DE2721585B2

DE2721585B2 - Digital anzeigendes Präzisionsthermometer

Info

Publication number: DE2721585B2
Application number: DE2721585A
Authority: DE
Inventors: Volker Dipl.-Chem. 6000 Frankfurt Genrich
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1977-05-13
Filing date: 1977-05-13
Publication date: 1980-01-03
Also published as: DE2721585A1; DE2721585C3

Description

Die Erfindung betrifft ein elektrisches Präzisionsther-, mometer mit nichtlinear arbeitendem Widerstandsfüh-' ler und einem Analog/Digital-Wandler. Solche Thermometer sind in der Regel so aufgebaut, daß zunächst die Nichtlinearität des Fühlers durch Hinzuschaltung von geeignet dimensionierten passiven Bauelementen ausgeglichen wird. Insbesondere die Schaltung in Form einer Wheatstone-Brücke ist schon lange bekannt (1) und wird oft angewendet. Nachdem der Fühlerstrom durch die genannten Schaltungsmaßnahmen aus dem Bereich der Analog-Technik linearisiert worden ist, wird er einem handelsüblichen Analog/Digital-Wandler zugeführt. Die herkömmliche Anordnung hat jedoch erhebliche Nachteile.

Durch die Zusammenschaltung des Fühlers mit Korrekturwiderständen muß eine erhebliche Verminderung des Temperaturbeiwerts, d. h. der Empfindlichkeit der Meßanordnung in Kauf genommen werden. Außerdem sind bei Präzisionsmeßgeräten Schaltungsmaßnahmen aus dem Bereich der Analog-Technik grundsätzlich als besonders störanfällig bekannt. Es gilt die Regel, daß mit steigendem Schaltungsaufwand im Analogteil die Probleme bezüglich Temperaturdrift und Bauteilalterung zunehmen.

Aufgabe ist, unter Verwendung eines nichtlinearen Widerstandsfühlers ein Präzisionsthermometer mit digitaler Signaldarstellung zu konstruieren. Dabei soll die Linearisierung der Fühler-Kennlinie mit solchen Mitteln durchgeführt werden, daß eine Verringerung der Meßempfindlichkeit vermieden wird und daß ein Optimum an Driftfreiheit, Alterungsbeständigkeit und geringer Störanfälligkeit erreicht wird.

Die Aufgabe wird gelöst durch die in Anspruch 1 gekennzeichneten Maßnahmen a) bis d).

Im folgenden sollen die Vorteile des bei der Erfindung verwendeten Linearisierungsverfahrens zusammengefaßt werden:

1. Schaltungstechnische Vereinfachung gegenüber den herkömmlichen Verfahren. Dort, wo bisher ein linearisierendes Element, z. B. eine Brückenschaltung, zusammen mit einem streng linearen Analog/ Digital-Wandler eingesetzt werden mußte, kann diese Aufgabe jetzt von dem Wandler allein übernommen werden. Insbesondere kann der linearisierende Wandler mit einem geringeren Bauteilaufwand realisiert werden als ein herkömmlicher streng linearer Wandler bei gleichen Genauigkeitsanforderungen. Die Reduzierung des Bauteilaufwands darf nicht nur von der ökonomischen Seite her gesehen werden, sondern bei der Konstruktion eines Geräts, das z. B. der Eichpflicht unterliegt, fallen noch ganz wesentlich die Vorteile in Bezug auf Temperaturdrift, Bauteilalterung und Zuverlässigkeit ins Gewicht

2. Bei dem Linearisierungsverfahren geht der Strom des Widerstandsfühlers in voller Höhe in den Analog/Digital- Wandler ein.

3. Bei Anwendung des Linearisierungsverfahrens liegen beide Anschlußleitungen des Widerstandsfühlers auf konstantem elektrischem Potential. Dadurch wird es besonders einfach, Fühler zu konstruieren, die durch einen Schutzleiter gegen Kriechströme gesichert sind.

4. Nach der Erfindung kann ein elektrisches Thermometer aufgebaut werden, ohne daß eine stabilisierte Bezugsspannung benötigt wird. Die Stabilität der Anordnung hängt in erster Linie ab von der Konstanz der Kapazität eines Glimmerkondensators und der Konstanz einer Zeitbasis.

