DE2321685A1

DE2321685A1 - Netzwerk zum verknuepfen oder trennen elektromagnetischer energie

Info

Publication number: DE2321685A1
Application number: DE2321685A
Authority: DE
Inventors: Reed Edward Fisher; John Ineson Smith
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1972-04-28
Filing date: 1973-04-28
Publication date: 1973-11-15
Also published as: US3748600A; GB1379725A; SE381135B; JPS535143B2; CA965851A; JPS4955258A

Description

Western Electric Company, Incorporated Fisher, R.E. 9-5 New York, W.Y. 10007, V.St.A.

Netzwerk zum Verknüpfen oder Trennen elektromagnetischer

Energie

Die Erfindung bezieht sich auf ein Netzwerk zum Verknüpfen oder Trennen elektromagnetischer Energie, das einen ersten und zweiten wechselseitig zumindest minimal entkoppelten Netzwerkport und einen dritten mit jedem der ersten zwei Netzwerkporte gekoppelten Netzwerkport aufweist, mit drei Vierportkopplern mit je einem ersten Port, der einen der Netzwerkporte bildet, wobei jeder zweite bzw. dritte Port des ersten Kopplers durch einen Übertragungsweg mit dem zweiten bzw. dritten Port des zweiten Kopplers verbunden ist und jeder vierte Port des ersten bzw. zweiten Kopplers mit einem anderen Port des dritten Kopplers verbunden ist.

Bei den meisten bekannten Energieverknüpfungsnetzwerkeh hängt es von der Kohärenz der zu verknüpfenden Signale ab, ob übermäßige Verluste vermieden werden können. Anderenfalls werden in diesen Netzwerken schmalbandige Filter in Mehrfachschaltung verwendet. Beispielsweise erfolgt in einem typischen Netzwerk mit Richtungskopplern und/oder Hybriden zur Verknüpfung zweier Signale ein Abgleich oder eine Löschung der beiden Signale in einem oder mehreren Armen des Hybriden. Wenn die zwei Signale von verschiedener Frequenz oder auf andere Yfeise nichtkohärent sind, erleidet jedes Signal ohne Abgleich einen 3 dB Energieverlust. Frühe Abgleichverfahren arbeiten zur Behebung der Verluste mit schmalen Bandpass- oder Bandsperrfiltern, die beispielsweise in dem US-Patent 2 531 447 oder mit entsprechenden

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Abänderungen im Abschnitt 9,2 des Aufsatzes "Principle's and Applications of Waveguide Transmission" von G.G. Southworth., D. Van Nostrand Company, Inc. (1950) erläutert werden.

In letzter Zeit wurden Netzwerke vorgestellt ₃ die erste und zweite voneinander verschiedene Signale verknüpfen, um zusammengesetzte Produkte von ihnen zu bilden. Die sich ergebenden zusammengesetzten Produkte sind nun gleich, d. h. kohärent, und können verlustfrei verknüpft werden. In einem Verfahrensschritt wird speziell eine Phasenverschiebung der Anteile des ersten Signales in bezug auf die Anteile des zweiten Signales mit Hilfe von Übertragungsfiltern bewirkt

Der Umstand, daß dieSe₁ Phasenverschiebung erforderlich ist, \ bedeutet schon an sich eine Bandbegrenzung, selbst wenn die Frequenzen des ersten und zweiten Signals in relativ weiten Abständen angeordnet werden. In dem Aufsatz "Frequency Multiplexing of Antenna-Feeder Channels Without Using Resonators" von V.D. Kuznetsov in Telecommunications, Band 24, Nr. 7, 1970, Seite 37, wird ein derartiges System rbeschrieben. Danach sind die verarbeitbaren Bänder verhältnismäßig schmal und müssen mit relativ großen Zwischenräumen angeordnet werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese Nachteile zu beheben.

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Zur Lösung der Aufgabe geht die Erfindung von einem Netzwerk der eingangs genannten Art aus, und die Lösung ist dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk mindestens zwei reflektierende Resonanzschaltungen oder Hohlraumresonatoren und eine Kopplungsanordnung zum Anschalten einer reflektierenden Resonanzschaltung oder eines Hohlraumresonators an jeden der Übertragungswege, die den zweiten Bzw. dritten Port des ersten bzw. zweiten Kopplers miteinander verbinden, aufweist.

