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Verfahren und Anordnung zur digitalen Regelung von Bedienungsfunktionen,vorzugsweise
in Rundfunk- und Fernsehgeräten Die Erfindung betrifft Verfahren und Anordnungen
zur digitalen Regelung von Bedienungsfunktionen mittels Strom- oder Spannungs stufen,
vorzugsweise in Rundfunk- und Fernsehgeräten, insbesondere nach Patent ....... (Patentanmeldung
P 21 38 876, W. Schröder-46).
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Es sind bereits elektronische Informationsspeicher bekannt, die unter
anderem r auch zur Speicherung von Spannungswerten für die stufenweise Regelung
von Bedienungsfunktionen in Rundfunk- und Fernsehgeräten dienen (vergl.z.B. Deutsche
Patentschrift 1 059 508, SEL-Reg. io 471, w. Schröder-7). Nach dieser Patentschrift
ist auch die Anwendung von "Vielfachanordnungen,von bistabilen Flip-Flop-Stufen"
bekannt (vergl. z.B.
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Spalte 1, Zeile 15). Darüberhinaus ist bereits erwähnt (Spalte 8,
Zeile 35), daß der genannte Informationsspeicher vier bis fünf Flip-Flop-StuSen
ersetzen kann.
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Eine bereits vorgeschlagene wirtschaftliche Lösung besteht darin,
daß die Stufen in einer Richtung nacheinander durch \Vorwärtszählimpulse am Zähleingang
einer digitalen Zählschaltung oder eines digitalen Informationsspeichers gebildet
werden und über den gleichen Zähleingang in der gleichen Richtung (Zyklus) durch
einen Burst von (N-1)-Impulsen um jeweils eine Stufe zurückgestellt werden, wobei
N die Gesamtzahl der Zählschritte eines vollständigen Zählzyklus ist (Patentanmeldung
P 21 38 876, W. Schröder-46).
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Nach weiteren Ausführungen dieses genannten Vorschlages werden unter
anderem auch Anordnungen zur Erzeugung des (N-1)-Rückzählbursts beschrieben und
dessen Einspeisung in den Zähleingang einer Zählkette, so daß die Zählkette jeder
unabhängigen Bedienungsfunktion dadurch zwei Zähleingänge erhält: einen für die
Einspeisung eines Einzelimpulses für jeden Vorwärtsschritt der Bedienungsfunktion
und einen anderen für die Einspeisung eines (N-1)-Bursts für jeden Rückwärtsschritt
der Bedienungs funktion.
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Bisher war es zur Fernsteuerung der Bedienungsfunktionen von Rundfunk-
und Fernsehgeräten üblich, jeder Bedienungsfunktion eine eigene Steuerfrequenz zuzuteilen.
Bei den überwiegend üblichen Ultraschallfernsteuerungen besitzt also jede Bediennungsfunktion
ihre eigene Ultraschallfrequenz.
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Nachteil dieser Methode ist neben dem umfangreichen technischen Aufwand
der erforderliche Abgleich dieser Frequenzen, der sowqhl am Ultraschilsender, wie
auch am Ultraschallempfänger durchgeführt werden muß. Da man die Vorwärts- und Rückwärtsregelungen
jeweils als getrennte Funktion zählen muß, werden für die Fernsteuerung von Farbfernsehempf&ngern
zum Beispiel mindestens acht verschiedene Steuerfrequenzen gefordert. Nachteilig
ist es auch, daß solche Anordnungen nicht ohne weiteres in der Technik integrierter
Schaltkreise ausgeführt werden können, da sich die erforderlichen Induktivitäten
und zum Teil auch die größeren Kapazitäten noch nicht integrieren lassen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Verfahren und Anordnungen
zur digitalen Regelung für Bedienungsfunktionen mittels Strom- oder Spannungsstufen
anzugeben, die die genannten Nachteile nicht aufweisen.
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Es wurde bereits vorgeschlagen (Patentanmeldung P 21 49 519, W. Schröder-47),
für jede vcn mehreren zu betätigenden Bedienungsfunktionen
je eine
codierte Impulszahl als Kommandosignal zu erzeugen und für jeden neuen Bedienungsschritt
zu wiederholen, dieses Kommandosignal über eine gemeinsame über tragungsstrecke
zu schicken, kurzzeitig zu speichern, zu decodieren und zur Auslösung des digitalen
Bedienungssignals zu benutzen.
