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Digital anzeigenues Fräzisionsthermometer
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In der Technik weraen häufig Wärmemessungen mit eingeschränkten Meßbereich,
aber hoher Auflösung innerhalb desselben verlangt. Die Erfindung bezieht sich auf
ein solcher digital anzeigendes Präzisionsthermometer, das sich insbesondere zur
Messung der menschlichen Körpertemperatur eignet. Bei dem Gerät kommt ein bisher
noch nicht beschriebenes Verfahren zur Linearisierung von NTC-Meßfühlern zur Anwendung.
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Der Entwicklung des erfindungsgemäßen Präzisionsthermometers lagen
folgende Forderungen zugrunde: 1.) Die summe aller Meßfehler darf + 0,03°C in keinem
Betriebszustand übersteigen.
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2.) Der Meßwertaufnehmer (Fühler) mu3 klein und von geringer thermischer
Trägneit sein.
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3.) Das Meßergebnis soll in Grau Celsius angezeigt werden.
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4.) Es soll die Möglichkeit bestehen, den Temperaturwert im BCD-Code
externen Geräten zur Verfügung zu stellen (z.B. in EDV-Systemen).
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5.) Das Gerät soll eine streng Temperatur-proportionale Impulsfolgefrequenz
zur ernübertragung, zur Aufzeichnung auf Magnetbandgeräten oder zur Potentialtrennung
durch optische Ankopplung liefern.
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6.) Der Schaltungsaufbau soll ausschließlich aus handelsüblichen und
preisgünstigen Bauelementen möglich sein.
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7.) t;in Kompakter Aufbau in klargeglieuerten Funktionseinheiten muß
möglich sein.
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Alle zur Temperaturmessung geeigneten Aufnehmer (Thermoelemente, Platin-Widerstandsthermometer,
NTC-Niderstande) haben keine lineare Temperaturkennlinie. Zur Linearisierung der
Temperaturkennlinie für Präzisionsmessungen sind in der Literatur zahlreiche Verfahren
beschrieten worden.
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Die Linearisierung kann mit Analogtechnik realisiert werden jedoch
nur mit begrenzter Genauigkeit. Insbesondere sind solche Verfahren anfällig in Bezug
auf Drift.
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Die Linearisierung knn ebenfalls nach erfolgter Analog/ Digital-Umwandlung
des Sensorstroms durch eine Funktionstabelle (Read Only Memory) oder durch programmgesteuerte
Rechenoperation erfolgen. ter sehr große Aufwand hierfür läßt sich jedocn nur in
Ausnahmefällen rechtfertigen.
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Neuerdings sind auch Methoden entwickelt worden, bei denen die Linearisierung
der Sensorfunktion während der Analog/Digital-Umwandlurxg gescnieht. Leopold und
Jorde (1) haben ein solches Verfahren vorgestellt.
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Der hier zu behandelnde Erfindungsgegenstand arbeitet auch mit einem
Verfahren, welches die Linearisierung während der Analog/»i6ital-Unwandlung ermöglicht.
Bei dem Verfahren wird eine auaergewönnlich hohe Genauigkeit der Linearisierung
erzielt. In all den Fällen, wo der zu messende Temperaturbereich in ungefähr bekannten
Grenzen (1) H. Leopold, C. Jorde: Linearisierung von Sensorfunktionen bei Analog/Digital-Umsetzung.
ELEKTRONIK 4 (1976), s. 45-46
bleibt, wie z.B. bei der menschlichen
Körpertemperatur oder bei vielen technischen Prozessen, kann das erfindungegemäße
Verfahren mit Vorteil eingesetzt werden, da es sich durch Einfachheit in der Konzeption
und damit auch durch günstige Drifteigenschaften auszeichnet.
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Einen überblick über die bei einem Mustergerät ermittelten technischen
Daten gibt folgende Tabelle: Meßbereich: 35,00 - 39,99°C Umsetzungszeit: 0,32 e
pro Meßwert, integrierende Wandlung Meßfehler: Temperaturdrift: Drift bei veränderter
Umgebungstemperatur 0 ... 500 C max. + 0,01 0C vom Wert bei 200C oder relativ ausgedrückt
+ 10 ppm/°C (bezogen auf den Sensorstrom) Einschaltdrift: Differenz der Meßwerte
3 5 nach Einschalten des Geräts und 3 h nach einschalten des Geräts: max. +0,01
0C Linearitätsfehler: Linearitätsabweichung bei Kalibrierung der Skala am Anfangs-
und am Endpunkt max. + 0,003°C Netzspannungsabhängigkeit: Drift bei Veränderung
der Netzspannung im Bereich -10« ... +20% max. +0,003°C Digitalisierungsunsicherheit:
entfallt, da der Wandler mit dem Meßzyklus synchronisiert ist Das bei der Erfindung
zur Anwendung kommende Linearisierungsverfahren hat den Vorteil, daß der Schaltungsaufwand
für die linearisierende Analog/Digital-Wandlung genau so groß ist, wie er für eine
nicht linearisierende proportionale Analog/Digital-Wandlung bei gleichen Genauigkeitsanforderungen
auch sein müßte.