Eine Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk mit elektromagnetischer Energie in zwei verschiedenen Frequenzbändern arbeitet und jede der reflektierenden Resonanzschaltungen oder jeder der Hohlraumresonatoren bei einer Mittenfrequenz zwischen den zwei Bändern in Resonanz ist.

Eine zusätzliche Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß die Kopplungsfaktoren der Koppler und Phasenverschiebungen der reflektierenden Resonanzschaltungen oder Hohlraumresonatoren so aufgeteilt sind, daß Energie in verschiedenen Frequenzbändern, die in den ersten Port des ersten und zweiten Kopplers eingekoppelt wird, phasengleich im dritten Koppler bei zwei Frequenzen in jedem der Frequenzbänder kombiniert •wird.

Erfindungsgemäß wird die Bandbreite eines einzelnen Kanals vergrößert und der minimale Frequenzabstand zwischen benachbarten Kanälen in einem Verknüpfungsnetzwerk des oben-

genannten Typs oder Kanalkombinator verringert. Diese Verbesserung beruht auf der Erkenntnis, daß die optimal gewünschte Phasenverschiebung nicht mit Hilfe von Übertragungsfilternetzwerken, sondern über ein breites Band hinweg genauer mit Hilfe von Reflexionsfilternetzwerken erreicht werden kann, die die Reflexionscharakteristik einer einfachen Resonanzschaltung besitzen. Spezieller gesagt besitzt der erfindungsgemäße Kombinator drei ähnliche Richtungskoppler oder Hybriden mit je einem ersten Port und einem Paar gekoppelter Porte, die an den ersten Port gekoppelt sind, und einem vierten Port, der dem ersten Port paarig zugeordnet ist. Die Signale in den verschiedenen Frequenzbändern werden an den ersten Port des ersten bzw. zweiten Richtungskopplers angelegt. Ähnlich sind Hohlraumresonatoren, von denen jeder eine Resonanzfrequenz zwischen zwei Bändern aufweist, jeweils an Zirkulatoren gekoppelt, damit Signalanteile von einem der gekoppelten Porte jedes der Koppler mit Hilfe der Hohlraumresonatoren zu dem zugeordneten Port des anderen Kopplers reflektiert werden. Die gekoppelten Porte des dritten Richtungskopplers sind an die übrigen gekoppelten Porte des ersten und zweiten Richtungskopplers angeschaltet. Es soll gezeigt werden, da die nichtlineare Frequenz-ZReflexionscharakteristik dieser Hohlraumresonatoren in einer bestimmten Weise mit den Übertragungscharakteristiken des Richtungskopplernetzwerkes zusammenwirkt, so daß sich Signale der zwei Frequenzbänder in dem übriggebliebenen gekoppelten Port des dritten Richtungskopplers breitbandig verknüpfen und der Frequenzabstand zwischen den Frequenzbändern auf einen kleinen Bruchteil der Bandbreite verringert werden kann.

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Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines bekannten · Verknüpfungsnetzwerkes;

Fig. 2 ein Phasen-/Frequenzdiagramm zur Erläuterung bestimmter Parameter und Charakteristiken des in Fig. 1 aufgeführten Netzwerkes;

Fig. 3 eine echematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Netzwerkes;

Fig. 4 ein Phasen-/Frequenzdiagramm zur Erläuterung der verbesserten Charakteristiken des in Fig. 3 dargestellten Netzwerkes in Vergleich zu denen des in Fig. 2 dargestellten Netzwerkes in Vergleich zu denen des in Fig. 2 dargestellten Netzwerkes;

Fig. 5 typische Energieverluste-ZFrequenzabweichungscharakteristiken für verschiedene Parameter; und

Fig. 6 eine für einen Teil des in Fig. 3- dargestellten Netzwerkes alternative Netzwerkanordnung.

Für die sich ansc&Leßende Erörterung ist es günstig, die zu beschreibenden Netzwerke unter dem Gesichtspunkt zu betrachten, daß Signale von verschiedener Frequenz verknüpft werden, um sie an einen gemeinsamen Verbraucher oder Lastwiderstand (load) anzulegen. Man sollte jedoch wissen, daß das Netzwerk bei einer Umkehrung der Signalrichtung dazu verwendet werden kann, Signale verschiedener Frequenz, die aus einer gemeinsamen Signalquelle stammen, zu trennen.

