DE2364452C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Steuerung des Zündwinkels von Thyristoren eines Stromrichters nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine solche Einrichtung ist durch die DE-AS 12 76 804 bekannt geworden. Üblicherweise werden zur Steuerung des Zündwinkels von Thyristoren kurzzeitige Impulse angewendet, die eine Vielzahl von Oberwellen erzeugen. Diese Oberwellen müssen durch ein Filter auf der Netzseite des Stromrichters beseitigt werden. Die Unterdrückung der Oberwellen ist insbesondere wesentlich für Hochleistungs-Stromrichter, wie sie z. B. für eine Gleichstromübertragung verwendet werden. Sofern der Stromrichter unter normalen Bedingungen arbeitet, können die Frequenzen und Amplituden der durch den Stromrichter erzeugten Oberwellen im voraus bestimmt werden, so daß ein für die Beseitigung der einzelnen Oberwellen geeignetes Filter vorgesehen werden kann. Unter anormalen Umständen jedoch, z. B. wenn der Stromrichter an einem unsymmetrischen Wechselstromnetz arbeitet, können unerwartete Oberwellen nur sehr schwach mit dem vorhandenen Filter beseitigt werden. Trotzdem ist es unwirtschaftlich, ein zusätzliches Filter vorzusehen, das sich zur Unterdrückung aller dieser Oberwellen eignet.

Aus diesem Grund ist es wünschenswert, den Stromrichter so zu steuern, daß er sogar in einem anormalen Betriebszustand keine unerwünschten Oberwellen erzeugt. Ein wirksames Verfahren, um das Auftreten von derartigen unerwünschten Oberwellen zu verhindern, besteht darin, gleichmäßige Abstände zwischen den dem Stromrichter zugeführten Zündimpulsen einzuhalten. Bei einem bereits für diesen Zweck vorgeschlagenen Verfahren werden Zündimpulse dadurch erzeugt, daß die Ausgangsfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators geteilt wird, dessen Grundfrequenz ein vorbestimmtes Vielfaches der Frequenz des Wechselstromnetzes ist. Bei einem derartigen Verfahren wird zur Regelung eine Phasenverschiebung der Zündimpulse durch Ändern der Oszillatorfrequenz durchgeführt, indem die dem Oszillator zugeführte Spannung gesteuert wird. Z. B. wird in einer Veröffentlichung mit dem Titel "Der phasengeregelte Oszillator - ein neues Regelsystem für gesteuerte Stromrichter" in IEEE Transactions on Power Apparatus and Systems, Vol. PAS, März 1968, S. 859 bis 865, über ein Verfahren berichtet, bei dem eine sechspulsige Brückenschaltung durch einen spannungsgesteuerten Oszillator und einen Ringzähler so gesteuert wird, daß die Phase der Zündimpulse durch Ändern der Oszillatorfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators geändert wird. Nachteilig bei diesem zitierten Verfahren ist die Schwierigkeit, die Phase der Zündimpulse schnell zu ändern. Es fehlt eine hohe Ansprechempfindlichkeit, da jeder Versuch, den Stromrichter schnell nachzusteuern, die Schaltung außer Synchronismus bringt.

Durch die eingangs genannte DE-AS 12 76 804 ist ein Steuersatz zur Erzeugung von Zündimpulsen für einen an einem mehrphasigen Wechselstromnetz liegenden Stromrichter bekannt geworden. Hierbei ist ein Oszillator vorgesehen, der auf ein ganzzahliges Vielfaches der Netzfrequenz abgestimmt ist und der durch eine Regeleinrichtung mit der Netzfrequenz synchronisiert ist. Die Phasenlage eines von diesem Oszillator gelieferten Zündimpulses kann durch einen Phasenschieber verändert werden. Der Phasenschieber besteht aus mehren hintereinander geschalteten monostabilen Multivibratoren, deren Schaltzeiten durch eine Gleichspannung einstellbar sind. Die Durchlaufzeit durch diese Kette von Multivibratoren bestimmt die Phasenlage des Zündimpulses. Der von dieser Kette abgegebene Zündimpuls ist jedoch wegen möglicher Schwankungen der Schaltzeiten der monostabilen Multivibratoren nicht mehr in allen Fällen synchron mit der Netzfrequenz zumal auch die Phasenregelung des Oszillators nur einem Mittelwert des Phasenfehlers aller drei Netzphasen folgt. Im Gegensatz zur Erfindung sind jedoch bei der genannten Einrichtung die Zündimpulse nicht in eine Regelschleife zur Nachregelung der Oszillatorfrequenz mit einbezogen.

Die Verteilung der Zündimpulse mittels digitaler Schaltungen, wie zum Beispiel mit Ringzählern, ist an sich bei Einrichtungen zur Erzeugung von Zündimpulsen bekannt (ELEKTRIE 25 [1971] Heft 6, S. 201-202; IEEE Transactions on Power Apparatus and Systems, Vol. PAS-89, No. 5/6, May/June 1970, S. 723-732). Es findet sich aber auch bei diesen Veröffentlichungen von digitalen Schaltungen kein Hinweis auf die Einbeziehung der Zündimpulse in einen Regelkreis zur Synchronisation eines Oszillators (PLL), von dem die Zündimpulse hergeleitet werden.