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Im Folgenden wird das erfindungsgemäße Präzisionsthermometer und das
Linearisierungsverfahren anhand eines Mustergeräts für den Temperaturbereich von
35,00 bis 39,990C besprochen. Grundsätzlich kann das Verfahren jedoch ebenso gut
bei der Messung höherer oder tieferer Temperaturen verwendet werden.
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Das erfindungsgemäße Präzisionethermometer besteht aus einem Meßfühler,
einem Analogteil mit Sägezahnumsetzer, Dezimalzählern, einem Steuerteil und einem
Netzteil. Nach der Erfindung wird der durch den Meßfühler fließende Strom im Analogteil
von dem Sägezahnumsetzer mit dezimierter Entladezeit in eine streng temperaturproportionale
Impulsfolgefrequenz umgesetzt. Der Analogteil invertiert den vom Meßfühler abgegebenen
Strom mit Hilfe eines Stromspiegels und leitet den Strom mit umgekehrter Polarität
an den Integrator weiter. Vor Eintritt in den Integrator wird ein Kompensationsstrom
und der die Entladezeit bestimmende Schaltstrom addiert. Durch diese Anordnung arbeitet
der Integrator des Sägezahnwandlers mit einer definierten Entladezeit und der Wandler
erhält damit die gewünschte nicht lineare Charakteristik.
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Bei der Schaltung des Analogteils werden der Xleßstrom, der Kompensationsstrom
und der Schalt strom, sowie die Referenzspannung für den Integrator aus der gleichen
positiven Versorgungsspannung hergeleitet, Dadurch wird die Schaltung primar von
Schwankungen der Versorgungsspannung unabhängig. Die Größe des Kompensationsstroms
und des Schaltstroms, sowie die Größe des Integrationskondensators richtet sich
nach den Daten des Meßfühlers.
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Die Arbeitsweise des Integrators, der zugehörigen Grenzwert schalter
und des RS-Flip-Flop mit Schalter für den Entladestrom entspricht der Standardversion
eines Sägezahnumsetzers und braucht nicht näher erläutert zu werden.
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Dem Integrator sind als Integrationskapazität zwei Kondensatoren mit
entgegengesetztem Temperaturgang parallel geschaltet, wodurch eine Integration mit
geringer Temperaturdrift
möglich wird. Ebenso wird der den Kompensationsstrom
bestimmende Widerstand durch eine geeignete, temperaturunabhängige Widerstandskombination
dargestellt. Die Operationsverstärker von Stromspiegel und Integrator sind typgleich,
um Dei der gegebenen Anordnung eine Fehlerstromkompensation zu erhalten.
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Um die Fehlerströme der Operationsverstärker vollends zu korrigieren
und die igenschaften der Schaltung den Forderungen aus der Theorie anzupassen, werden
amplitudenkonstante Korrekturimpulse vom RS-Flip-Flop/auf den Integrator zurückgeführt.
Ihre Amplitude wird mit einem Trimmpotentiometer so justiert, daß der Einfluß von
Schwankungen der positiven Versorgungsspannung auf die Frequenz des Wandlers vollstanuig
eliminiert ist. Um das Medergebnis frei von Schwankungen der negativen Versorgungsspannung
zu halten, ist eine weitere Justiermöglichkeit am unteren Grenzwertschalter vorgesehen.
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Der Sägezahnwandler im Mustergerät ist so ausgelegt, daß bei Temperatuien
von 35 bis 40 0C ein Signal mit Frequenzen von 500 bis 1000 Impulsen pro Meßzyklus
erzeugt wird.
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Somit kann das Xebergebnis durch Zählen der Impulse in einem vierstelligen
Dezimalzähler mit dem Anfangswert 3000 in Grad celsius mit Zehntel und Hundertstel
dargestellt werden. Ein mit aer höchstwertigen Dezimalstelle gekoppelter Ausblender
sorgt dafar, daß nur die zum linearisierten Arbeitsbereich gehörigen Zählerstände
von 3500 bis 3999 zur Anzeige gebraucht weraen.