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Wir wollen spezieller auf die Fig. 1 eingehen. Dort wird ein Kanalverknüpfendes Netzwerk, das den Stand der Technik wiedergibt, mit den Richtungskopplern 10 und 11 gezeigt. Die Porte jedes Kopplers sind mit 1, 2, 3 und 4 gekennzeichnet. Jeder Koppler verhält sich kopplungsmäßig so, daß an den Port 1 angelegte Energie als eine Funktion des Kopplungsfaktors dC nach Port 4 und als eine Funktion von -j y 1 - kL nach Port 2 übertragen wird, wobei die nach Port 3 übertragene Energie Null ist. Deshalb sind^d'ie Energien in den Porten 4 und 2 gegeneinander um 90° phasenverschoben. Die Porte 3 bzw. 2 jedes Kopplers sind durch verhältnismäßig lange Abschnitte der Übertragungsleitungen 13 und 14, die eine Phasenverschiebung (> bewirken, mit den Porten 2 und 3 des anderen Kopplers verbunden. Die Phasenverschiebung φ jeder der Übertragungsleitungen ist wegen der Länge dieser Leitungen bei Frequenzabständen, die weiter unten noch definiert werden, genügend verschieden. Der Port 4 des dritten Kopplers 12 ist· durch die Übertragungsleitung 15 mit dem Port 4 des Kopplers 10 und der Port 2 des Kopplers 12 durch die gle'ichlange Übertragungsleitung 15 mit dem Port 4 des Kopplers 11 verbunden. Beide Übertragungsleitungen sind im Vergleich zu den Übertragungsleitungen 13 und 14 kurz, so daß angenommen werden kann, daß die bei den erwähnten Frequenzabständen bewirkte Phasenverschiebung nicht nennenswert different ist. * _t

Der Koppler 12 ist vorzugsweise ein 3 dB Koppler, so daß die an den Port 1 gelegte Spannung mit dem Faktor —r zum Port 4

^Γ2

und mit dem Fektor -j zum Port 2 übertragen wird. Es ist

νΊΓ .

. also festzustellen, daß sich die Signale im Port 1 des Kopplers 12 verknüpfen und keine Energie zu dem an den Port 3 ge-

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schalteten Lastwiderstand übertragen wird, wenn das Signal in einem Punkt I der Übertragungsleitung 15 im Verhältnis zu dem Signal in einem gegenüberliegenden und symmetrisehen Punkt II der Übertragungsleitung 16 amplitudengleich und um 90° phasenversetzt ist. Die notwendigen Bedingungen für die geforderte Amplitudengleichheit in den Punkten I und II werden bestimmt, indem man die an den Porten 1. der Koppler 10 und 11 liegenden Beiträge·der Signale A und B getrennt da- · rauf prüft, wie diese nach den Punkten I und II übertragen werden.

Beispielsweise wird das Signal A zwischen den Porten 2 und 4 des Kopplers 10 in den bereits oben erläuterten Verhältnissen geteilt. Ein gewisser Teil des im Punkt I auftretenden Signales A wird vom Koppler 12 zum Ausgang (output) übertragen. Der restliche Teil des Signals A in der Übertragungsleitung 14 wird zwischen den Porten 2 und 4 des Kopplers 11 geteilt, wobei der auf den Port 4 entfallende Signalanteil nach II übertragen und von dort aus in den Ausgang (output) eingekoppelt wird und der auf Port 2 entfallende Signalanteil zum Koppler 10 zurückübertragen wird, etc. Es ist unnötig, die vorliegende Beschreibung mit der ganzen Abfolge der sich noch ergebenden Teilungen und Rückteilungen zu belasten, weil bereits eine gutbekannte mathematische Beschreibung vorliegt. Das Signal in den Punkten I und II kann durch eine Analyse der Streuungsparameter der Bauteile des Netzwerkes oder durch eine sukzessive Wellenaddition in Form einer Reihenentwicklung des Signals A ausgedrückt werden,

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die die Kopplungsfaktoren o& und die Phasenverschiebung φ λ der Übertragungsleitungen 13 und 14 enthält. In ihrer zusammengefaßten Form sind also:

2 oG sin to* a*.