Anhand der Fig. 1-3 wird die Notwendigkeit der Erfindung erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer Thyristorbrücke;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines bekannten Zündimpulserzeugers;

Fig. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Impulserzeugers nach Fig. 2;

Fig. 1 zeigt eine typische 3-Phasen-Vollwellen-Thyristorbrücke mit einem Drehstromnetz E _U , E _V und E _W , einem Transformator TR und Thyrostorzweigen V ₁-V ₆ der 3-Phasen- Vollwellen-Brücke. Die Abkürzung APPS wird für einen Zündimpulserzeuger verwendet, der die Eingangssignale E _U , E _V und E _W aufnimmt und Zündimpulse P ₁-P ₆ erzeugt, die eine vorbestimmte Phasenbeziehung zu den Phasenspannungen E _U , E _V und E _W besitzen, wodurch die entsprechenden Zweige V ₁-V ₆ gezündet werden.

Ein APPS besteht im allgemeinen Fall aus einer in Fig. 2 dargestellten Schaltung. Die Zeichnung zeigt Transformatoren PT ₁, PT ₂ und PT ₃, Signalformer F ₁-F ₆ zur Bildung von Rechtecksignalen aus den Phasenspannungen, Integrierer I ₁-I ₆, Vergleicher C ₁-C ₆, und eine Steuerspannung E _c. Aus den Gründen der Übersichtlichkeit sind strichliniert umrahmte Schaltungsteile zum Drehstromnetz 1 und zu einem Pulsphasenschieber-Teil 2 zusammengefaßt.

Das Prinzip, nach dem der Zündimpuls P ₃ für den Zweig V ₃ der Thyristorbrücke erzeugt wird, wird in Fig. 3 anhand von durch ausgezogene Linien dargestellten Signalen gezeigt, die die Ausgangsspannungen der einzelnen Baueinheiten der Schaltung von Fig. 2 repräsentieren. Die Netzspannung zwischen den Phasen U und V wird in den Transformator PT ₂ eingespeist, so daß nach Fig. 3 die Ausgangsspannung PF ₃ des Signalformers F ₃ erzeugt wird. Diese Ausgangsspannung wird in den Integrierer I ₃ eingespeist, wodurch das Signal PI ₃ erzeugt wird. Der Vergleicher C ₃ gibt in dem Zeitpunkt einen Impuls ab, in dem PI ₃ gleich der Steuerspannung E _c ist, so daß der Zündimpuls P ₃ des Thyristors V ₃ im Punkt P ₃ erhalten wird. Wie Fig. 3 anhand der ausgezogenen Linien eines Impulszuges P _t zeigt, werden Impulse P ₁-P ₆ bei genau 60° erzeugt, wenn das Wechselstromnetz symmetrisch ist. Wenn jedoch in einem angenommenen Fall das Wechselstromnetz so unsymmetrisch ist, daß sich die Spannung E _v der Phase V auf E _V ′ verringert, wie in Fig. 3 durch Strichlinie dargestellt ist, werden infolgedessen die in Strichlinie dargestellten Impulse erzeugt, mit dem Ergebnis, daß die Phase des Zündimpulses P ₃ des Zweiges V ₃ um α verzögert wird. In ähnlicher Weise werden auch die Phasen der anderen Zündimpulse geändert, so daß die Impulsabstände wie gezeigt unregelmäßig werden, wogegen die Phasenlagen der Impulse P ₁ und P ₄ unverändert bleiben.

Im symmetrischen Zustand der drei Phasen werden im Stromrichter theoretisch die fünfte, siebte, elfte, dreizehnte, . . . (6n±1)te Oberwelle erzeugt, während die übrigen Oberwellen einschließlich der dritten, neunten usw. nicht erzeugt werden. Für einen derartigen Stromrichter wird deshalb üblicherweise angenommen, daß es ausreichend ist, wenn ein Überbrückungsfilter auf der Wechselstromseite des Transformators vorgesehen wird, um die höheren Oberwellen zu dämpfen. Im Falle einer 3-Phasen-Unsymmetrie, in Fig. 3 durch Strichlinie dargestellt, werden jedoch die dritte, neunte usw. Oberwellen zusätzlich erzeugt, wodurch die Phasenspannungen des Wechselstromnetzes verzerrt werden. Insbesondere wenn das Wechselstromnetz eine große Impedanz besitzt, wird der Betrieb des Stromrichters wegen der verzerrten Phasenspannungen gestört.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Einrichtung zur Steuerung des Zündwinkels von Thyristoren eines Stromrichters, der von einem Dreiphasen-Wechselstromnetz gespeist ist und entsprechend den Angaben des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1 aufgebaut ist, zu schaffen, die mit der Netzfrequenz starr synchronisierte Zündimpulse liefert, die untereinander gleiche Abstände aufweisen, und wobei die Einrichtung eine hohe Ansprechgeschwindigkeit zur Ausregelung von Netzfrequenz-Schwankungen aufweist.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale.

Zweckmäßige Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind im Anspruch 2 angegeben.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung Fig. 4 bis 8 näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 4 ein Blockschaltbild zur Erläuterung der grundlegenden Wirkungsweise einer erfindungsgemäßen Einrichtung;

Fig. 5 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 6 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Erfindung nach dem Ausführungsbeispiel entsprechend Fig. 5;

Fig. 7 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung; und

Fig. 8 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels nach Fig. 7.