Die Erfindung wird anhand der F i g. 1 bis 9 erläutert. F i g. 1 zeigt das Blockschema eines vollständigen Präzisionsthermometers. Es handelt sich dabei um ein Mustergerät mit folgenden Eigenschaften:

Meßbereich:

35,00-39,99 Grad Celsius
Umsetzungszeit:

0,32 s pro Meßwert, integrierende Wandlung
Temperaturdrift:

Drift bei veränderter Umgebungstemperatur 0... 50⁰C max. ±0,01⁰C vom Wert bei 2O⁰C

Einschaltdrift:

Differenz der Meßwerte 3 s nach Einschalten des Geräts und 3 h nach Einschalten des Geräts max. + 0,01⁰C

Linearitätsfehler:

Linearitätsfehler bei Kalibrierung der Skala am Anfangs- und am Endpunkt max. ±0,003° C

Netzspannungsabhängigkeit:

Drift bei Veränderung der Netzspannung im Bereich -10% ... +20% max. ±0,003° C

Digitalisierungsunsicherheit:

entfällt, da Wandler mit dem Meßzyklus synchronisiert ist

(I) W. R. Beakley: The design of thermistor thermometers with linear calibration. Journal of Scienitific Instruments, Vol. 28, ]une\95\.OA76—\7S.

In F i g. 1 ist der Widerstandsfühler mit dem Bezugszeichen 1 versehen, der Analogteil mit dem linearisierenden Sägezahnumsetzer mit dem Bezugszei-

chen 2. Der Netzteil trägt das Bezugszeichen 3, der Steuerteil das Bezugszeichen 4, der Dezimalzähler mit Ausblender das Bezugszeichen 5, die anderen Dezimalzähler die Bezugszeichen 6, 7 und 3. Die drei gezeichneten Steuerleitungen haben folgende Funktion:

ÜB = Taktsignal, welches den momentanen Zählerstand in den Pufferspeicher bringt und damit die Anzeige des Zählerstands ermöglicht Außerdem wird das Übertragungssignal zurTakt-Synchionisierung des Sägezahnwandlers verwendet

R0 = Löschsignal, welches nach erfolgter Speicherung des Zählerstands den Zähler für den nächsten Meßzyklus wieder auf Null setzt.

BL = vom Ausblender erzeugtes Signal, welches verhindert, daß Temperaturwerte angezeigt werden, die nicht zum linearisierten Arbeitsbereich gehören.

In Fig.2 sind Kennliniendiagramme aufgeführt, die wie folgt erläutert werden:

Fig.2a zeigt, wie ein Sägezahnwandler mit relativ großer Entladezeit den Eingangsstrom /auf die von ihm erzeugte Impulsfolgefrequenz /abbildet

F i g. 2b zeigt, wie ein nichtlinearer Widerstandsfühler, insbesondere ein NTC-Meßfühler, die Temperatur # auf den Meßstrom I_n, abbildet

F i g. 2c entsteht aus F i g. 2b, wenn vom Meßstrom I_n, noch der Kompensationsstrom /* abgezogen wird. Diese Subtraktion wird notwendig, wenn die Arbeitskennlinie des Sägezahnwandlers (vergl. Fig.2d) durch den Koordinatenursprung gehen soll.

Fig.2d zeigt wie ein Sägezahnwandler mit relativ großer Entladezeit im folgenden definierte Entladezeit genannt, die Temperatur Ό· auf die Impulsfolgefrequenz ff&) abbildet. Die unterbrochen gezeichnete Gerade ist die für die Temperaturmessung geforderte Arbeitskennlinie des Wandlers. Diese theoretische Kennlinie läuft durch den Koordinatenursprung und durch die Punkte A, B und C In den Punkten A, B und C ist die Abweichung der tatsächlichen Kennlinie (durchgehend gezeichnete Linie) von der theoretisch zu fordernden Kennlinie (unterbrochen gezeichnete Linie) exakt Null. Im Bereich Aßund im Bereich ÖCist diese Abweichung sehr klein. Die wahre Größe der Abweichung ist für den im Mustergerät gewählten Temperaturbereich in F i g. 5 vergrößert dargestellt

In F i g. 3 ist '.las Schaltbild des Analogteils dargestellt. Es ist ein Strom/Frequenz-Wandler in Form eines Sägezahnwandlers. Das Verhältnis von Lade- und Entladezeit des Wandlers ist so bemessen, daß der Strom eines nichtlinearen Widerstandsfühlers (RO) in die streng Temperatur-proportionale Impulsfolgefrequenz f(&) umgesetzt wird. Wie schon bei der Beschreibung von Fig.2 erläutert wurde, wird bei Subtraktion eines geeigneten Kompensationsstroms h von dem Meßstrom I_n, erreicht, daß sich die Kennlinienkrümmungen von Meßfühler und Wandler innerhalb des vorbestimmten Meßbereichs fast vollständig aufheben (Bereich AC in Fig.2d). Im Folgenden wird der Signalfluß anhand des Schaltbilds nach Fig.3 näher erläutert:

Der Widerstiindsfühler RO liegt zwischen der Versorgungsspannung (U₊) und dem invertierenden Eingang des Stromspiegels (/Cl). Der an ihm auftretende Spannungsabfall ist deshalb unter allen Betriebsbedingungen konsiant. Der durch den Widerstandsfühler (RO) fließende Strom I_n, wird vom Stromspiegel (/Cl) invertiert und als ~l_m an den Integrator (IC2) weitergeleitet. Durch die Invertierung erhält man die Möglichkeit den Meßstrom I_m den Kompensationsstrom Ik, den Schaltstrom /_s und die durch einen Spannungsteiler (R 3) gebildete Referenzspannung des Integrators aus der gleichen Versorgungsspannung (U₊) herzuleiten. Dadurch haben Schwankungen der Versorgungsspannung in erster Ordnung keinen Einfluß auf die vom Wandler erzeugte Impulsfolgefrequenz f(&).

Mit Hilfe der Kondensatoren C 4 und CS werden die am Eingang des Integrators (IC2) anliegenden Ströme (-Im, Ih h) integriert Sobald der obere Grenzwertschalter (/C3) feststellt, daß der durch den Spannungs-

teiler R 3 definierte obere Schaltpunkt erreicht ist (vergl. Oszillogramme nach F i g. 4a und 4b), so schaltet das RS-Flip-Flop /C5 über den Transistor T2 den Schaltstrom Λ zur Entladung ein.

Wird vom unteren Grenzwertschalter (/C4) das

:>o Erreichen des unteren Schaltpunkts gemeldet (vergl. Oszillogramme nach Fig.4a und 4c), so ist die Entladung beendet und das RS-Flip-Flop wird wieder rückgesetzt (vergl. Oszillogramm nach F i g. 4d) und die Aufladung beginnt von neuem. Das Oszillogramm nach F i g. 4e zeigt, wie der Transistor T2 angesteuert wird.

Schaltzeiten, Restströme und mangelnde Betriebsspannungsunterdrückung der Operationsverstärker /Cl bis /C4 können nicht vollständig vernachlässigt werden. Schwankungen der positiven Versorgungsso spannung wirken geringgradig auf die Impulsfolgefrequenz fffr) ein. Um diesen Einfluß zu eliminieren werden über den Trimmer PS und das ÄC-Glied R8/C7 Korrekturimpulse auf den Integrator zurückgeführt (vergl. Oszillogramm nach F i g. 4f).

jj Weiterhin ist mit dem Spannungsteiler aus den Widerständen/? 10, Λ 11 und P 4 eine Justiermöglichkeil vorgesehen, die es gestattet, das Meßergebnis völlig von Schwankungen der negativen Versorgungsspannung unabhängig zu machen.

Abschließend sei noch auf einige Besonderheiten bei der praktischen Ausführung des Mustergeräts hingewiesen: Die Zusammenschaltung der Kondensatoren C4 und C5 sowie der Widerstände P2, A4 und Λ 5 dient zur Erzielung einer möglichst geringen Temperaturdrift.

Die Kondensatoren Cl, C2, C6, C9 und ClO unterdrücken hochfrequente Störimpulse. Die Kondensatoren C3 und C8 sowie der Widerstand R16 wurden zur Verkürzung der Ein- und Ausschaltverzögerung eingeführt. Ein Gatter von /C5 ist mit dem RS-Flip-Flop im Sinne einer ODER-Verknüpfung verbunden. Dadurch wird es möglich, den Integrationskondensator durch den Übertragungsimpuls jedesmal vollständig zu entladen und damit eine Takt-Synchronisierung des Sägezahnwandlers herbeizuführen. Um zu verhindern, daß der Integrationskondensator invers aufgeladen wird, ist die Diode D1 vorgesehen. Ein weiteres Gatter von ICS dient als Ausgangspuffer.

Die viereckigen Fahnen in F i g. 3 sind die Meßpunkte für die Oszillogramme nach F i g. 4.

bo Wie schon erwähnt, erhält der Sägezahnumsetzer seine definiert gekrümmte Kennlinie dadurch, daß Ladezeit und Entladezeit des Integrationskondensators (Ci+CS) in einem bestimmten Verhältnis zueinander stehen. Für eine vorgegebene Meßaufgabe sind deshalb

b5 diejenigen Ströme, die Ladung und Entladung beeinflussen, also der Kompensationsstrom /* und der Schaltstrom U sowie die Integrationskapazität (C4+ CS = C) durch ein System von Gleichungen festgelegt. Nachfol-

gend werden die Berechnungsgrundlagen und das zugehörige Symbolverzeichnis aufgeführt:

Berechnungsgrundlagen:

t. =

_C_L^

^h I_n, - Ii Ci U,

Is - Um -Um - Ik) -

Um - Ik?