A₁ = d A -, e~^Ji)A, (1a)

¹ 1 - „C ^e ^⁰

(1b)

Es sei daran erinnert, daß der Koppler 12 zwischen den Porten 2 und"1 eine durch den Faktor -j angezeigte Phasennacheilung des Signales A₁₁ bewirkt, wohingegen die Übertragung des Signales Aj zwischen den Porten 4 und 1 ohne Phasenverschiebung erfolgt. Also sind die durch die Gleichungen (1a) und (1b) definierten Phasenlagen zur Verknüpfung im Port 1 des Kopplers 12 geeignet, und es werden die Amplituden der Signale Aj und Ajj unter folgenden Bedingungen gleich:

2 oC sin φ_Α

=s 1

1 -06Λ
oder (2)

— = sin φ_Α#

Es soll nun festgestellt werden, daß für oC^>O zwei Vierte Φ_Α existieren, die der Gleichung (2) genügen und bestimmt werden können zu φ_Α = φ₍^_Α bzw. Φ_Α = 1Γ - Φοα We**^{11 0}^ kleiner gemacht wird, nähern sich diese Werte immer mehr und konvergieren für φ_ηΑ = % und sin φ_ηΛ = 1 mit dem Wert cC = /ίΓ"- 1 ·

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Für Vierte, die größer als /If- 1 und kleiner als 1 sind, gibt es ein Frequenzband, über das die Gleichung (2) nicht exakt erfüllt wird, d.h. die Signale in I und II nicht genau gleich sind. Diese Ungleichheit ist vollkommen zu löschen und ruft eine Bandwelligkeit hervor, deren maximale Amplitude bei 0_A = jj? liegt. An dieser Stelle beträgt der Energieverlust:

P 1 ■ (3)

^{L 2} (1 )²

Mit größerwerdendem<L· wächst die Welligkeit, und es nimmt gemäß Gleichung (2) auch der entsprechende Wert von φ_ηΔ ab.

Die Gleichungen für das Signal B stimmen im wesentlichen mit denen für das Signal A überein, wenn man davon absieht, daß sie hinsichtlich der Bezugspunkte I und II vertauscht sind. Es ergibt sich also:

2 oü sin ί> ρ

—

1 -cjtf e

Der Koppler 12 bewirkt wiederum zv/ischen den Porten 2 und 1 eine durch den Faktor -j angezeigte Phasennacheilung des Signals B₁₁ um 90°, während das zwischen seinen Porten 4 und 1 übertragene Signal B₁ nicht in der Phase verschoben . wird. Also wird sich das durch die Gleichung (4a) definierte Signal B₁₁ mit dem Signal B₁ der Gleichung (4b) im Port 1 des Kopplers 12 nur verknüpfen, wenn gilt:

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oder . ο

1 -J^Z Γ5) sin ό_ΛΏ = - -ί ²^ ^⁷

Ein Vergleich der Gleichungen (2) und (5) zeigt daß ferner gilt:

^sin £oA ⁼ " ^{sin φ}0Β· ⁽⁶⁾

Die Gleichung (6) kann durch das in Fig. 1 dargestellte Netzwerk erfüllt werden, weil φ, wie in der Fig. 2 gezeigt wird, eine Funktion der Frequenz ist.. Speziell die Kennlinie 21 gibt den Phasen-/Frequenzgang der in Fig. 1 dargestellten Übertragungsleitung 13 und 14 wieder, deren Phasenverschiebungen als lineare Funktion der Frequenz mit einem Betrag abnehmen, der von der Länge der spsiellen Übertragungsleitung abhängt. Wenn man die Bezugsphasenverschiebung für eine Mittenfrequenz zwischen den Frequenzbändern A und 3 im Ursprung als Null definiert, kann die Phasenverschiebung für die verschiedenen Frequenzbänder als gegenphasig verlaufend betrachtet werden, d.h. gegenüber der Bezugsphasenverschiebung Null im Ursprung als für das untere Frequenzband B im vierten Quadranten positiv und das obere Frequenzband A im a/eiten Quadranten negativ.