Bei dem in Fig. 4 gezeigten Blockschaltbild wird ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) zur Lieferung einer mit dem Wechselstromnetz synchronen Wechselspannung verwendet, die nach Durchlauf eines Ringzählerteils RC im Pulsphasenschieber-Teil 2 zur Wirkung kommt.

Wie Fig. 4 zeigt, wird die Rechteckspannung, die von der Ausgangsspannung des Oszillators VCO durch Umformung gebildet ist, nicht direkt in den Pulsphasenschieber eingespeist. Die Ausgangsspannung des phasengeregelten Oszillators, der synchron mit dem Wechselstromnetz arbeitet und eine Frequenz besitzt, die gleich einem vorbestimmten Vielfachen der Frequenz des Wechselstromnetzes ist, wird statt dessen in einen Ringzähler eingegeben und dadurch wird deren Frequenz durch einen vorbestimmten Teiler geteilt und anschließend dem Pulsphasenschieber-Teil 2 nach Fig. 2 zugeführt. Wie in der dem Stand der Technik entsprechenden Schaltung nach Fig. 2 wird die Ausgangs-Impulsphase durch die Steuerspannung E _c eingestellt und die Impulsabstände werden durch den spannungsgesteuerten Oszillator bestimmt. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO muß hierbei nur den langsamen Frequenzänderungen des Wechselstromnetzes folgen, damit der zwischen beiden hergestellte Synchronismus nicht verlorengeht.

Die auf die sechspulsige Brückenschaltung angewandte Erfindung wird anhand eines in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiels erläutert. Die in Fig. 4 gezeigten Schaltungsteile werden zwischen dem Drehstromnetz 1 und dem Pulsphasenschieber-Teil 2 der Fig. 2 eingefügt. Nach der Zeichnung werden die Ausgangssignale der Signalformer F ₁-F ₆ der Fig. 2 über auf beiden Seiten angeschlossene Zuführungsleitungen in Differenzierer D ₁-D ₆ nach Fig. 4 eingespeist, während die Ausgangssignale von Flipflops FO ₁-FO ₆ nach Fig. 4 in die entsprechenden Integrierer I ₁-I ₆ der Fig. 2 eingespeist werden. Nur die positiven Ausgangsimpulse der Differenzierer D ₁-D ₆ gelangen an die Setzeingänge von Flipflops FF ₁-FF ₆ in der nächsten Stufe, wodurch diese gesetzt werden. Die Flipflops FF ₁-FF ₆ werden durch Anlegen von Ausgangssignalen aus Flipflops RC ₂, RC ₃ . . . , RC ₆, RC ₁, die einen Ringzähler RC bilden, an Rücksetzeingänge R zurückgesetzt. Die Breite oder Zeitdauer der Ausgangssignale der sechs Flipflops FF ₁-FF ₆ oder die Größe der zugehörigen Spannungen ist proportional dem Phasenunterschied zwischen der Spannung des Wechselstromnetzes 1 und dem Ausgangssignal des Ringzählers RC. Ein Addierer AD dient zum Addieren der Ausgangsspannungen dieser sechs Flipflops. DF ist ein Differenzverstärker, der ein Ausgangssignal erzeugt, das den Unterschied zwischen dem in die Klemme PH eingespeisten Phasenwert und dem Ausgangssignal des Addierers AD darstellt. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers DF wird durch ein Filter FL geglättet, durch einen Gleichspannungsverstärker A verstärkt und in den spannungsgesteuerten Oszillator VCO eingespeist, der auf einer Frequenz schwingt, die proportional zu der an ihn angelegten Spannung ist. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO wird in den Ringzähler RC eingespeist. Dieser Ringzähler RC enthält Flipflops RC ₁-RC ₆, an deren Rücksetzeingängen R das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO angelegt wird, während jeder Setzeingang S mit Ausgangssignaländerungen eines unmittelbar benachbarten Flipflops RC ₁-RC ₆ beaufschlagt wird, wobei nur jeweils eines der sechs Flipflops sich im Zustand "1" befindet. Jedesmal, wenn ein Impuls aus dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO ankommt, durchläuft der Zustand "1" die Flipflops in der Reihenfolge RC ₁-RC ₆. FO ₁-FO ₆ stellen Flipflops mit Setzeingängen S und Rücksetzeingängen R dar. Das Flipflop FO ₁ wird durch das Ausgangssignal des Flipflops RC ₁ gesetzt und durch das Ausgangssignal des Flipflops RC ₄ zurückgesetzt; Flipflop FO ₂ wird durch das Ausgangssignal des Flipflops RC ₂ gesetzt und durch das Ausgangssignal des Flipflops RC ₅ zurückgesetzt usw.

Die Ausgangssignale der Flipflops FO ₁-FO ₆ werden in entsprechende Integrierer I ₁-I ₆ eingespeist, die wie in Fig. 2 bezeichnet sind.