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Bei akustisch übertragenen Kommandoimpulsen im Ultrasehallbereich
wird die Impulsmodulation durch Echosignale, die in normalen Wohnräumen unvermeidlich
sind, erheblich gestört. In solchen Fällen ist es wieder vorteilhaft, als Kommandosignale
verschiedene unmodulierte,Frequenzen zu benutzen. Es ist vorteilhaft in diesem Falle
Kommandosignalgeber zu verwenden, die auf verschiedene Frequenzen umschaltbar sind.
Der Kommandosignalgeber kann hierbei z.B. entsprechend einer bereits vorgeschlagenen
Schaltung (Patentanmeldung P 22 17 124, Wo Schröder-48) in der Weise aufgebaut sein,
daß die berührbaren Elektroden oder ihre nachfolgende Schaltungsanordnung mit einer
elektrischen Matrixschaltung verbunden sind, die aus einem Diodengatter besteht,
und, die Diodenkombination in an sich bekannter Weise derart geschaltet ist, daß
Frequenzen, Modulationen, Impulse und/oder Kondensatoren, Widerstände und/oder Spulen
zu codierten Kommandosignalen addiert werden, die durch die Berührung nur einer
Elektrode oder gleichzeitig mit ihrer Gegenelektrode erfolgende Berührung ausgelöst
werden, wobei die elektrisehen Signale des Kommandosginalgebers einem elektroakustischen
Wandler, vorzugsweise einem Ultraschallwandler, zur akustischen Abstrahlung oder
einer-Lichtquelle, z.B. auch Infrarotquelle zugeführt werden.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für derartige Kommandosignalgeber
einen Kommandosignalempfänger zu schaffen, bei dem man trotz der Umschaltung auf
verschiedene Frequenzen mit nur einem Abgleichvorgang auskommt.
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Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Kommandosignalempfänger
einen Empfangskreis enthält, welcher digital mit einem elektronisch umlaufenden
Schalter nacheinander auf alle Kommandofrequenzen oder deren umgesetzte Frequenzen
umgeschaltet wird, daß die bei Resonanz mit der empfangenen Kommandofrequenz erhöhte
Schwingkreisspannung ggf. nach Gleichrichtung einem Amplitudensieb zugeführt wird,
daß der Ausgang des Amplitudensiebes über den elektronisch umlaufenden Schalter
mittelbar oder unmittelbar mit den Signalausgängen nacheinander verbunden wird,
die den Kommandofrequenzen zugeordnet sind, und daß die Signalausgänge jeweils mit
den Eingängen der Schaltungen in Verbindung stehen, welche insbesondere gemäß Patentanmeldung
P 21 38 876, W. Schröder-46, die zugeordneten digitalen Bedienungsfunktionen auslösen.
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Die Abstimmung des Empfangskreises kann mittels einer Kapazitätsdiode
erfolgen, deren Sperrspannung oder Durchlaßstrom mit einem (z.B. bekannten) Treppenspannungsgenerator
gesteuert wird. Eine genauere Abstimmung kann in Verfolg der Erfindung dadurch erreicht
werden, daß Zusatzkondensatoren über elektronische Schalter parallel zur Grundkapazität
des Empfangskreises geschaltet werden.
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Nach einer Ausführung der Erfindung erfolgt das Parallelschalten bzw.
eine jeweilige Kombination der Kondensatoren nach einem binären System, indem parallel
zu der Grundkapazität des Empfangskreises für 2n verschiedene Kommandofrequenzen
nur n Zusatzkondensatoren geschaltet werden, deren nächst kleinere Kapazität jeweils
halb so groß ist wie die nächst größere, daß n elektronische Schalter in Serie mit
den n Zusatzkondensatoren liegen und daß die elektronischen Schalter jeweils von
einem anderen Ausgang eines n-stufigen binären Teilers geschaltet werden, dessen
Steuerfrequenz das 2n -fache der abgegebenen Taktfrequenz besitzt.
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Nach einer anderen Ausbildung der Erfindung werden die durch den Empfang
eines Kommandosignais ausgelösten Taktsignale des elektronisch umlaufenden Schalters
oder des binären Teilers einem Teiler oder Zähler zugeführt, an dessen Ausgang ein
langsames Takt signal zur Auslösung der Bedienungsfunktionen entnommen wird.
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Eine weitere Ausführung der Erfindung besteht darin, daß der Steueroszillator
eine höhere Steuerfrequenz abgibt, als das 2fache der Steuerfrequenz, die für den
elektronisch umlaufenden Schalter benötigt wird, vorzugsweise das 2tn+m)-fache,
wobei n und m ganzzahlig und größer als Null sind und zwischen dem Steuergenerator
und dem elektronisch umlaufenden Schalter bzw. dem n-stufigen binären Teiler, der
die n elektronischen Schalter der n Zusatzkondensatoren schaltet, weitere Teilerstufen
angeordnet sind, denen kürzere Impulse als die Taktimpulse in bestimmten Phasenlagen
entnommen werden. Die kürzeren Impulse in bestimmten Phasenlagen werden beispielsweise
als Vor- und Nachimpulse zur Impulsregenerierung des empfangenen Signals benutzt.
