DE2721585C3

DE2721585C3 - Digital anzeigendes Präzisionsthermometer

Info

Publication number: DE2721585C3
Application number: DE2721585A
Authority: DE
Inventors: Volker Dipl.-Chem. 6000 Frankfurt Genrich
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1977-05-13
Filing date: 1977-05-13
Publication date: 1980-09-18
Also published as: DE2721585A1; DE2721585B2

Description

Die Erfindung betrifft ein elektrisches Präzisionsthermometer mit nicliJinear arbeitendem Widerstandsfühler und einem Analog/Digitc!-Wanc!'er. Solche Thermometer sind in der Regel so aufgebaut, daß zunächst die Nichtlinearität des Fühlers durch K'-:zuschaltung von geeignet dimensionierten passiven Bauelementen ausgeglichen wird. Insbesondere die Schaltung in Form einer Wheatstone-Brücke ist schon lange bekannt (1) und wird oft angewendet Nachdem der Fühlerstrom durch die genannten Schaltungsmaßnahmen aus dem Bereich der Analog-Technik linearisiert worden ist, wird er einem handelsüblichen Analog/Digital-Wandler zugeführt. Die herkömmliche Anordnung hat jedoch erhebliche Nachteile.

Durch die Zusammenschaltung des Fühlers mit Korrekturwiderständen muß eine erhebliche Verminderung des Temperaturbeiwerts, d. h. der Empfindlichkeit der Meßanordnung in Kauf genommen werden. Außerdem sind bei Präzisionsmeßgeräten Schaltungsmaßnahmen aus dem Bereich der Analog-Technik grundsätzlich als besonders störanfällig bekannt. Es gilt die Regel, daß mit steigendem Schaltungsaufwand im Analogteil die Probleme bezüglich Temperaturdrift und Bauteilalterung zunehmen.

Aufgabe ist, unter Verwendung eines nichtlinearen Widerstandsfühlers ein Präzisionsthermometer mit digitaler Signaldarstellung zu konstruieren. Dabei soll die Linearisierung der Fühler-Kennlinie mit solchen Mitteln durchgeführt werden, daß eine Verringerung der Meßempfindlichkeit vermieden wird und daß ein Optimum an Driftfreiheit, Alterungsbeständigkeit und geringer Störanfälligkeit erreicht wird.

Die Aufgabe wird gelöst durch die in Anspruch 1 gekennzeichneten Maßnahmen a) bis d).

(1) W. R. Beaklcy: The design of thermistor thermometers with linear calibration. Journal of Scienitific Instruments. Vol. 28, lune 1951,p. 176-179.

Im folgenden sollen die Vorteile des bei der Erfindung verwendeten Linearisierungsverfahrens zusammengefaßt werden:

1. Schaltungstechnische Vereinfachung gegenüber den herkömmlichen Verfahren. Dort, wo bisher ein linearisierendes Element, z. B. eine Brückenschaltung, zusammen mit einem streng linearen Analog/ Digital-Wandler eingesetzt werden muSte, kann diese Aufgabe jetzt von dem Wandler allein übernommen werden. Insbesondere kann der linearisierende Wandler mit einem geringeren Bauteilaufwand realisiert werden als ein herkömmlicher streng linearer Wandler bei gleichen Genauigkeitsanfordemngen. Die Reduzierung des Bauteilaufwands darf nicht nur von der ökonomischen Seite her gesehen werden, sondern bei der Konstruktion eines Geräts, das z. B. der Eichpflicht unterliegt, fallen noch ganz wesentlich die Vorteile in Bezug auf Temperaturdrift, Bauteilalterurig und Zuverlässigkeit ins Gewicht

2. Bei dem Unearisiemngsverfahren geht der Strom des Widerstandsfühlers in voller Höhe in den Analog/Digital-Wandler ein.

3. Bei Anwendung des Linearisierungsverfahrens liegen beide Anschlußleitungen des Widerstandsfühlers auf konstantem elektrischem Potential. Dadurch wird ei besonders einfach, Fühler zu konstruieren, die durch einen Schutzleiter gegen Kriechströme gesichert sind.

4. Nach der Erfindung kann ein elektrisches Thermometer aufgebaut werden, ohne daß eine stabilisierte Bezugsspannung benötigt wird. Die Stabilität der Anordnung hängt in erster Linie ab von der Konstanz der Kapazität eines Glimmerkondensators und der Konstanz einer Zeitbasis.