Die Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 4 wird nun erläutert. Der mittlere Ausgangsspannungswert des Addierers AD ist proportional zum Phasenunterschied zwischen den Phasenspannungen des Wechselstromnetzes 1 und des Ausgangssignals des RC, und ein vorbestimmter Wert des Phasenunterschiedes wird bei der Klemme PH eingespeist. Wenn das Ausgangssignal des Ringzählers gegenüber den Phasenspannungen des Wechselstromnetzes mehr als der vorbestimmte Wert phasenverzögert ist, ist das Ausgangssignal des Addierers AD größer als die Spannung an der Klemme PH, so daß das Ausgangssignal des Gleichstromverstärkers A und damit die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO vergrößert wird, wodurch der Phasenunterschied verringert wird. Für den Fall, daß das Ausgangssignal des Ringzählers RC gegenüber den Phasenspannungen um weniger als den vorbestimmten Wert verzögert ist, wird die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO verringert, verbunden mit einer Phasenverzögerung. Als Folge davon wird der Phasenunterschied auf den vorbestimmten Wert an der Klemme PH abgesenkt. Wenn sich die Frequenz des Wechselstromnetzes ändert, verliert das Ausgangssignal des Ringzählers allmählich den Phasensynchronismus mit dem synchronen Wechselstromnetz 1 falls die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO fest ist, mit dem Ergebnis, daß die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO aus demselben Grund wie zuvor geändert wird, wodurch bei einer Frequenzänderung dieselbe Phasenbeziehung wie zuvor beibehalten wird. Wenn die vorbestimmte Phasendifferenz z. B. 60° beträgt, befindet sich das Ausgangssignal des Flipflops RC ₂ 60° elektrisch hinter dem Ausgangssignal des Signalformers F ₁, so daß das Ausgangssignal des Flipflops RC ₁ 60° vor dem Ausgangssignal des Flipflops RC ₂ ist und in Phase mit dem Ausgangssignal des Signalformers F ₁. Da das Flipflop FO₁ durch das Flipflop RC ₁ gesetzt und durch das Flipflop RC ₄ zurückgesetzt wird, hat das Flipflop FO ₁ eine Ausgangssignalbreite von 180° wie der Signalformer F ₁, so daß sein Ausgangssignal in Phase ist mit dem Ausgangssignal des Signalformers F ₁. In ähnlicher Weise sind die Ausgangssignale der Signalformer F ₁-F ₆ für den Fall, daß das Wechselstromnetz 1 symmetrisch ist, in Phase mit den Ausgangssignalen der entsprechenden Flipflops FO ₁ bis FO ₆, wobei sie dieselbe Signalform besitzen. Wenn andererseits das Wechselstromnetz unsymmetrisch ist, werden die Ausgangssignale der Flipflops FF ₁-FF ₆ trotz der Tatsache, daß sie verschieden sind, durch das Filter FL so geglättet, daß der Oszillator VCO seine stabile Schwingung beibehält, so daß die Ausgangssignale von RC ₁-RC ₆ und damit jene der Flipflops FO ₁-FO ₆ mit genau 60°-Abständen erzeugt werden.

Aus dem Gesagten geht hervor, daß sich nicht nur die Impulsphase in Bezug auf die Steuerspannung E _c wie in der Schaltung von Fig. 2 sehr schnell ändert, sondern daß auch Impulse mit 60°-Abständen sogar dann sehr genau erzeugt werden, wenn das Wechselstromnetz unsymmetrisch ist. So wird die Entstehung von unerwünschten Oberwellen verhindert.

Bei einer Anordnung nach Fig. 4 ist es für den Fall, daß der Pulsphasenschieber-Teil 2 sechs Phasenschieber aufweist, unmöglich, Impulse mit exakt gleichen Abständen zu erhalten, wenn die sechs Phasenschieber nicht völlig übereinstimmen.

Dieser Nachteil wird durch das in Fig. 5 dargestellte Ausführungsbeispiel vermieden. Dieses Ausführungsbeispiel enthält einen digitalisierten Pulsphasenschieber-Teil 2. Ferner wird ein phasengeregelter Oszillator verwendet, der zwischen dem Drehstromnetz 1 und dem Pulsphasenschieber- Teil 2 zum Erzeugen von Synchronisierimpulsen mit gleichen Abständen eingefügt ist, um die Frequenz von Taktimpulsen des Zählers in Abhängigkeit vom Drehstromnetz derart zu ändern, daß immer Impulse bei einem vorbestimmten elektrischen Winkel erzeugt werden, sogar dann, wenn sich die Frequenz des Wechselstromnetzes ändert. Die Arbeitsweise des betrachteten Ausführungsbeispiels wird unten genau erläuert.

Das Ausführungsbeispiel der Fig. 5, in der die Signalformer F ₂, F ₄ und F ₆ zwecks einfacherer Darstellung weggelassen sind, kann diesbezüglich dieselbe Anordnung wie die Schaltung von Fig. 4 enthalten. Außerdem kann der Teil des Drehstromnetzes 1 allein aus dem Signalformer F ₁ derart bestehen, daß pro Periode ein Synchronisiersignal in den phasengeregelten Oszillator eingespeist wird. Dadurch kann nicht nur der Teil des Drehstromnetzes 1, sondern auch die Eingangsschaltung des spannungsgesteuerten Oszillators stark vereinfacht werden. Die Vereinfachung erfordert aber andererseits, daß die Zeitkonstante des Filters FL erhöht werden muß. Diese Maßnahme stellt jedoch kein Hindernis bei der Lösung der Aufgabe der Erfindung dar, Zündimpulse mit gleichen Abständen zu erzeugen. Weiterhin beeinflußt die Ansprechverzögerung des phasengeregelten Oszillators, die aus der erhöhten Zeitkonstante des Filters FL resultieren kann, die Charakteristik der Anordnung nicht wesentlich ungünstig.