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Digitale Fernbedienungsschaltungen werden im allgemeinen so ausgelegt,
daß der zeitlich gewählte Bedienungstakt selbsttätig im Empfangsteil gegeben wird,
solange ein Kommandosignal ausgestrahlt wird. Um Verzögerungen bei der Auslösung
des ersten Bedienungsschrittes möglichst klein zu halten, ist es zweckmäßig, den
Zyklus des elektronisch umlaufenden Schalters für die Empfangsfrequenzumschaltung
wesentlich schneller zu wählen, als den Takt für die Auslösung einer Bedienungsfunktion,
der praktisch zwischen einer halben und einer Sekunde für jeden Änderungsschritt
einer Bedienungsfunktion abläuft. Dadurch wird es möglich, die Auslösung einer ersten
Änderungsstufe einer Bedienungsfunktion innerhalb eines Zyklus für den elektronisch
umlaufenden Schalter zu erreichen. Wenn zur Gewinnung
eines langsameren
Bedienungstaktes aus der schnelleren Umlauffrequenz im Empfänger ein Zähler verwendet
wird, sollte er durch Empfangsstörungen nicht beeinflußt werden können.
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Zu den Empfangsstörungen gehören hier vor allem Amplitudeneinbrüche
durch Raumreflexionen bei der akustischen Obertragung im Ultraschallbereich.
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Daher besteht eine andere Ausbildung der Erfindung darin, daß ein
mehrstufiger, insbesondere binär codierter Zähler seinen ersten Zählimpuls vom empfangenen
Kommandosignal über den vom elektronisch umlaufenden Schalter durchgeschalteten
Ausgang und eine erste Einzanzsschaltunz (z.B. Oder-Gatter) erhält.
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nach dem ersten Zählschritt mit Hilfe des Potentialwechsels an den
Ausgängen des Zählers gesperrt wird, und daß alle weiteren Zählschritte über eine
zweite Eingangsschaltung (z.B.
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NOR-Gatter) von einer unabhängigen Impulsfolge ausgelöst werden, und
daß die zweite Eingangsschaltung am Ende jedes Zählzyklus vom Potentialwechsel an
den Ausgängen des Zählers gesperrt wird.
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Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin,
daß die Empfängerschaltung größere Toleranzen der Bauelemente erlaubt, daß ferner
die Abgleicharbeit minimal und die Fehlersuche eindeutig ist. Darüberhinaus läßt
sich die Schaltung weitgehend integrieren. Ein großer Vorteil besteht außerdem darin,
daß die Ausgangs signale zur Auslösung der digitalen Bedienungsfunktionen durch
den Takt der elektronischen Umschaltung bereits impulsmoduliert sind und leicht
für die digitalen Regelschaltungen der Bedienungsfunktionen aufbereitet werden können.
Außerdem sind die verwendeten Impulsreihen phasenstarr zueinander. Eine Störung
durch Raumreflexionen ist wirksam verhindert.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt
und im folgenden näher beschrieben. Es zeigen
Figur la bis Figur lc die verwendeten, an sich bekannten Funktionszeichen
der Digitalbereiche Figur 2 eine schematisch stark vereinfacht dargestellte Schaltung
zur Erläuterung des Grundprinzips der Erfindung Figur 3 Diagramme zur Erläuterung
der Wirkungsweise der in Figur 2 dargesi1lten Schaltung Figur 4 die Steuerschaltung
für die Frequenzumtastung und für die Signalverteilung Figur 5 eine Einzelheit zu
Figur 4 Figur 6 und Figur 8 weitere Diagramme, zur Erläuterung der Wirkungsweise
der in Figur 2 bis Figur 5 dargestellten Anordnungen Figur 7 ein erfindungsgemäß
verwendetes Diodengatter Figur 9 Eine Schaltung zur Erzeugung der Vorimpulse sowie
der Nach= und der Vorlaufimpulse (V-Impulse) mit den in Figur 10 dargestellten zugehörigen
Diagrammen Figur 11 eine Schaltung zur Erzeugung der V"-Impulse mit den in Figur
12 dargestellten zugehörigen Diagrammen
Figur 13 Schaltung und Diagramme
zur Erläuterung der Erzeugung der RUcklaufimpulse (R-Impulse).