Die Erfindung wird anhand der F i g. 1 bis 9 erläutert. F i g. 1 zeigt das Blockschema eines vollständigen Präzisionsthermometers. Es handelt sich dabei um ein Mustergerät mit folgenden Eigenschahtn:

Meßbereich:

35,00-39,99 Grad Celsius Umsetzungszeit:

032 s pro Meßwert, integrierende Wandlung Temperaturdrift:

Drift bei veränderter Umgebungstemperatur

0 ... 50°C max. :LO,01°C vom Wert bei 20°C

Einschaltdrift:

Differenz der Meßwerte 3 s nach Einschalten des Geräts und 3 h nach Einschalten des Geräts max. + 0,01°C

Linearitätsfehler:

Linearitätsfehler bei Kalibrierung der Skala am Anfangs- und am Endpunkt max. ±0,003° C

Netzspannungsabhängigkeit:

_b0 Drift bei Veränderung der Netzspannung im

Bereich -10% ... +20% max. ±0,003° C Digitalisierungsunsicherheit:

entfällt, da Wandler mit dem Meßzyklus synchronisiert ist

In Fig. 1 ist der Widerstands'ühler mit dem Bezugszeichen 1 versehen, der Analogteil mit dem linearisierenden Sägezahnumsetzer mit dem Bezugszei-

chen 2. Der Netzteil trägt das Bezugszeichen 3, der Steuerteil das Bezugszeichen 4, der Dezimalzähler mit Ausblender das Bezugszeichen 5, die anderen Dezimalzähler die Bezugszetchen 6, 7 und 8, Die drei gezeichneten Steuerleitungen haben folgende Funktion:

ÜB = Taktsignal, welches den momentanen Zählerstand in den Pufferspeicher bringt und damit die Anzeige des Zählerstands ermöglicht. Außerdem wird das Übertragungssignal zur Takt-Synchronisierung des Sägezahnwandlers verwendet

R0 = Löschsignal, welches nach erfolgter Speicherung des Zählerstands den Zähler für den nächsten Meßzyklus wieder auf Null setzt.

BL = vom Ausblender erzeugtes Signal, welches verhindert, daß Temperaturwerte angezeigt werden, die nicht zum linearisierten Arbeitsbereich gehören.

In F i g. 2 sind Kennliniendiagramme aufgeführt, die wie folgt erläutert werden:

Fig.2a zeigt, wie ein Sägezahnwandler mit relativ großer Entladezeit den Eingangsstrom /auf die von ihm erzeugte Impulsfolgefrequenz /abbildet

Fig.2b zeigt, wie ein nichtlinearer Widerstandsfühler, insbesondere ein NTC-Meßfühler, die Temperatur ϋ· auf den Meßstrom I_n, abbildet

F i g. 2c entsteht aus F i g. 2b, wenn vom Meßstrom I_n, noch der Kompensationsstrom h abgezogen wird. Diese Subtraktion wird notwendig, wenn die Arbeitskennlinie des Sägezahnwandlers (vergl. Fig.2d) durch den Koordinatenursprung gehen soll.

F i g. 2d zeigt wie ein Sägezahnwandler mit relativ großer Entladezeit, im folgenden definierte Entladezeit genannt, die Temperatur ·& auf die Impulsfolgefrequenz f(&) abbildet. Die unterbrochen gezeichnete Gerade ist die für die Temperaturmessung geforderte Arbeitskennlinie des Wandlers. Diese theoretische Kennlinie läuft durch den Koordinatenursprung und durch die Punkte A, B und C In den Punkten A, B und C ist die Abweichung der tatsächlichen Kennlinie (durchgehend gezeichnete Linie) von der theoretisch zu fordernden Kennlinie (unterbrochen gezeichnete Linie) exakt Null. Im Bereich AB und im Bereich ßCist diese Abweichung sehr klein. Die wahre Größe der Abweichung ist für den im Mustergerät gewählten Temperaturbereich in F i g. 5 vergrößert dargestellt.

In F i g. 3 ist das Schaltbild des Analogteils dargestellt. Es ist ein Strom/Frequenz-Wandler in Form eines Sägezahnwandlers. Das Verhältnis von Lade- und Entladezeit des Wandlers ist so bemessen, daß der Strom eines nichtlinearen Widerstandsfühlers (RO) in die streng Temperatur-proportionale Impulsfolgefrequenz f(&) umgesetzt wird. Wie schon bei der Beschreibung von Fig.2 erläutert wurde, wird bei Subtraktion eines geeigneten Kompensationsstroms h von dem Meßstrom I_n, erreicht, daß sich die Kennlinienkrümmungen von Meßfühler und Wandler innerhalb des vorbestimmten Meßbereichs fast vollständig aufheben (Bereich AC in Fig. 2d). Im Folgenden wird der Signalfluß anhand des Schaltbilds nach Fig.3 näher erläutert:

Der Widerstandsfühler RQ liegt zwischen der Versorgungsspannung (ίΛ) und dem invertierenden Eingang des Stromspiegcls (/Cl). Der an ihm auftretende Spanntiri£sabfall ist deshalb unter allen Betriebsbedingungen konstant. Der durch den Widerstandsfühler (RO) fließende Strom /,„ wird vom Stromspiegel (/Cl) invertiert und als -/_m an den Integrator (IC2) weitergeleitet. Durch die Invertierung erhält man die Möglichkeit, den Meßstrom I_m den Kompensationsstrom /*, den Schaltstrom I_s und die durch einen Spannungsteiler (A3) gebildete Referenzspannung des Integrators aus der gleichen Versorgungsspannung (U₊) herzuleiten. Dadurch haben Schwankungen der Versorgungsspannung in erster Ordnung keinen Einfluß auf die vom Wandler erzeugte Impulsfolgefrequenz/p&Jt

Mit Hilfe der Kondensatoren C4 und C5 werden die am Eingang des Integrators (/C2) anliegenden Ströme ( — Im h, Is) integriert Sobald der obere Grenzwertschalter (/C3) feststellt, daß der durch den Spannungsteiler R 3 definierte obere Schaltpunkt erreicht ist (vergl. Oszillogramme nach F i g. 4a und 4b), so schaltet das RS-Flip-FIop ICS über den Transistor TI den Schaltstrom I₅ zur Entladung ein.

Wird vom unteren Grenzwertschalter (/C4) das Erreichen der, unteren Schaltpunkts gemeldet (vergl. Oszillogramme nach Fig.4a und \;), so ist die Entladung beendet und das RS-Fiip-Fiup wird wieder rückgesetzt (vergl. Oszillogramm nach F i g. 4d) und die Aufladung beginnt von neuem. Das Oszillogramm nach F i g. 4e zeigt, wie der Transistor TI angesteuert .vird.

Schaltz'-.ken, Restströme und mangelnde Betriebsspannungsunterdrückung der Operationsverstärker /Cl bis /C4 können nicht vollständig vernachlässigt werden. Schwankungen der positiven Versorgungsspannung wirken geringgradig auf die Iiapulsfolgefrequenz f(&) ein. Um diesen Einfluß zu eliminieren werden über den Trimmer PS und das KC-Glied R8/C7 Korrekturimpulse auf den Integrator zurückgeführt (vergl. Oszillogramm nach F i g. 4f).

Weiterhin ist mit dem Spannungsteiler aus den Widerständen/? 10, R11 und P 4 eine Justiermöglichkeit vorgesehen, die es gestattet, das Meßergebnis völlig von Schwankungen der negativen Versorgungsspannung unabhängig zu machen.

Abschließend sei noch aur einige Besonderheiten bei der praktischen Ausführung des Mustergeräts hingewiesen: Die Zusammenschaltung der Kondensatoren C4 und C5 sowie der Widerstände P2, R 4 und R 5 dient zur Erzielung einer möglichst geringen Temperaturdrift.

Die Kondensatoren Cl, C2, C6, C9 und ClO unterdrücken hochfrequente Störimpulse. Die Kondensatoren C3 und C8 sowie der Widerstand R 16 wurden zur Verkürzung der Ein- und Ausschaltverzögerung eingeführt Ein Gatter von ICS ist mit dem RS-Flip-Flop im Sinne einer ODER-Verknüpfung verbunden. Dadurch wird _ es möglich, den Integrationskondensator durch den Übertragungsimpuls jedesmal vollständig zu entladen und damit eine Takt-Synchronisierung des Sägezabiiwandlers herbeizuführen. Um zu verhindern, daß der Integrationskondensator invers aufgeladen wird, ist die Diode D \ vorgesehen. Ein weiteres Gatter von ICS dient als Ausgangspuffer.

Die viereckigen Fahnen in F i g. 3 sind die Me3punkte für die Oszillogramme nach F i g. 4.