Fig. 5 zeigt eine 3-Phasen-Vollweg-Brückenschaltung wie in Fig. 4 und weist auf: einen 8-Bit-Binärzähler CU und einen 1-Bit-Binärzähler CU′. UDC ist ein Vor-Rückwärts-Zähler, das ist ein 2- Bit-Binärzähler, dessen gespeicherte Zahl bei Anlegen eines Überlaufimpulses aus dem Zähler CU jedesmal um 1 erhöht wird, während sie bei jedem ankommenden Ausgangsimpuls aus einem Vergleicher COM, der später beschrieben wird, um 1 erniedrigt wird. Der Vergleicher COM vergleicht die 10-Bit-Binärzahl, die die Ausgangssignale des Zählers CU und des Vor-Rückwärts-Zählers UDC enthält, mit der in die Pulsphasenbestimmungs-Klemmen DN eingespeisten Binärzahl DNN (Fig. 6); falls die erstere größer als die letztere ist, erzeugt der Vergleicher ein Ausgangssignal. RC′ stellt einen 3-Bit-Ringzähler dar.

Abweichend von der Schaltung nach Fig. 4, die 6 Flipflops FF ₁ bis FF ₆ zum Anzeigen des Phasenunterschiedes enthält, wie früher erwähnt wurde, umfaßt das betrachtete Ausführungsbeispiel nur 3 Flipflops für diesen Zweck. Dies ist deshalb möglich, weil ihr einziger Zweck darin besteht, den Phasenunterschied zwischen den Phasenspannungen und dem Ausgangssignal des Oszillators festzustellen, wobei der minimale Aufwand aus einem einzelnen Flipflop besteht. Je weniger Flipflops jedoch verwendet werden, desto größer wird die Welligkeit des Eingangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators, so daß die Zeitkonstante des Filters FL erhöht werden muß. Wenn drei Flipflops verwendet werden, werden dementsprechend drei zugehörige Differenzierer D ₁, D ₃ und D ₅ eingesetzt, die die zugehörigen Ausgangssignale der Signalformer F ₁, F ₃ und F ₅ nach Fig. 2 aufnehmen. Die Flipflops FF ₁, FF ₃ und FF ₅ werden durch die Ausgangssignale der Differenzierer D ₁, D ₃ und D ₅ gesetzt und durch die Ausgangssignale der Flipflops RC ₁′, RC ₃′ und RC ₅′ zurückgesetzt.

Unter der Annahme, daß die Ausgangsfrequenz des Zählers CU′ gleich 3f ₀ oder dreimal der Frequenz f ₀ des Wechselstromnetzes ist, wird jedes der Bit-Ausgangssignale der Ringzählerstufen RC ₁′, RC ₃′ und RC ₅′ nacheinander innerhalb einer Periode des Wechselstromnetzes erzeugt. Bei der Realisierung sollten die Änderungen der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators um die Mittenfrequenz 2⁹ × 3f ₀ stattfinden. Mit anderen Worten, wenn das Ausgangssignal des Differenzverstärkers DF der vorbestimmte Wert ist, beträgt die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 2⁹ × 3f ₀. Da dieses Ausführungsbeispiel denselben Regelkreis wie die Anordnung der Fig. 4 hat, ist die Arbeitsweise des Oszillators derart, daß die Phasenbeziehung zwischen den Ausgangssignalen der Flipflops RC ₁′, RC ₃′ und RC ₅′ mit den Phasenspannungen durch die in die Klemme PH eingespeiste Spannung bestimmt ist. Der Zähler CU erzeugt eine Ausgangsfrequenz, die gleich der doppelten Frequenz des Ausgangssignals des Zählers CU′ ist, d. h. seine Frequenz ist 6f ₀, und er arbeitet genau bei 60°. Weiterhin kann der Zeitpunkt, in dem der Zähler CU überläuft und auf Null zurückkehrt, so gewählt werden, daß er mit dem Zeitpunkt übereinstimmt, in dem die Wechselspannung Null ist. Wenn die kaskadierten Zähler CU und UDC so gelassen werden, wie sie sind, setzen sie ihre Zählweise mit der Periode 240° (2² × 60°) fort. Wenn jedoch die gezählte Zahl die in die Klemmen DN eingespeiste Zahl DNN übersteigt, erzeugt der digitale Vergleicher COM einen Impuls, wodurch die durch den Zähler UDC gezählte Zahl um 1 verringert wird. Da diese 1-Zählung 60° entspricht, werden die kaskadierten Zähler CU und UDC um 60° zurückgestellt, um dann die Zähloperation fortzusetzen. Wenn somit die in die Klemmen DN eingespeiste Zahl DNN konstant ist, erhält man als Ausgangssignal des Vergleichers COM Impulse mit exakt 60°-Abständen. Dieses Ausgangssignal wird durch den 6-Bit-Ringzähler RC in 6 Phasen aufgeteilt, so daß die Zündimpulse P ₁-P ₆ erzeugt werden. Die genannte Operation ist in Fig. 6 dargestellt. In dieser Darstellung zeigt E _A die Phasenspannungen E _U , E _V und E _W des 3-Phasen-Wechselstromnetzes, wobei CU-Zählungen durch den Zähler CU durchgeführt werden, wie in der Ordinate ausgedrückt wird. Es wurde bereits erwähnt, daß der Zeitpunkt, wann der Zähler überläuft und auf Null zurückkehrt, in Übereinstimmung gebracht wird mit dem Nullpunkt der Wechselspannung, indem die in die Klemme PH eingespeiste Spannung richtig eingestellt wird. Das durch C dargestellte Signal repräsentiert auf der Ordinate die Anzahl der Zählungen, die durch die kaskadierten Zähler CU und UDC durchgeführt werden. Wenn diese Zahl die Zahl DNN übersteigt, die bei den Phasenbestimmungs-Klemmen DN eingespeist wird, erzeugt der Vergleicher COM einen Impuls, worauf die Zahl der durch die Zähler durchgeführten Zählungen um eine Zahl verringert wird, die 60° entspricht. Die Zähler setzen die Zähloperationen fort und wenn die Zahl DNN erneut überschritten wird, wird wiederum ein Impuls erzeugt. Das Diagramm von Fig. 6 stellt einen Fall dar, in dem die Zahl DNN für jede Zeitperiode T ₁, T ₂ und T ₃ verschieden ist, wobei α ₁ den der Zahl DNN entsprechenden Steuerwinkel für die Periode T ₁ zeigt. Durch Verteilen des Ausgangssignals des Vergleichers COM durch den Ringzähler RC auf sechs Pulse sind die Zündpulse P ₁-P ₆ für die entsprechenden Zweige der Thyristorbrücke erhältlich.