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mit nilfe aer Gleichungen, die umseitig angegeben werden, können ale
erwähnten Parameter wie Kompensationsstrom, Schaltstrom und Integrationskapazität
so bestimmt werden, aaß die Linearitätsabweichung bei einer vorgegebenen Anfangs-
und Endtemperatur minimal wird.
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Berechnungsgrundlagen: 1 - 1 7 -t# + t# Ci Ui Ci Ui Im - Ik Is - (Im
- Ik)
(Ia - 2Ib + Ic) Ik² - (Ia² -2Ib²+Ic²) Ik + (4Ib -3Ic) Ia²-(4Ia-2Ic) Ib²+(3Ia-2Ib)
Ic² = 0 2(Ia - Ik)² - (Ic - Ik)² Is = 2Ia - Ic - Ik
Symbolverzeichnis: f(#) = Impulsfolgefrequenz des Sägezahngenerators t. = Aufladezeit
des Integrationskondensators = = Entladezeit des Integrationskondensators Im = Meßstrom
des WTC-Widerstands an der Spannung U+ Ik = Stom durch den Kompensationswiderstand
an der Spannung U+ (Kompensationsstrom) I = Strom durch den Schaltwiderstand an
der Spannung U+ (Schaltstrom) Ia = Meßstrom des NTC-Widerstands am unteren Ende
des Arbeitsbereichs (d.h. bei 35,00° im Mustergerät) Ib = Meßstrom des NTC-Widerstands
in der Mitte des Arbeitsbereichs (d.h. bei 37,50° im Mustergerät) Ic = Meßstrom
des NTC-Widerstands am oberen Ende des Arbeitsbereichs (d.h. bei 40,00° im Mustergerät)
Ci
= Kapazität des Integrationskondensators Ui = Integrationsspannung (oberer minus
unterer Grenzwert) T = auer eines Meßzyklus (Taktzeit) N = Impulszahl am oberen
nde des Meßbereichs U+ 2 positive Versorgungsspannung Neitere finzelheiten der Erfindung
sind der Beschreibung der auf den Zeichnungen dargestellten Schaltbilder zu entnehmen.
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Dabei zeigt Pigur 1 die Schaltung des Präzisionsthermometers in schematischem
Aufbau, Figur 2 Kennliniendiagramme (Fig. 2a, 2b, ?c und 2d) Figur 3 Schaltbild
des Analogteils, Figur 4 Oszillogramme, Figur 5 Fehlerkurve der Linearisierung,
Figur 6 Schaltbild eines normalen bezimalzählers, Figur 7 Schaltbild eines Dezimal
zählers mit Ausblender, Figur 8 Schaltbild des Steuerteils und Figur 9 Blockschema
des Netzteils (Stromversorgung)
In Fig. 1 ist der Meßfühler insbesondere
ein NTC-Meßfühler mit dem bezugszeichen 1 versenen, der Analogteil mit dem Sägezahnsumsetzer
mit dem Bezugszeichen 2. Der Netzteil trägt das Bezugszeichen 3, der Steuerteil
das Bezugszeicnen 4, der Dezimalzähler mit Ausblender das Bezugszeichen 5, die anderen
Dezimalzähler die Bezugszeichen 6, 7 und 8. Die drei gezeichneten Steuerleitungen
haben folgende Fünktion: ÜB = = Taktsignal, welcnes den momentanen Zählerstand in
den Pufferspeicher bringt und damit die Anzeige des Zählerstands ermöglicht. Außerdem
wird das Übertragungssignal zur Takt-Synchronisierung des Sägezahnwandlers verwendet.
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= = Löschsignal, welches nach erfolgter Speicherung des Zänlerstands
den Zähler für den nächsten Meßzyklus wieder auf Null setzt.
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BL = vom Ausblender erzeugtes Signal, welcnes verhindert, daß Temperaturwerte
angezeigt werden, die nicht zum linearisierten Arbeitsbereich gehören.
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In der Fig. 2 sind Kennliniendiagramme aufgeführt, die wie folgt erläutert
werden: Fig. 2a wie ein Sigezahnwandler mit definierter Entladezeit den Eingangs
strom I auf die von ihm erzeugte Impuls folgefrequenz f abbildet.
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Fig. 2b wie ein NTC-Meßfühler die Temperatur # auf den Meßstrom Im
abbildet.