Wie schon erwähnt, erhält der Sägezahnumsetzer seine definiert gekrümmte Kennlinie dadurch, daß Ladezeit und Entladezeit des IntegrationskondenEators (C4+C5) in einem bestimmten Verhältnis zueinander stehen. Für eine vorgegebene Meßaufgabe sind deshalb

h) diejenigen Ströme, die Ladung und Entladung beeinflussen, also der Kompensationsstrom Λ und der Schnltstrom /, sowie die Integrationskapazität (C4 + CS = C₁) durch ein System von Gleichungen festgelegt. Nachfol-

gend werden die Berechnungsgrundlagen und das zugehörige Symbolverzeichnis aufgeführt:

Hcrcchmingsgruiullagcn:

/ I'M

C₁ V,

(/„ - 2/„ + I₁)Ii - (/;, - 111 + /ΓΙΛ + <4/„ - 3/.)/;, - (4/„ - 2/_r)/-; + (3/„ - 2l_h)l: = 0

2(/„

_N\,

Symbolverzeichnis:

fß) = Impulsfolgefrequenz des Sägezahnwandlers

it «» Aufladezeit des Integrationskondensators (C4+C5)

i\ = Entladezeit des Integrationskondensators (C4+C5)

/_m = Meßstrom des Widerstandsfühlers an der Spannung U₊

h = Strom durch den Kompensationswiderstand (P2 + K5+R4) an der Spannung U₊ (Kompensationsstrom)

A = .Strom durch den Schalt widerstand (/7 6) an der

Spannung U. (Schaltstrom)
/., = Meßstrom des Widerstandsfiihlcrs (RO) am unteren Fnde des Arbeitsbereichs (35,00° im

Mustergerät)
lh = Meßstrom des Widerstandsfühlers (RO) in der

Mitte des Arbeitsbereichs (37,50^r im Mustergerät)
/, = Meßstrom des Widerstandsfühlers (RO) am oberen Ende des Arbeitsbereichs (40,00° im

Mustergerät)
C, = Kapazität des Integrationskondensators

(C4 + C5)
U₁ = Integrationsspannung (oberer minus unterer

Grenzwert gemäß F i g. 5a)
T --· Dauereines Meßzyclus(Taktzeit)
N = Irnpulszahl am oberen Ende des Meßbereichs
U* = positive Versorgungsspannung

In Fig.5 ist die Fehlerkurve der Linearisierung in dem Temperaturbereich des Mustergeräts aufgezeigt, wenn der Sägezahnwandler gemäß obiger Gleichungen dimensioniert ist. ,

In Fig.6 ist das Schaltbild eines normalen Dezimalzählers dargestellt. Die Dezimalzähler des Mustsrgeräts sind Standardschaltungen in TTL-Technik.

Der Dezimalzähler mit Ausblender nach Fig. 7 erzeugt die Ziffer »3« als Anfangsstand der höchstwertigen Dezimale und unterdrückt mit Hilfe der Steuerleitung BL Zählerstände, die nicht im Bereich von 3500 bis 3999 liegen. Es sei noch erwähnt, daß beim Mustergeräi im Temperaturbereich von etwa 45 —50° C auch die Zählerstände 4500 bis 4999 angezeigt werden könnten Um dies zu verhindern wird die Strombegrenzung aus dem Transistor Tl und dem variablen Widerstand P\ im Analogteil nach Fig.3 so eingestellt, daß solche Stromwerte nicht erreicht werden können.

Aufgabe des in Fi g. 8 dargestellten Steuerteils ist es aus der Netzfrequenz in bestimmten Zeitabständer einen Impuls (ÜB) zum Übertragen der Zählerstände ir die Zwischenspeicher und kurz danach einen Impuli (RIt) zum Rücksetzen der Zähler herzuleiten. Dies ist dei Takt tür einen MeÖzyKius.

Der in F i g. 9 schematisch dargestellte Netzteil liefen die beiden Versorgungsspannungen und eine 50 Hs Wechselspannung als Zeitbasis für den Steuerteil.

Hierzu 10 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Elektrisches Präzisionsthermometer mit nichtlinear arbeitendem Widerstandsfühler und einem Analog/Digital-Wandler, dadurch gekennzeichnet, daß

a) der Fühler (R 0) unter konstantem Spannungsabfall zwischen der Versorgungsspannung (U+) und Massepotential liegt,

b) ein Stromspiegel (/Cl, Ä2, A3) zur Umkehrung des Fühlerstroms vorgesehen ist,

c) der Analog/Digital-Wandler (IC2-IC5) eine nichtlineare Kennlinie hat, weiche die Nichtlinearität der Fühlerkennlinie begradigt,

d) der Analog/Digital-Wandler ein Sägezahnumsetzer ist, dessen Ladezeit ungleich der Entladezeit ist und daß das Verhältnis von Ladezeit und Entladezeit die Nichtlinearität des Wandlers bestimmt

2. Thermometer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Fühlerstrom (I_n,), ein Kompensationsstrom (4), ein die Entladezeit bestimmender Schaltstrom (/,) sowie eine durch einen Spannungsteiler (A3) gebildete Referenzspannung für den Integrator (IC2) aus der gleichen Versorgungsspannung (U+) hergeleitet sind.