In der Anordnung von Fig. 5 entspricht eine Zählung des Zählers CU 60°/2⁸ = 0,234°, so daß eine sehr genaue Phasenregelung möglich ist. Diese Genauigkeit der Phasenregelung kann weiter erhöht werden, indem die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO und die Zahl der Bits des Zählers CU erhöht wird. Die Kosten der Anordnung können nach Wunsch verringert werden, indem die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO und die Zahl der Bits des Zählers CU erniedrigt werden. Außerdem erzeugt diese Anordnung Impulse mit genau regelmäßigen Abständen von 60°, wenn die in die Klemme DN eingespeiste Zahl DNN fest ist. Demgemäß werden nicht nur unerwünschte Oberwellen wie in der Anordnung von Fig. 4 unterdrückt, sondern es wird auch eine hohe Empfindlichkeit des Phasenschiebers erreicht, indem einfach der vorbestimmte Wert der in die Klemmen DN eingespeisten Zahl DNN geändert wird. Weiterhin werden die Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Oszillators VCO, der als Taktgeber für den Zähler CU dient, immer in Synchronismus mit dem Wechselstromnetz gehalten.

Als Folge davon werden durch Beibehalten des fest eingestellten vorbestimmten Wertes DNN Zündimpulse mit gleichem elektrischen Winkel erzeugt, unabhängig von Frequenzänderungen des Wechselstromnetzes.

Trotz der genannten ausgezeichneten Eigenschaften der in Fig. 5 gezeigten Anordnung bietet die Verwendung des Ringzählers zum Verteilen der Ausgangspulse P ₁-P ₆ in unerwünschter Weise die Gelegenheit, daß Störungen die Impulsabstände beeinflussen. Obwohl es möglich ist, diese Beeinflussung zu verhindern, bleibt die Tatsache bestehen, daß dies ein Nachteil der Anordnung von Fig. 5 ist.

Ein Ausführungsbeispiel zum Vermeiden des Nachteils der Anordnung nach Fig. 5 ist in Fig. 7 dargestellt. In dieser Anordnung ist die Mittenfrequenz des Ausgangssignals des Zählers CU wie in der Anordnung von Fig. 5 gleich der 6fachen Frequenz des Wechselstromnetzes oder 6f ₀. Das Ausgangssignal der ersten Stufe RC ₁′ des Ringzählers RC′ wird durch die gleiche Steueroperation wie in Fig. 4 auf eine Phase von 60° hinter dem Signal F ₁ gesetzt, so daß der Anstieg des Signals F ₁ mit demjenigen des Ausgangssignals des Zählers RC ₆′ zusammenfällt. Der Zähler C 1-C 3 enthält drei 2-Bit-Zähler, deren jeder das Überlauf- Ausgangssignal des Zählers CU zählt, aber durch ein Signal aus dem Ringzähler RC′ zurückgesetzt wird, das verschiedene Bitwertigkeiten darstellt. Die Anordnung enthält ferner ODER-Schaltungen OR ₁₄, OR ₂₅ und OR ₃₆, die ein "1"-Signal erzeugen, wenn eines der eingespeisten Signale "1" ist, ferner Differenzierer DF ₁-DF ₃. Die Zähler CU ₈ und CU ₉ werden durch Anstiegsimpulse aus den Zählern RC ₃′ und RC ₆′ zurückgesetzt, die Zähler CU ₈′ und CU ₉′ durch die Impulse aus den Zählern RC ₁′ und RC ₄′ sowie die Zähler CU ₈ und CU ₉″ durch die Impulse aus den Zählern RC ₂′ und RC ₅′. Die Zahl der in den kaskadierten Zähler CU, CU ₈ und CU ₉ durchgeführten Zählungen wird durch ein Signal C ₁ in Fig. 8 dargestellt. In ähnlicher Weise ist Signal C ₂ durch die Kombination CU, CU ₈′ und CU ₉′ gegeben, und Signal C ₃ durch die Kombination CU, CU ₈″ und CU ₉′′.