Man erinnere sich, daß die Werte £q_A und φ_Οβ in der oben beschriebenen Weise durch den zulässigen Welligkeitsbetrag festgelegt werden. Die Fig. 2 zeigt, v/ie diese Werte auch die Bandbreite beeinflussen, die aus praktischen Gründen

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einfach als der Frequenzabstand zwischen Punkten definiert ist, die den Gleichungen (2) und (5) genügen. Es sei festgestellt, daß die verwertbare Bandbreite für eine gegebene Welligkeit etwas größer ist. Also ist die niedrigste Frequenz des Frequenzbandes A, die durch den Punkt 22 dargestellt wird, diejenige Frequenz, für die die Phasenverschiebungen der Übertragungsleitungen 13 und 14, wie mit Hilfe der Kennlinie 21 feststellbar ist, gleich φ_0Α sind. Die höchste im Punkt 23 dargestellte Frequenz des Bandes A und die niedrigsten und höchsten in den Punkten 24 bzw. 25 dargestellten Frequenzen des Bandes B werden durch ähnliche Projektionen auf die Abszisse bestimmt. Der minimale Abstand zwischen den Frequenzbändern entspricht annähernd der Frequenzdifferenz zwischen den Punkten 25 und 22. Die Fig. 2 zeigt ferner, warum die Bandbreite und Welligkeit in einer Wechselbeziehung stehen. Wenn also z.B. f_0A größer wird (entspricht einer Abnahme von cO ), verringert sich die Welligkeit, aber auch der Frequenzabstand zwischen den Punkten 22 und 23 und wächst der Abstand zwischen den Punkten 25 und 22. Eine größere Welligkeit hat also eine geringere Bandbreite und umgekehrt zur Folge.

In der Fig. 3ist nun die verbesserte erfindungsgemäße Schaltung dargestellt. Es wurden Bezugszahlen verwendet, die mit ■ den in der Fig. 1 verwendeten übereinstimmen, um entsprechende Bauteile zu benennen. Die Einfügung der Hohlraumresonatoren 31 bzw. 32 in die Ubertragungsleitungen 3 und 14 zwischen Tor 2 und 3 der Koppler 10 und 11 stellt eine Abänderung dar.

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·- 12 -

Der Hohlraumresonator 31 wird durch einen Ziöiilator 33 mit der durch den Fall bezeichneten Zirkulatäbnsrichtung derart an den Übertragungsweg 13 gekoppelt, daß die Energie vorn Port 2 des Kopplers 11 durch den Mittelport des Zirkulators gerichtet zum Hohlraumresonator 31 geführt und die von diesem reflektierte Energie gerichtet zum Port 3 des Kopplers 10 übertragen wird. Ganz ähnlich wird die Energie vom Port 2 des Kopplers 10 gerichtet durch den Mittelport des Zirkulators 34 zum Hohlraumresonator 32 geführt und die von diesem reflektierte Energie gerichtet zum Port 3 des Kopplers 11 .. übertragen.

Die Hohlraumresonatoren 31 und 32 können leitend begrenzte Hohlraumresonatoren sein, die entweder einzeln odermehrfach auf den UHF- und Mikrowellenfrequenzbereich abgestimmt sind. Die Leitungen zwischen dem Hohlraumresonator und dem Mittelport des Zirkulators v/erden nach allgemein bekannten Regeln gewählt, so daß ein Leerlauf den Mittelport bei der Resonanzfrequenz abzuschließen scheint. Dieser Leerlaufzustand definiert zwischen den eingangs- und ausgangsseitigen Porten des Zirkulators bei der erwähnten Resonanzfrequenz eine Bedingung für die Phasenverschiebung Null. Die Auswahl dieser Resonanzfrequenz wird später erläutert. Bei geringeren Frequenzen können die Resonanzschaltungen Netzwerke mit konzentrierten Elementen sein, die entweder in Parallel- oder Reihenresonanz oder einer Kombination davon arbeiten, vorausgesetzt, daß das Kriterium für die Phasenverschiebung Null bei Resonanz · entsprechend der oberen Definition festgelegt wird.