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Fig. 2c entsteht aus Fig. 2b, wenn vom Meßstrom Im noch der Kompensationsstrom
Ik abgezogen wird. Diese Subtraktion wird notwendig, wenn die Arbeitskennlinie des
Sägezahn-@wndlers (vergl. Fig. 2d) durch den Koordinatenursprung gehen soll.
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Pig. 2d zeigt wie ein Sägezahnwandler mit definierter Entladezeit
die Temperatur # , gemessen mit einem NTC--Keßfühler (Kennlinie nach Fió. 2c) auf
die Impulsfolgefrequenz f(a) abbildet. Die unterbrochen gezeicknete Gerade ist die
für die Temperaturmessung geforderte Arbeitskennlinie
des Wandlers.
Diese theoretische Kennlinie läuft durch den Koordinatenursprung und durch die Punkte
A, B und C. In den Punkten A, B und C ist die Abweichung der tatsächlichen Kennlinie
(durchgehend gezeichnete Linie) von der theoretisch zu fordernden Kennlinie (unterbrochen
gezeichnete Linie) exakt Null. Im Bereich AB und im Bereich BC ist diese Abweichung
sehr klein. Die wahre Größe der Abweichung ist für den im justergerät gewählten
Temperaturbereich in Fig. 5 dargestellt.
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In Fig. 3 ist das Schaltbild des Analogteils (Spannungs-Frequenz-Umsetzer)
dargestellt. Der Sägezahnwandler des analogteils setzt den Strom des NTC-Meßfühlers
1 in die Temperatur proportionale Impulsfolgefrequenz f(γ) um. Wie schon bei
der beschreibung von Fig. 2 erläutert wurde, wird bei Subtraktion eines geeigneten
Kompensationsstromes 1k von dem Meßstrom Ijn erreicht, daß sich die Kennlinienkrümmumngen
von Meßfühler und Wandler innerhalb des vorbestimmten Meßbereichs fast vollständig
aufheben (Bereich AC in Fig. 2d). Die Schaltung des in Fig. 3 dargestellten analogteils
wird wie folgt erläutert: Der vom Meßfühler 1 gemessene Strom Im wird vom Stromspiegel
IG 1 invertiert und als -Im an den Integrator IC 2 weitergeleitet. Durch die Invertierung
erhält man die Möglichkeit, den Meßstrom -Im, , den Kompensationsstrom Ik, den Schaltstrom
Is und die Referenzspannung des Integrators aus der gleichen Versorgungsspannung
U+ herzueleiten. Dadurch haben Schwankunden der Versorgungsspannung primär keinen
Einfluß auf die vom Wandler erzeugte Impulsfolgefrequenz f(6).
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Mit Hilfe aer Kondensatoren C 4 und C 5 werden die am Eingang des
Integrators anliegenden Ströme integriert.
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Sobala der obere Grenzwertschalter IC 3 feststellt, daß aer durch
den variablen widerstand P 3 definierte obere Schaltpunkt erreicnt ist (vergl. Oszillogramme
nach Fig.
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4a und 4b), so schaltet das RS-Flip-Flop IC 5 über den Transistor
T 2 den Schaltstrom Is zur Entladung ein. Wird vom unteren Grenzwertschalter IC
4 das Erreicnen des unteren
Schaltpunkts gemeldet (Oszillogramm
nach Fig. 4c), so wird das RS-Flip-Flop wieder rückgesetzt (Oszillogramm nacn Fig.
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4d) und die Aufladung beginnt von neuem. Das Oszillogramm nach Fig.
4e zeigt wie der Transistor T 2 angesteuert wird.
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Schaltzeiten, Restströme und mangelnde Betriebsspannungsunterdrückung
der Operationsverstärker IC 1 bis IC 4 können nicht vollständig vernachlässigt werden.
Schwankungen der positiven Versorgungsspannung wirken sekundär auf die Impulsfolgefrequenz
f(&) ein. Um diesen Einfluß zu eliminieren werden über den Trimmer P 5 und das
RC-Glied R 8 / C 7 Korrekturimpulse auf den Integrator zurückgeführt (vergl.
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Oszillogramm nach Fig. 4f).
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eiterhin ist mit dem Spannungsteiler aus den Widerständen R 10, R
11 und P 4 eine Justiermöglichkeit vorgesehen, die es gestattet, aas Meßergebnis
völlig von Schwankungen der negativen Versorgungspannung unabhängig zu machen.
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Abschließend sei noch auf einige Besonderheiten bei der praktischen
Ausführung des Mustergeräts hingewiesen: Die Zusammenschaltung der Kondensatoren
C 4 und C 5 als Integrationskapazität sowie die der Widerstände P 2, R 4 und. R
5 als Kompensationswiderstand dient zur Erzielung einer möglichst gerigen Temperaturdrift.