Der digitale Vergleicher COM erzeugt wie in der Anordnung der Fig. 5 dann einen Impuls, wenn die Zahl der in den Zähler CU und C 1-C 3 durchgeführten Zählungen den in die Klemmen DN eingespeisten vorbestimmten Phasenwert DNN übersteigt. Unter den Eingangssignalen des Vergleichers COM werden denjenigen, die das neunte und das zehnte Bit, d. h. 2⁸ und 2⁹, darstellen, die ausgewählten Ausgangssignale der drei Zählerstufen von C 1-C 3 aufgeprägt, während das Ausgangssignal des Vergleichers COM im 3-Bit-Ringzähler RC durch 3 geteilt wird, wodurch 3 Pulse RC ₁₄, RC ₂₅ und RC ₃₆ erzeugt werden (vgl. Fig. 8). Die Ausgangssignale der drei Zähler von C 1-C 3 werden selektiv in den digitalen Vergleicher COM über die ODER-Schaltungen OR ₈ und OR ₉ sowie über die UND-Schaltungen AN ₇-AN ₁₂ eingespeist. Die UND-Schaltungen AN sind so ausgebildet, daß sie nur dann ein "1"-Signal abgeben, wenn beide Eingangssignale "1" sind. Unter der Annahme, daß RC ₃₆ ein "1"-Impuls ist, sind beide Impulse RC ₁₄ und RC ₂₅ "0", so daß beide Ausgangssignale der UND- Schaltungen AN ₉-AN ₁₂ ebenfalls "0" sind. Als Folge davon werden die Zählerstände der Zähler CU ₈ und CU ₉ in den Vergleicher COM eingespeist. Mit anderen Worten, C ₁ und DNN in Fig. 7, 8 werden miteinander verglichen. Wenn C ₁ den vorbestimmten Wert DNN übersteigt, erzeugt der Vergleicher COM einen Impuls, so daß der Ringzähler seinen Zustand um "1" ändert, wodurch das Signal RC ₁₄ "1" wird. Auf diese Weise werden die Signale RC ₁₄ und RC ₃₆ auf "1" geändert, indem ein Vergleich C ₁ und DNN und zwischen C ₃ und DNN durchgeführt wird, mit dem Ergebnis, daß die Impulse RC ₁₄, RC ₂₅ und RC ₃₆ äquivalent zu den Kombinationen P ₁ und P ₄, P ₂ und P ₅, sowie P ₃ und P ₆ erzeugt werden. Die Schaltung PS und die UND- Schaltungen AN ₁-AN ₆ in Fig. 7 sind zum Zweck der Verteilung des Ausgangssignals des Ringzählers RC auf die Kombinationen P ₁ und P ₄, P ₂ und P ₅ sowie P ₃ und P ₆ vorgesehen. Die Schaltungsglieder N in der Schaltung PS dienen zur Umkehrung der Polarität der Eingangsimpulse.

Die Ausgangssignale U, , V, , W und der Schaltung PS sind an die Eingangsklemmen angeschlossen, die durch ähnliche Symbole wie die UND-Schaltungen AN ₁-AN ₆ bezeichnet sind, während PS Eingangssignale F ₁, F ₃ und F ₅ wie die Differenzierer D ₁, D ₃ und D ₅ aufnimmt. Im Diagramm von Fig. 8 wird angenommen, daß ein Ausgangssignal der UND-Schaltung AN ₁, d. h. ein Ausgangssignal von RC ₁₄, während des "1"-Zustandes von F ₁ erzeugt und als P ₁ definiert wird, und daß ein Ausgangssignal der UND-Schaltung AN ₄ während des "0"-Zustandes von Signal F ₁ oder des "1"-Zustandes von Signal erzeugt und als P ₄ definiert wird usw. Die sich ergebenden Signale P ₁ bis P ₆ sind in Fig. 8 dargestellt.