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Die Phase der entweder vom Hohlraumresonator 31 oder 32 reflektierten Signale verändert sich also als Funktion des Arcus-Tangens, „.der auf die Resonanzfrequenz des Hohlraumresonators bezogenen Signalfrequenz, so daß für die Grundform der Resonanz gilt:

1 Ul φ = - 2 tan"¹ 2Qf₀ (7)

In dieser Gleichung ist Q der Gütefaktor des Hohlraumresonators, Af die Differenz zwischen der Resonanzfrequenz und der Frequenz, für die die Phase ermittelt wird und Null ist die Resonanzfrequenz des Hohlraumresonators. Wenn f₀ als Mittenfrequenz zwischen den Frequenzbändern A und B gewählt wird, kann die reflektierte Phasenverschiebung entsprechend dem in Fig. 4 gezeigten Verlauf der Kennlinie 41 dargestellt werden. Die Steilheit der Kurve wird durch den Gütefaktor Q des Hohlraumresonators gesteuert, so daß ein gegebener Wert von φ einer wunschgemäß verstimmten Frequenz innerhalb weiter Grenzen zugeordnet werden kann. Verwendet man Werte von ^q und deshalb dieselbe Welligkeit, die in der Fig. 2 angenommen wurde, kann ein graphischer Vergleich zwischen der erfiniünsgemäßen und der nach dem Stande der Technik erhaltenen Bandbreite vorgenommen werden. Ein solcher Vergleich dient auch dazu, qualitativ begreiflich zu machen, wie die speziell geformte Reflexions-Phasencharakteristik mit den anderen Parametern der Schaltung zusammenwirkt, um die niedrigste durch den Punkt 42 gekennzeichnete Frequenz des Frequenzbandes A kleiner zu machen und die höchste durch den Punkt 43 gekennzeichnete Frequenz des Frequenzbandes A für eine vorgegebene Welligkeit zu erhöhen. Dieses Ergebnis hängt direkt von der in Form der Kennlinie 41 dargestellten

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Arcus-Tangens-Funktian ab, die den Frequenzabstand zwischen den für ein gegebenes p der Ordinate über die Kurve 41 auf die Abszisse projizierten Punkte 42 und 43 im Vergleich zu der entsprechenden Projektion der Punkte 22 und 23 über die in der Fig. 2 dargestellte Kennlinie vergrößert. Auch wird der verlangte Abstand zwischen den Frequenzbändern in der Fig. gegenüber der Fig. 2-kleiner.

In einem der erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen wird mit φ_ο~¥βΓΪβη in der Größenordnung von 20° gearbeitet, um Welligkeiten von etwa 1 dB zu erzeugen. Die in den Fig. 2 und 4 gezeigten Verhältnisse wurden aus Übungsgründen absichtlich übertrieben dargestellt. Ein qualitatives Bild der erfindungsgemäß erzielten Verbesserung kann aus der Erkenntnis abgeleitet werden, daß das Verhältnis der höchsten zu den niedrigst en Frequenzgrenzen des Frequenzbandes in Fig. 2 ungefähr

ist, wobei die Annäherung für kleine Werte von ^q gilt, während dasselbe Verhältnis bei dem in der Fig. 3 dargestellten Frequenzband

tan Il - φ_η

ist , wobei die Annäherung wiederum für kleine Werte von gilt. Wie die Fig. 4 offenbart, ist die erfindungsgemäß erzielte Bandbreite gegenüber der in der Fig. 2 dargestellten

..5 U *i! t J / U 9 w «

also im wesentlichen um den Faktor —r— größer. Speziell .für i> = 20° ist die Bandbreite viermal größer. Erfindungsgemäß ist es praktisch zulässig, die nach dem geschilderten Stand der Technik erreichbare' Bandbreite um den Faktor 6 zu strecken, ohne daß die Welligkeitstoleranz überschritten wird.

Die Fig. 5 zeigt typische Bandpasskennlinien von Kombinationsnetzwerken, bei denen der Energieverlust gegen die Frequenzabweichung (Verhältnis der Signalfrequenz zur Resonanzfrequenz der- Hohlraumresonatoren ) für wachsende Kopplungsfaktoren o6,, C^t₀ undftCz aufgetragen ist. Man beachte, daß für die mit dem größten Kopplungsfaktor qC^ erhaltenen größeren Bandweiten eine größere Welligkeit auftritt, und daß der kleinste Kopplungsfaktor o£-i die Welligkeit und die Bandbreite verkleinert.