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Zum besseren Verständnis der Beschreibung seien einige der in Verfolg
der Erläuterungen verwendeten Bezeichnungen und Funktionszeichen der digitalen Technik
vorab definiert.
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Die in den Zeichnungen als Kästchen dargestellten Flip-Flop-Elemente
für Zähler-und Teilerschaltungen entsprechen einer in der praktischen Schaltung
verwendeten Ausführung (z.B. unter der Bezeichnung SAJ 110 bekannt). Nur eine positive
Spannungsänderung am Eingang, die mit L ("high") bezeichnet wird, ändert den Schaltzustand
am Ausgang der Flip-Flops von (Null, 1,low?1) nach L und umgekehrt. Sind in einer
Flip-Flop-Kettenschaltung sämtliche Ausgänge auf 8 gesetzt, so bewirkt ein L-Signal
am Eingang der Kette das Umschalten sämtlicher Ausgänge von auf L.
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Ein Ausgang des Flip-Flops, der auf L gesetzt ist, läßt sich direkt
an diesem Ausgang mit einem kurzzeitigen -Impuls von L nach umsetzen. Meist wird
dazu ein Transistor benutzt (npn), dessen Kollektor mit dem Flip-Flop-Ausgang und
dessen Emitter mit dem Massepotential (= ) verbunden ist. Ein L-Impuls an der Basis
setzt den Flip-Flop-Ausgang auf .
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Signale, z.B. E, F, G, die auch invertiert benutzt werden müssen,
werden mit E, F, G bezeichnet. Für die Funktion des l'Oder"-Gatters (Figur la) gelten
folgende Zusammenhänge: Tabelle 1 Eingänge Ausgang E1 E2 A # # # L # L L L L L L
Nur
wenn die Eingänge gleichzeitig auf gesetzt sind, tritt am Ausgang ein -Signal auf.
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Für das "NOR"-Gatter (="Oder"-Schaltung) mit nachfolgender Negation
Figur 1b) gilt: Tabelle 2 Eingänge Ausgang E1 E2 A L L L L L Nur wenn die Eingänge
gleichzeitig auf gesetzt sind, tritt am Ausgang ein L-Signal auf.
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Der Inverter (Figur lc) entspricht einer einfachen Phasenumkehrstufe
(Negation) und enthält den t'Negationspunkt": Tabelle 3 Eingang Ausgang E A L L
Um Verwechslungen zu vermeiden, werden die Ein- und Ausgänge der gezeigten Funktionszeichen
in den Zeichnungen nicht durch andere Buchstaben gekennzeichnet.
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Die Versorgungsspannung des Ultraschall-Fernbedienungsempfängers und
der zugehörigen Schaltungen ist bei 10 V stabilisiert.
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Sämtliche Impuls spannungen zwischen # und L liegen bei etwa 8 bis
10 Volt Spitzenspannung.
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Nach dieser Klarstellung der verwendeten Begriffe folgt nunmehr die
Funktionsbeschreibung des Ultraschallbedienungsempfängers,
und
zwar zunächst der grundsätzlichen Wirkungsweise des in Figur 2 dargestellten digital
abgetasteten Empfängers.
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Der digital abtastende Empfänger Das statische Ultraschallmikrofon
1 in Figur 2 ist mit einer Gleichspannung von ca. -250 V polarisiert und liefert
die empfangenen Kommandosignale an den Eingang des vierstufigen Transistorverstärkers
2, der die sinusförmigen Eingangsspannungen so verstärkt und begrenzt, daß an seinem
Ausgang Rechteckimpulse von ca. 10 V abgegeben werden. Die Impulse werden kapazitiv
in den Resonanzkreis L1/Co eingespeist, der auf eine Grundfrequenz von etwa 45 kHz
abgeglichen ist. Die Kondensatoren Cl, C2 und C3 stimmen den Resonanzkreis zyklisch
auf sieben zusätzliche Empfangsfrequenzen zwischen 44; und 35 kHz ab, indem sie
in periodischem Zyklus verschieden kombiniert elektronisch parallelgeschaltet werden.
Ein Frequenz-Umtastzyklus dauert ungefähr 80 ms, wobei jede der acht Empfangsfrequenzen
ca. 10 ms gehalten wird.