Aus der obigen Beschreibung ist ersichtlich, daß die Anordnung der Fig. 7 Impulse aus dem Vergleicher COM in Signale P ₁-P ₆ aufteilt. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß jedes Teilglied der Schaltung für sich betrachtet werden kann, da die Phase des Ausgangssignals des Zählers CU in einem geschlossenen Regelkreis einschließlich des spannungsgesteuerten Oszillators unabhängig vom vorbestimmten Wert DNN bestimmt ist. Weiterhin werden im Ausführungsbeispiel der Fig. 7 trotz der Tatsache, daß Rauschen eine fehlerhafte Zählung des Ringzählers RC verursachen kann, die Zündimpulse nicht in der Phasenlage gestört wie in der Anordnung von Fig. 5. Der Grund für diesen Vorteil wird mit Bezug auf Fig. 8 erläutert. Unter der Annahme, daß dann, wenn RC ₃₆ "1" ist und das Signal C ₁ mit dem Signal DNN verglichen werden soll, Rauschen in den Ringzähler RC eingespeist wird, wird RC ₃₆ auf "0" verringert, während das Signal RC ₁₄ in den "1"-Zustand gebracht wird. Anstelle der Zähler CU ₈ und CU ₉ werden die Zähler CU ₈′ und CU ₉′ verwendet, so daß das Signal DNN mit dem Signal C ₂ verglichen wird, wodurch ein Sprung von der Charakteristik von C ₁ auf die des Signals C ₂ erfolgt. Dies äußerst sich im Verlust entweder des Zündimpulses P ₁ oder P ₄, die durch Vergleich zwischen C ₁ und DNN erzeugt werden sollen. Die Tatsche jedoch, daß die Beziehung zwischen dem Zähler C 1-C 3 und den UND-Schaltungen AN ₁ bis AN ₆ wie zuvor beibehalten wird, erlaubt eine genaue Erzeugung des nächsten Zündimpulses. Wie oben erwähnt, wird das durch das Ausführungsbeispiel der Fig. 5 gegebene Problem überwunden, daß Rauschen den Verlust eines der Zündimpulse bewirkt. Obwohl der vollständige Verlust eines Zündimpulses zu einem Kommutatorfehler im Wechselrichterbetrieb und zu einer verringerten Ausgangsspannung im Gleichrichterbetrieb führt, bedeutet der Verlust nur eines Zündimpulses noch keine nennenswerten Einfluß auf den tatsächlichen Betrieb derartiger Schaltungen.

Zusammenfassend werden durch Verteilen eines Ausgangssignals eines Oszillators erfindungsgemäß Zündimpulse erzeugt, die sogar im Fall einer Phasenabweichung in exakt gleichmäßigen Abständen auftreten, wodurch unerwünschte Oberwellen verhindert werden.

Der digitale Vergleicher COM in den Ausführungsbeispielen der Fig. 5 und 7 kann durch eine Anordnung ersetzt werden, in der das Zählerausgangssignal durch einen DA-Umsetzer in eine Analogspannung umgesetzt wird, wodurch der vorbestimmte Phasenwert in Form einer Analogspannung gegeben ist.

Ferner kann anstelle des Zählers CU′ und des Ringzählers RC′ in der Anordnung der Fig. 5, um Rücksetzimpulse für Flipflops zu erzeugen, der 6-Bit-Ringzähler C 1-C 3 wie in der Schaltung nach Fig. 7 verwendet werden.

Claims (3)

1. Einrichtung zur Steuerung des Zündwinkels von Thyristoren eines Stromrichters, der von einem Dreiphasen-Wechselstromnetz gespeist ist, mit

• - einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zur Lieferung einer Oszillatorfrequenz,
• - einem Phasenvergleicher, an dem eine Spannung des Dreiphasen-Wechselstromnetzes und die Oszillatorfrequenz anliegen zur Synchronisierung der Oszillatorfrequenz mit der Frequenz der Wechselspannung,
• - einem Frequenzteiler zur Teilung der Oszillatorfrequenz durch einen vorgegebenen Faktor, und
• - einem Impulsverteiler (RC), der vom Frequenzteiler angesteuert ist,

dadurch gekennzeichnet,
daß der Frequenzteiler durch eine digitale Zähleinrichtung (CU, UDC) gebildet ist,
daß eine Eingabeeinrichtung (DN) vorgesehen ist zur Aufnahme eines Zahlenwertes (DNN), der einem gewählten Zündwinkel entspricht, und die ein diesem Zahlenwert entsprechendes Signal bildet,
daß in einer Vergleichseinrichtung (COM) das Signal der Eingabeeinrichtung (DN) mit einem Signal verglichen wird, das dem Zählzustand der Zähleinrichtung (CU, UDC) entspricht, und die ein Signal dann abgibt, wenn der Zählzustand gleich oder größer ist als der Zahlenwert (DNN) des gewählten Zündwinkels,
daß ein erster Teil der Zähleinrichtung (CU) ein Ausgangs- Signal an den Phasenvergleicher (FF ₁, FF ₃, FF ₅) abgibt, an dessen anderem Eingang (bzw. Eingängen) wenigstens eine Phasenspannung (u, v, w) des Wechselstromnetzes anliegt, und
daß ein weiterer Teil der Zähleinrichtung (UDC) von einem Vor-Rückwärtszähler gebildet wird, der zur Vorwärtszählung vom ersten Teil (CU) der Zähleinrichtung (CU, UDC) angesteuert ist und der vom Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung (COM) zurückgezählt wird, wobei dieser weitere Teil (UDC) der Zähleinrichtung der zeitlichen Festlegung der Zündimpulse für die Thyristoren der einzelnen Phasen (u, v, w) des Wechselstromnetzes dient.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzteiler durch eine digitale Zähleinrichtung gebildet ist, die aus einem ersten Teil (CU) und einem weiteren Til (C ₁-C ₃) gebildet ist, wobei der weitere Teil aus drei Zählern (CU ₈, CU ₉; CU ₈′, CU ₉′; CU ₈″, CU ₉″) besteht, von denen jeweils einer den einzelnen Phasen (u, v, w) des Wechselstromnetzes zugeordnet ist.