Die Kondensatoren C 1, C 2, C 6, C 9 und C 10 unterdrücken hochfrequente Störimpulse.
Die Kondensatoren C 3 und C 8 sowie der widerstand R 16 wurden zur Verkürzung der
Ein- und Ausschaltverzögerungen eingeführt. Ein Gatter von IC 5 ist mit dem RS-Flip-Flop
im Sinne eines "wired or" verbunden.
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Dadurch wird es möglich, den Integrationskondensator durch den Übertragungsimpuls
jedesmal vollständig zu entladen und damit eine Takt-Synchronisierung herbeizuführen.
Um zu verhindern, daß der Integrationskondensator invers aufgeladen wird, ist die
Diode D 1 vorgesenen. ein weiteres Gatter von IC 5 dient als Ausgangspuffer für
das Wandlersignal.
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Die viereckigen Fahnen in Fig. 3 sind die meßpunkte für die Oszillogramme
nach Fig. 4.
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In Pig. 5 ist die Fehlerkurve der Linearisierung in dem eingeschränkten
Temperaturbereich des Mustergeräts aufgezeigt.
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In Fig. 6 ist das Schaltbild eines normalen Dezimalzählers dargestellt.
Die Dezimalzähler sind Standardschaltungen in TTL-Technik. Jede Zählerstufe hat
einen Eingang (A), einen Ausgang (Q4), einen Rückstelleingang (R), einen Takteingang
(ÜB) für die Zwischenspeicherung und einen Eingang (BL) zur Unterdrückung der Ziffernanzeige.
Prinzipiell kann man anstelle der drei Dezimalzähler auch eine mehrstellige Zähler/Speicher/Decodierer-Kombination
in MOS-Technik einsetzen.
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Der Dezimalzähler mit Ausblender (Fig. 7) erzeugt die Ziffer '5" als
Anfangsstand der höchstwertigen Dezimale und unterdrückt mit Hilfe der Steuerleitung
BL Zähler stände, die nicht im Bereich von 3500 bis 3999 liegen.
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Er erhält das Sinersignal, teilt dieses durch 5 (B - Q4) und steuert
dann einen Binärzähler (A - Q1) und dessen nachgeschalten Speicher (D1 - Q1, Q1)
an.
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Es sei noch erwähnt, daß beim Mustergerät im Temperaturbereich von
etwa 45 - 50°C auch die Zählerstände von 4500 bis 4999 angezeigt werden könnten.
Um dies zu verhindern, wird die Strombegrenzung aus dem Transistor T 1 und dem variablen
Widerstand P 1 im Analogteil Fig. 3 so eingestellt, daß solche Werte nicht erreicht
werden können.
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Aufgabe des in Fig. 8 dargestellten Steuerteils ist es, aus der Netzfrequenz
in bestimmten Zeitabständen einen Impuls (UB) zum betragen der Zählerstände in die
tawischenspeicher und kurz danach einen Impuls (R) zum Rücksetzen der Zähler herzuleiten.
Dies ist der Takt für einen Meßzyklus. Der flbertragungsimpuls hat auch gleichzeitig
die Aufgabe, mit Hilfe des Schaltstroms Is den Integrationskondensator zu entladen,
damit die Impuls folge bei jedem Meßzyklus in der gleichen Phase beginnt (Takt-Synchronisation).
Der Schaltungsaufbau ist folgender:
Die Netzspannung (50 hz) gelangt
über einen Schmitt--Trigger zum Teiler durch 16 und von diesem werden dann alle
320 ms die Monostabilen Multivibratoren zur Erzeugung des Ubertragungsimpulses und
des Rücksetzimpulses agesteuert. Der Ausgang für den Übertragungsimpuls ist durch
zwei parallel geschaltete Gatter gepuffert. anstatt aus der Netzfrequenz kannen
die Taktimpulse auch aus einem Quarzoszillator hergeleitet werden.
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Der in Fig. 9 schematisch dargestellte Netzteil liefert die beiden
stabilisierten Versorgungsspannungen und eine 50 Rz Wechselspannung für den Steuerteil.
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Das Mustergerät ist in einem Gehäuse mit den Abmessungen 19 x 11 x
7 cm untergebracht. die in Fig. 1 gezeigten Punktionseinheiten sind auf sieben steckbaren
Platinen von der Größe 4,5 x 9 cm ausgeführt.
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- Patentansprüche -
L e e r s e i t e