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Die Diode Dl ri rlehtrt das empfangene, im Resonanzkreis selektierte
Kommandosignal gleich. Über der Zeitachse betrachtet, bildet sich dann eine der
Selektion des Resonanzkreises entsprechende treppenförmige Amplitudenkurve mit einer
von der gesendeten Kommandofrequenz abhängigen Phasenlage, einer Periode von 80
ms und einer Treppenstufenbreite von 10 ms ab. U2 in Figur 3 stellt das Oszillogramm
einer Amplitudenkurve dar, bei der sich in diesem Fall das Kommandosginal in der
Phasenlage 5' mit dem Empfangskreis in Resonanz befindet. Insgesamt sind entsprechend
der Kondensatorkombinationen acht verschiedene Phasenlagen 1'...8' möglich, bei
denen je nach Empfangs-bzw. Kommandofrequenz ein Maximum der Treppenkurve entsteht,
sobald Resonanz zwischen Empfangs- und Sendefrequenz eintritt.
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Das nachfolgende Amplitudensieb 3 in Figur 2 schneidet die höchste
Treppenstufe heraus und stellt sie invertiert als
AS-Signal (Amplitudensiebsignal) für die weitere Auswertung (z.B.
am D;odengatter) zur Verfügung. Das AS-Signal besitzt jeweils eine der möglichen
acht Phasenlagen, die innerhalb eines Umtastzyklus einer bestimmten Empfangs- bzw.
Sendefrequenz zugeordnet sind. Das im Vergleich zu 5' der Treppenkurve U2 invertierte
AS-Signal ist in Figur 3 in der Phasenlage 5' gezeigt.
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Als nächstes ist die Steuerschaltung für die Empfangsfreqúenzumtastung
bzw. für die Umschaltung der Kondensatoren und für die Signalverteilung beschrieben.
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Der Multivibrator 4 in Figur 4 verscrgt den Eingang der 6-gliedrigen
binären Flip-Flop-Teilerkette 5 bis 10 mit 1600-Hz-Rechteckimpulsen von ca. 10 V.
Der letzte Ausgang der Kette erreicht dann infolge der fortlaufenden Frequenzteilung
die Umtastfrequenz von 12,5 Hz. Die Ausgänge der letzten drei Teiler-Flip-Flops
8', 9 und 10, liefern über die Inverter 11, 12 und 13 die Rechteckimpulse E, F und
G, welche über elektronische Schalter die Kondensatoren Cl, C2 und C3 zum Empfangskreis
parallelschalten.
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Den Aufbau eines elektronischen Schalters läßt Figur 5 erkennen: Der
Kondensator C1 liegt am Resonanzkreis L1/Co über die Antiparallelschaltung des Transistors-T1
und der Diode D2.
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Bei offener Basis des Transistors T1 richtet die Diode D2 die Schwingspannung
des Resonanzkreises gleich und erzeugt sich selbst eine Sperrspannung. Da auch der
Transistor gesperrt ist, bleibt der Kondensator Cl vom Resonanzkreis abgeschaltet.
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Erst wenn die L-Phase der Rechteckspannung E einen Basisstrom in T1
einspeist, wird T1 für die positive Phase und D2 für die negative Phase der Schwingspannung
am Resonanzkreisleitend, und der Kondensator C1 ist damit parallel zum Schwingkreis
geschaltet.
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Das Gleiche gilt für die Parallelschaltung der Kondensatoren C2 und
C3 durch die Rechteckspannungen F und G, wobei die hier nicht gezeigten elektronischen
Schalter analog der Figur 5 aufgebaut sind.
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Die Schaltzustände der Kondensatoren Cl, C2 und C3 beschreibt das
in Figur 6 dargestellte Diagramm mit Hilfe der Rechteckspannungen E, F und G, die
entsprechend der verschiedenen Teilung die doppelte Impulslänge der jeweils vorhergehenden
Spannung aufweisen: Tabelle 4 E steuert C1 = 800 pF F " C2 = 1600 pF = 2 Cl C3 =
3200 pF = 2 C2 Die Phasenlagen sind (wie in Figur 3) mit 1'...8' bezeichnet und
die Schaltzustände mit = Kondensator abgeschaltet und L = Kondensator parallelgeschaltet.
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Daraus folgt in Abhängigkeit von der Phasenlage und der infolge E,
F, d bewirkten Kombination der Kapazitäten eine Tabelle 5 für die Berechnung der
resultierenden Parallel-Zusatzkapazitäten (vergl. Figur 6) und unter Berücksichtigung
der in Tabelle 4 angegebenen Werte: Tabelle 5 Phasenlage lt 2' 3' 4' 5' 6' 7' 8'
Schalt- )C1 L L L L ) zustand C2 # # L L # # ) von )C3 # # # # L L L L resultierende
Parallelkapazität 0 80o 1600 2400 3200 4000 4800 5600 pF
Ein Teil
der Ausgänge der in Figur 4 dargestellten Steuerschaltung steuert auch die Eingänge
des in Figur 7 gezeigten Diodengatters 14. Synchron zu den acht Phasenlagen werden
auch die acht Ausgänge a bis h in Figur 7 des Diodengatters 14 geschaltet. An den
Eingängen des Diodengatters 14 liegen außer den invertierten Ausgangssignalen E,
F und G auch die direkten Ausgangssignale E, F und G der Teilerstufen8, 9 und 10.