Während bisher bevorzugt Zirkulatoren zur Gewinnung der Reflexionskennlinie der Hohlraumresonatoren verwendet wurden, zeigt die Fig. 6, wie das auch mit Hilfe zusätzlicher Richtungskoppler oder Hybriden geschehen kann. So sind in ihr die Bauteile abgebildet, die erfaderlich sind, um den Hohlraumresonator 31 und den Zirkulator 33 zwischen den Kopplern 10 und 11 zu ersetzen. Die Ersatzschaltung enthält einen weiteren Koppler 60, der ein 3 dB Koppler ist, und dessen konjugierte Porte an die Koppler 10 bzw. 11 angeschaltet sind. Die übrigen Porte sind jeweils durch die identi-

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sehen Hohlraumresonatoren 61 und 62 abgeschlossen. Es werden also identische Signale an die Hohlraumresonatoren·61 und 62 mit genau gleicher Reflexion gelegt, welch letztere einen Abgleich der ausgangsseitigen Porte des Kopplers 60 . bewirken. Der Koppler 63 und die Hohlraumresonatoren 64 und 65 ersetzen auf ähnliche "Weise den Zirkulator 34 und den Hohlraumresonator 32.

Im erfindungsgemäß bevorzugten Ausführungsbeispiel sind speziell gekoppelte Übertragungsleitungsrichtungskoppler beschrieben, weil ihre Breitbandigkeit und ihr variabler Kopplungsfaktoro£ den größten EntwurfsSpielraum bieten. Es können andere Formen von Kopplungsnetzwerken mit vier Porten und ähnlichen Kopplungseigenschaf ten verwendet v/erden. Es sollte noch festgestellt werden, daß Summen- und Differenzkopplungsnetzwerke, die allgemein als Hybriden bekannt sind, im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens verwendet werden können. Ihr fester Kopplungsfaktor betragt natürlich 3 dB. . ·

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Claims

¹⁷ " Fibber, R.E. 9-5

Patentansprüche

^! 1. /Netzwerk zum Verknüpfen oder Trennen elektromagnetischer

V ■

Energie, das einen ersten und zweiten wechselseitig zumindest minimal entkoppelten Netzwerkport und einen dritten mit jedem der ersten zwei Netzwerkporte gekoppelten Netzwerkport aufweist, mit drei Vierportkopplern mit je einem ersten Pat, der einen der Netzwerkporte bildet, wobei jeder zweite bzw. dritte Port des ersten Kopplers durch einen Übertragungsweg mit dem zweiten bzw. dritten Port des zweiten Kopplers verbunden und jeder vierte Port des ersten bzw. zweiten Kopplers mit einem anderen Port des dritten Kopplers verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk aufweist:

mindestens zwei reflektierende Resonanzschaltungen oder Hohlraumresonatoren (31, 32, 61, 62, 64, 65) und eine Kopplungsanordnung (33₁ 34, 60, 63) zum Anschalten einer reflektierenden Resonanzschaltung oder eines Hohlraumresonators (31, 32, 61, 62, 64, 65) an jeden der tJbertragungswege (13, 14), die den zweiten bzw. dritten Port" des ersten bzw. zweiten Kopplers miteinander verbinden.

2. Netzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk mit elektromagnetischer Energie in zwei verschiedenen Frequenzbändern arbeitet und jede der reflektierenden Resonanzschaltungen oder jeder der Hohlrauraresonatoren (31, 32, 61, 62, 64, 65) bei einer Mittenfrequenz zwischen den zwei Bändern in Resonanz ist.

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3. Netzwerk nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplungsfaktoren der Koppler (10, 11,- 12) und Phasenverschiebungen der reflektierenden Resonanz schaltungen oder Hohlraumresonatoren (31, 32, 61, 62, 64, 65) so aufgeteilt sind, daß Energie in verschiedenen Frequenzbändern, die in den ersten (1) des ersten (10) und zweiten (11) Kopplers eingekoppelt wird, phasengleich im dritten Koppler (12) bei zwei Frequenzen in jedem der Frequenzbänder kombiniert wird.

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