das Netzwerk 258 und der AFPC-Detektor 50 als eine einzige monolitisch integrierte Schaltung ausgeführt werden sollen. In diesem Fall würden die RC-Elemente des zusätzlichen Phasenschieber-Netzwerkes in unerwünschter Weise wertvolle Oberflächenbereiche des Chips der integrierten Schaltung beanspruchen.

Es ist ferner zu bemerken, daß andere Schaltungsanordnungen zur Erzeugung einer geeigneten niedrigen Impedanz am Punkt A relativ zur Impedanz, welche die parasitäre Gesamt-Kapazität für die phasenrichtigen und Quadratur-Signale am Punkt A darstellt, verwendet werden können.

In einem Beispiel umfaßt eine Schaltungsanordnung, die zur Erzeugung einer geeignet niedrigen Eingangsimpedanz in der Größenordnung der Eingangsimpedanz einer Stufe in Basisschaltung brauchbar ist, einen PNP-Transistor, dessen Basis-Emitter-Übergang ein PN-Element parallel geschaltet ist. Das PN-Element kann beispielsweise eine Diode umfassen, die von einem als Diode geschalteten Transistor (d.h. mit untereinander verbundenen Basis- und Kollektor-Elektroden) gebildet und so gepolt ist, daß sie den Strom in der gleichen Richtung wie der Basis-Emitter-Übergang des PNP-Transistors leitet.Eine darartige Kombination eines PN-Elementes und eines Transistors bildet eine sog. "Strom-Spiegel-Schaltung", bei welcher der im PN-Element fließende Strom im Kollektor des Transistors nachgebildet oder "gespiegelt" wird. Bei dieser Schaltungsanordnung werden Eingangssignale einer Basis-Elektrode des PNP-Transistors zugeführt, und Ausgangssignale erscheinen an einem Lastwiders Land, der im Kollektorkreis des PNP-Transistors liegt. Bei diesem Beispiel kann das PN-Element auch durch einen niedrigen Widerstand (zum Beispiel 50 Ohm) ersetzt sein.

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Claims

PetentifiwSlt· O Q 1 C 1 1 Dr. Dieter ν. Bezc-Id ' Z ο I O I Di1:· -,V-. ■.■.■;....-!?-»," : ;.v.fslar RCA 71471 8Munoi,e.iL , :rcs:>:vii SiG568 USSN 785 591 von 7. April 1977 RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Patentansprüche

1)/ Steuerbarer Oszillator mit einem Verstärker, der ein aktives Element mit einer ersten Ausgangsklemme umfasst, welcher eine parasiätere Kapazität zugeordnet ist, mit einem Filter-Netzwerk, das in einer Rückkopplungsschleife des Verstärkers zur Erzeugung einer positiven Rückkopplung ausreichender Grosse für die Erzeugung eines Schwingungssignals an der ersten Ausgangsklemne des aktiven Elementes liegt, und mit einer Quelle für Steuersignale, die an einer zweiten Ausgangsklemme anstehen, der eine parasiätere Kapazität zugeordnet ist, gekennzeichnet durch ein gemeinsames Last-Netzwerk (58) für die Schwingungs- und Steuersignale, das an das Filter-Netzwerk (75) angeschlossen ist und einen Verstärker ( 260) umfasst, der eine niedrige Eingangsimpedanz relativ zu der Impedanz hat, welche die parasiäteren Kapazitäten für die Schwingungs- und Steuersignale darstellen.

2) Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , dass die Eingangs-Impedanz im wesentlichen eine ohmsche Impedanz ist.

3) Oszillator nach Anspruch 1) oder 2), dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker einen in Basis-Schaltung betriebenen Verstärker-Transistor (260) umfasst, dessen Eingangs-Emitterelektrode mit den Schwingungs- und Steuersignalen zur Bildung der niedrigen Eingangsimpedanz beaufschlagt wird, und dessen Ausgangs-Kollekterelektrode ein kombiniertes Signal liefert, welches die Schwingungs- und Steuersignale umfasst.

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4) Oszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass an die Ausgangs-Kollektorelektrode des in Basisschaltung arbeitenden Transistors (260) eine Lastimpedanz (262) angeschlossen ist.

5) Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsimpedanz einen deutlich kleineren Wert als die Lastimpedanz (262) hat.

6) Oszillator nach Anspruch 5 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transistor (263) in Kollekterschaltung mit seiner Basiselektrode an die Lastimpedanz (262) und mit seiner Emitterelektrode an das Filter-Netzwerk (75) angeschlossen ist, um das kombinierte Signal dan Filternetzwerk mit einer niedrigen Impedanz zuzuführen.

7) Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet , dass die Steuersignal-Quelle (54) ein zweites aktives Element (201, 204) umfasst, das die zweite Ausgangsklamie aufweist, und dass das gemeinsame Lastnetzwerk (58) an die erste und die zweite Ausgangsklanme angeschlossen ist.

8) Oszillator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das erste aktive Element einen Transistor (211) umfasst, dessen Kollekterelektrode die erste Ausgangsklanme bildet, und dass das zweite aktive Element einen weiteren Transistor (201, 204) umfasst, dessen Kollekterelektrode die zweite Ausgangsklemme bildet.

9) Oszillator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der in Basisschaltung angeordnete Verstärker—Transistor (260) des gemeinsamen Lastnetzwerkes (58) mit seiner Eingangs-Ernitterelektrode an die Kollekterelektroden der die beiden aktiven Elemente bildenden Transistoren (211; 201, 204) angeschlossen ist.

10) Oszillator nach Anspruch 7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet , dass der Oszillator eine Einrichtung

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zur Erzeugung eines Wechselstrcmsignales mit einer Phasenlage umfasst, die sich von der Phasenlage des Schwingungssignales unterscheidet, daß die Steuersignalquelle (54) zwei auf das Wechselstrcmsignal ansprechende Transistoren (201, 204) umfasst, deren Kollekter-Ausgangselektroden eine parasitäre Kapazität zugeordnet ist und deren Leitfähigkeit in zueinander komplementärer Weise steuerbar ist, dass das erste aktive Element des Verstärkers (66) einen weiteren Transistor (211) mit einer Kollekter-Ausgangselektrode umfasst, der eine parasitäre Kapazität zugeordnet ist, und dass die Kollekter-Äusgangselektroden aller genannten Transistoren an das gemeinsame Last-Netzwerk (58) angeschlossen sind.

11) Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 10 in einem Farb-Fernsehempfanger zur Verarbeitung eines Farb-Fernsehsignales, das eine Farb-Informationskcmponente und eine Farb-Synchronisier-Burst-Kcmponente mit einer bestimmten Phase und Frequenz umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuersignalquelle (54) die Frequenz und/oder Phase des Schwingungssignales in bezug auf die Burst-Kcmponente wiedergibt, und dass das Filter-Netzwerk (75) eine Frequenzcharakteristik hat, die relativ zur Frequenz der Burst-Kcmponente zentriert ist, um das Schwingungssignal mit einer Frequenz zu erzeugen, die im wesentlichen der Frequenz der Burst-Kcmponente gleicht.

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