Das Diodengatter ist in dieser Form als Oder-Schaltung wirksam (siehe Tabelle 1).
Nur wenn an allen jeweils zugehörigen Diodeneingängen des Diodengatters 14 gleichzeitig
ein -Signal vorliegt, gibt auch der zugehörige Ausgang ein -Signal ab. Die Diagramme
der Figur 8 (siehe Figur 6 mit nichtinvertierten Signalen) machen deutlich, daß
dieser Zustand für jeden Ausgang bei einer anderen der acht Phasenlagen 1'...8'
eintritt, wie es in der Tabelle 6 beschrieben wird, in der gleichzeitig die umgeschalteten
Frequenzen bzw. Kapazitäten (Tabelle 4 und 5) angegeben sind: Tabelle 6 Phasen-
-Zustand Zusatz- Empfangs- Funktion lage (aus Fig.8) kapazität frequenz (Tabelle
5) (bei 8800 pF=C0) 1' É F G O pF, 45,00 kHz a Netz-Ein- (N) Aus 2' E F G 800 pF
+ 43,08 kHz b Lautst.+ (L) 3' E F G 1600 pF 41,39 kHz c Lautst.-4' E F G 2400 pF
39,89 kHz d Helligk.+ (H) 5' E F G 3200 pF 38,54 kHz e Helligk.-6' E F G 4000 pF
37,31 kHz f Farbsätt.+(F) 7' E F G 4800 pF 36,20 kHz g Farbsätt.-8' E F G 5600 pF
35,18 kllz h Prog.-Wahl(P) Hierbei entsprechen die jeweiligen waagerechten Reihen
der Tabelle den jeweiligen waagerechten Reihen des Diodengatters 14.
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Aus der Tabelle ist die gewählte Zuordnung der Empfangs- und Kommandofrequenz
zu dem Ausgang a bis h des Diodengatters und der dort angeschlossenen Bedienungsfunktion
erkennbar, die zyklisch angeschaltet, aber nur bei Vorhandensein eines dazugehörigen
Kommandosignals bzw. eines AS-Impulses von entsprechender Phasenlage durchgeschaltet
wird. Damit das Diodengatter 14 nur dann einen -Impuls an den Ausgang abgibt, Wenn
dessen zugeordnete Kommandofrequenz gesendet und empfangen wird, sind sämtliche
Ausgänge zusätzlich zu den zu E, F, G und E, F, G gehörenden Dioden über weitere
zu R und V" gehörende Dioden mit einem derjenigen der zwei Eingänge des Diodengatters
14 verbunden, an welche das V?? - und das R-Signal zugeführt werden, die ihrerseits
u.a., wie noch beschrieben wird, von dem AS-Impuls der Kommandosignale abhängig
sind. Diese beiden -Signale treten nur gleichzeitig mit dem schon bekannten AS-Signal
auf, sind jedoch in besonderer Art aufbereitet, um einen langsameren Bedienungstakt
und eine Vorwärts- (V) und Rückwärtssteuerung (R) der Bedienungsregister bzw. der
Bedienungsfunktionen zu ermöglichen. Solange die V"- oder R-Impulse fehlen, bleiben
sämtliche Ausgänge des Diodengatters 14 gesperrt. Die Ableitung dieser Impulse wird
weiter unten erklärt.
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Eine der Voraussetzungen dazu ist der V-Impuls, der auch für die Netz-Ein-Aus-Schaltung
16 vor dem Netzschalterrelais 17 in Figur 7 benötigt wird. 18, 20, 22, 24 sind Inverter.
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Erzeugung des V-Impulses Der V-Impuls ist ein regenerierter AS-Impuls,
durch den er auch mit der Periode von 80 ms ausgelöst wird. Da der AS-Impuls aus
einem gleichgerichteten HF-Signal ueber eine nachfolgende Tiefpaßschaltung gewonnen
wird, tritt eine Verzögerung dieses Signals gegenüber den Steuersignalen ein, die
das Diodengatter 14 für die zugeordneten Ausgänge öffnen und schließen. Die Verzögerung
bewirkt einen Störimpuls an dem zyklisch nachfolgend geschalteten Ausgang. Der Störimpuls
wird dadurch
unterdrückt, daß der V-Impuls gegenüber dem "Vorbereitungssignal"
um ca. 1,25 ms verzögert beginnt, jedoch mit ihm zusammen endet.