C U₁

(4I_b-31_c)l² _a-{4I_a-2I_c)ll (3I_a-2I_h)I² _c = 0

2 (/. - h? - Uc - hf

Is =

21. -Ic-h . , Uc- Ik)²

I_n, I_k

_{N Vi}

Symoolverzeichnis:

Impulsfolgefrequenz des Sägezahnwandlers Aufladezeit des Integrationskondensators (C4+C5)

Entladezeit des Integrationskondensators (C4 + C5)

Meßstrom des Widerstandsfühlers an der Spannung U₊

Strom durch den Kompensationswiderstand (P2 + R5 + R4) an der Spannung U₊ (Kompensationsstrom)

I_s = Strom durch den Schaltwiderstand (R 6) an der Spannung U₊ (Schaltstrom)

/a = Meßstrom des Widerstandsfühlers (RO) am unteren Ende des Arbeitsbereichs (35,00° im ) Mustergerät)

h = Meßstrom des Widerstandsfühlers (Λ0) in der Mitte des Arbeitsbereichs (37,50° im Mustergerät)

Ic = Meßstrom des Widerstandsfühlers (RO) am ίο oberen Ende des Arbeitsbereichs (40,00° im

Mustergerät)

Q = Kapazität des Integrationskondensators (C4+C5)

L^/ ~ Integraticnsspannung yGuercr minus unterer Grenzwert gemäß F i g. 5a)

T = Dauer eines Meßzyclus (Taktzeit)

N = Impulszahl am oberen Ende des Meßbereichs

U₊ = positive Versorgungsspannung

In Fig.5 ist die Fehlerkurve der Linearisierung in dem Temperaturbereich des Mustergeräts aufgezeigt, wenn der Sägezahnwandler gemäß obiger Gleichungen dimensioniert ist.

In F i g. 6 ist das Schaltbild eines normalen Dezimal-Zählers dargestellt. Die Dezimalzähler des Mustergeräts sind Standardschaltungen in TTL-Technik.

Der Dezimalzähler mit Ausblender nach F i g. 7 erzeugt die Ziffer »3« als Anfangsstand der höchstwertigen Dezimale und unterdrückt mit Hilfe der Steuerleitung BL Zählerstände, die nicht im Bereich von 3500 bis 3999 liegen. Es sei noch erwähnt, daß beim Mustergerät im Temperaturbereich von etwa 45—50° C auch die Zählerstände 4500 bis 4999 angezeigt werden könnten. Um dies zu verhindern wird die Strombegrenzung aus dem Transistor Tl und dem variablen Widerstand Pi im Analogteil nach Fig.3 so eingestellt, daß solche Stromwerte nicht erreicht werden können.

Aufgabe des in F i g. 8 dargestellten Steuerteils ist es, aus der Netzfrequenz in bestimmten Zeitabständen

einen Impuls (ÜB) zum Übertragen der Zählerstände in die Zwischenspeicher und kurz danach einen Impuls (Ä0) zum Rücksetzen der Zähler herzuleiten. Dies ist der Takt für einen Meßzyklus.

Der in F i g. 9 schematisch dargestellte Netzteil liefert die beiden Versorgungsspannungen und eine 50Hz Wechselspannung als Zeitbasis für den Steuerteil.

Hierzu 10 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Elektrisches Präzisionsthermometer mit nichtlinear arbeitendem Widerstandsfühler und einem Analog/Digital-Wandler, dadurch gekennzeichnet, daß

a) der Fühler (R 0) unter konstantem Spannungsabfall zwischen der Versorgungsspannung (U+) und Massepotential liegt,

b) ein Stromspiegel (/Cl, Ä2, A3) zur Umkehrung des Fühlerstroms vorgesehen ist,

c) der Analog/Digital-Wandler (IC2—IC5) eine nichtlineare Kennlinie hat, welche die Nichtlinearität der Fühlerkennlinie begradigt,

d) der Analog/Digital-Wandler ein Sägezahnumsetzer ist, dessen Ladezeit ungleich der Entladezeit ist und daß das Verhältnis von Ladezeit und Entladezeit die Nichtlinearität des Wandlers bestimmt

2. Thermometer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Fühlerstrom (I_n,), ein Kompensationsstrom (4), ein die Entladezeit bestimmender Schaltstrom (I₅) sowie eine durch einen Spannungsteiler (A3) gebildete Referenzspannung für den Integrator (IC2) aus der gleichen Versorgungsspannung (U+) hergeleitet sind.