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Als "Vorbereitungssignale" werden hierbei jene Impulse bezeichnet5
welche aus den-Rechteckimpulsen E, E, F, F, G und G gemäß der Figur 8 in jeder der
Phasenlagen 1'...8' mit einer Impulsbreite von ca. 10 ms im Diodengatter 14 erzeugt
werden und jeden Ausgang des Gatters nacheinander für das öffnen durch einen V"-
oder R-Impuls vorbereiten Der V-Impuls entsteht am Ausgang des Flip-Flop 28 in Figur
9 als -Impuls. Er wird durch den Vorimpuls B C D eingeleitet, der aus den Teiler-Flip-Flops
5, 6 und 7 sowie den Invertern 26 und 27 in Figur 4 gewonnen wird. Aus der Figur
10 ist ersichtlich, daß die Impulse B, C und D nur in der Phasenlage 2?? gleichzeitig
die -Lage erreichen, wobei am Ausgang des Oder-Gatters 31 in Figur 9 an dessen Eingängen
diese Impulse liegen, der Vorimpuls B C D (Siehe Figur 9 und 10) entsteht. Er setzt
mit Hilfe des Transistors T4 den Ausgang des Flip-Flop 28 nur dann in die -Lage,
wenn gleichzeitig am zweiten Eingang des NQR-Gattieræ 32 ein AS-Signal auftritt,
also der Kommandosignalgeber betätigt wir4.
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Damit beginnt der V-Impuls 1,25 ms nach dem Start der Periode (siehe
unterstes Diagramm der Figur 10).8,75 ms später, am Ende der alten und zu Beginn
der neuen Periode erzeugen die Teiler-Flip-Flops 5, 6 und 7 über die Inverter 25,
26 und 27 und das Oder-Gatter 29 den Nachimpuls B C D. Dieser Nachimpuls ist zwar
auch in der Phasenlage 1? jeder Periode am ersten Eingang des NOR-Gatters 30 vorhanden,
bleibt jedoch unwirksam, solange der Ausgang des Flip-Flops 28 im L-Zustand verharrt
und mit diesem Potential am zweiten Eingang es NOR-Gatters 30 dafür sorgt, daß kein
L-Impuls vom NOR-Gatter-Ausgang
an den Flip-Flop-Eingang abgegeben
werden kann. Nachdem jedoch der Vorimpuls zuvor die -Lage der beiden möglichen Zustände
am Ausgang des Flip-Flops hergestelit und damit der V-Impuls begonnen hat, kann
der Nachimpuls B C D den Flip-Flop-Ausgang in die L-Lage zurückschalten und damit
den V-Impuls beenden (Figur 9 und Figur 10).
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Die Erzeugung des V''-Impulses aus dem V-Impuls Der V"-Impuls ist
in Dauer, Phasenlage und Polarität identisch mit dem V-Impuls. Seine Wiederholfrequenz
beträgt dagegen nur etwa ein 7-tel der 12,5-Hz-Frequens des V-Impulses.
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Er bewirkt die in diesem Takt mit ca. 0,56 s Abstand aufeinanderfolgenden
Änderungsschritte der Funktionsregister in Vorwärtsrichtung. Dabei entspricht seine
Phasenlage 1'...8' der Zuordnung der vom Kommandosignal abgestrahlten Frequenz.
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Um den V-Impuls auf ein 7-tel seiner ursprünglichen Wiederholfrequenz
zu verlangsamen, wird ein dreistufiger binärer Pausenzähler 37, 38, 39 (Figur 11)
eingesetzt. Sein erster Zählschritt startet mit der Rückflanke des an C4/R1 differenzierten
V-Impulses. Die restlichen sieben Zählschritte steuert der Ausgang a (Figur 11 und
Figur 7) des Diodengatters 14 mit seinem E F G -Impuls in der Phasenlage 1'. Dieser
Impuls wird, wie bereits erwähnt, für die Netz-Ein-Aus-Schaltung verwendet und hier
für eine störunempfindliche Phasenerzeugung mitausgenutzt und löst somit die eingangs
geschilderte Teilaufgabe auf einfache Weise.
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Der E F G - Impuls tritt periodisch ununterbrochen auch ohne Kommandosignalempfang
in der Phasenlage 1' gemäß Figur 6 bzw.
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Figur 8 auf. Durch das von den empfangenen Signalen unabhängige Weiterzählen
nach dem Start wird nicht nur die erwünschte Störunanfälligkeit erreicht, sondern
auch die günstigste Startposition für neue Kommandosignale vorbereitet. Da der zuerst
erzeugte V-Impuls auch gleichzeitig zur Erzeugung des
V''-Impulses
dient, beträgt die Wartezeit vom Empfang des Kommandos bis zur Reaktion eines Funktionsregisters
oder des Programmwählers höchstens 70 ms.
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Das von den drei Flip-Flop-Ausgängen 33, 34 und 35 gespeiste Oder-Gatter
40 gibt am zweiten Eingang des NOR-Gatters 36 in Figur 11 den Startimpuls für den
ersten Zählschritt nur frei, wenn sich alle Zählausgänge in der -Lage befinden.
Nach dem ersten Zählschritt wird das Gatter 36 sofort wieder gesperrt, weil die
sieben nächsten Zählpositionen am Ausgang des Oder-Gatters 40 den L-Zustand erzeugen,
dessen Umkehrung jedoch im Inverter 37 das NOR-Gatter 58 für das Weiterzählen mit
den nächsten sieben E F G -Impulsen (vom Ausgang a des Diodengatters 14, Figur 7,
8 und 11) vorbereitet. Nachdem diese Impulse den Zählzyklus bis zu der Position
weitersteuern, in der wieder alle Zählausgänge die -Lage aufweisen, ruht der Zähler
bis ein neuer Startimpuls eintrifft.
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Figur 12 zeigt die wichtigsten Signale der Schaltung der Figur 11,
die dort nach Auslösung einer V-Impulsfolge auftreten bei einer Kommandofrequenz,
die in diesem Beispiel der Phasenlage 5' zugeordnet ist. (Die Phasenlage 5' des
in der ersten Reihe des Diagramms, Figur 12, gezeigten V-Impulses entspricht der
Mitte (5'') des in der letzten Reihe der Figur 10 gezeigten, im anderen Maßstab
dargestellten V-Impulses). Von der differenzierten Impulsfolge Vdiff (zweite Reihe
Figur 12) wird am Eingang der Zähl-Flip-Flop-Stufe 36 nur der erste differenzierte
und abermals invertierte Impuls V1diff in der Periode 1+ wirksam. In den nächsten
Perioden 2+...7+ lösen ihn die invertierten B C D -Impulse B C D (vergleiche hierzu
auch Figur 10) in der -Phasenlage 1' ab. In der Periode 8+ beginnt mit dem nächsten
ausgelösten Impuls Vldiff ein neuer Zählzyklus.
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Das am Ausgang des Oder-Gatters 40 entnommene Signal V' besitzt nur
während der sieben Zählschritte, die durch die
G F G -Impulse ausgelöst
werden, L-Potential. In den Zählpausen und während des ersten V-Impulses ist das
Potantial . Das Zusammenführen des V- und des V'-Signals an den Eingängen des Odergatters
41 erzeugt am Ausgang des Gatters das V"-Signal mit der Zwangspause von fast sieben
80-ms-Perioden.
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Erzeugung des R-Impulses In den Funktionsregistern wird für das Rückwärtssteuern
der Register ein (N-1)-Burst verwendet, wie eingangs näher ausgeführt wurde (vergleiche
auch Patentanmeldung P 21 38 876, W. Schröder-46), der hier mit R-Signal bezeichnet
ist. N ist die mögliche Zahl der Anderungsschritte eines Registers.
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Die Funktionsregister sind für jeweils acht änderbare Stufen ausgelegt,
die mit einfachen Impulsen in Vorwärtsrichtung gesetzt werden. Für jeden Rückwärtsschritt
muß dann ein 7-fach-Burst zur Verfügung stehen.
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Der 7-fach-Burst R wird auf einfache Weise mit dem Oder-Gatter 42
gemäß Figur 13 erzeugt, dessen erster Eingang mit dem Ausgang A des 1600-Hz-Multivibrators
4 nach Figur 4 verbunden ist, und dessen zweiter Eingang V''-Impulse erhält. Aus
den bereits' früher erklärten Gründen ist der V''-Impuls gegenüber den Vorbereitungssignalen
a bis h um ein 8-tel kürzer. Am Ausgang des Oder-Gatters 42 wird daher jeder V''-Impuls
mit nur sieben Rechteckwechseln des A-Signals moduliert. Der so entstandene 7-fach-Burst
R versorgt über einen Eingang des Diodengatters 14 nach Figur 7 die drei 1? Rückwärts"
-Eingänge der Funktionsregister 19, 21 und 23.
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8 Patentansprüche 7 Blatt Zeichnungen