DE2200580C3

DE2200580C3 - Differenzverstärker-Vergleichsschaltkreis

Info

Publication number: DE2200580C3
Application number: DE2200580A
Authority: DE
Inventors: Thomas Marinus San Jose Calif. Frederiksen
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1971-01-07
Filing date: 1972-01-07
Publication date: 1986-10-02
Also published as: JPS5215353B1; GB1322450A; DE2200580A1; NL7117836A; IT948098B; SE380693B; DE2200580B2; US3649846A

Description

Die Erfindung betrifft eine Differenzverstärker-Vergleichsschaltung in monolithisch integrierter Form mit mindestens einem ersten und einem zweiten Transistor vom gleichen Leitfähigkeitstyp, mit einem ersten und einem zweiten Spannungsversorgungsanschluß, von denen der erste mit einem Gleichspannungsbetriebspotential und der zweite mit einem Bezugspotential verbunden sind, mit einem dritten und einem vierten Transistor vom Leitfähigkeitstyp des ersten und zweiten Transistors, die dem ersten und zweiten Transistor jeweils in Form einer Darlington-Schaltung zugeordnet sind, mit einer Impedanz, die den Kollektor des zweiten Transistors mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbindet, wobei die Kollektoren des ersten, dritten und vierten Transistors ebenfalls mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbunden sind, mit einer ersten Eingangsschaltung, die der Basis des vierten Transistors ein erstes Eingangssignal, mit einer zweiten Eingangsschaltung, die der Basis dts dritten Transistors ein zweites Eingangssignal zuführt, und mit einem Ausgangsschaltkreis, der mit dem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist und einen fünften Transistor aufweist, dessen Emitter mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbunden und dessen Kollektor einen Ausgangsanschluß für die Vergleichsschaltung bildet.
Eine Schaltung dieser Art ist aus der Druckschrift »RCA Linear Integrated Circuits«, IC-41, 1967, S. 147, bekannt Es handelt sich um einen Differenzverstärker mit unsymmetrischem Ausgang und mit einer einzigen Stromversorgung. Da nur npn-Schaltkreise verwendet werden, können aus physikalischen Gründen keine Spannungen verglichen werden, die bis auf null Volt herabreichen. Auf der Seite 116 der genannten Entgegenhaltung sind schematisch Spannungsversorgungsmöglichkeiten, auch mit einer Spannungsquelle, von integrierten Differenzverstärkern dargestellt.

In der älteren DE-PS 20 30 122 ist eine Differenzverstärkerschaltung vorgeschlagen worden, um als Tastkopf zur Prüfung von logischen Schaltkreisen zu dienen. Viele derartige Vergleichsschaltungen wie auch der aus der US-PS 32 62 066 bekannte Differenzverstärker, bei dem durch Rückkopplung und möglichst große Gleichtaktunterdrückung erreicht werden soll, arbeiten sowohl mit positiver als auch negativer oder getrennter Leistungsversorgung und sind daher nur in der Lage, Eingangssignale zu vergleichen, die größer, kleiner oder gleich 0 Volt sind.

Ist jedoch nur eine einzige Spannungsversorgung vorhanden, z. B. eine B⁺-Leistungsversorgung, bei der der negative Anschluß mit der Masse verbunden ist, so führt die Verwendung üblicher monolithischer integrierter Differenzverstärkerschaltungen mit npn-Transistoren zu einem Vergleicher, der nicht in der Lage ist, einen Vergleich unterhalb des Pegels durchzuführen, der erforderlich ist, um die Basisemitterstrecken der Vergleichstransistoren vorzuspannen.

Bei vielen Fahrzeug-Steuersystemen und industriellen Steuersystemen, die nur eine einzige B ⁺-Leistungsversorgung verwenden, ist diese Begrenzung nachteilig, da die niedrige Vergleichsschwelle von den Eigenschaften des Vergleichers selbst bestimmt wird, anstatt von dem niedrigsten möglichen Pegel, der von den Vergleichereingängen angenommen werden kann.

Weiterhin ist aus der DE-OS 18 08 888 eine Stromspiegel-Schaltungsanordnung bekannt.
Aus der IEEE 1969, S. 14, Fig. 1, ist allerdings eine Differenzverstärker-Vergleichsschaltung in monolithisch integrierter Form bekannt, die einen ersten und einen zweiten pnp-Transistor aufweist, des weiteren einen ersten und einen zweiten Spannungsversorgungs-

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anschluß, von denen der erste mit einem Gleichspannungsbetriebspotential und der zweite mit einem Bezugspotential verbunden sind, mit einer Impedanz, die den Kollektor des zweiten Transistors mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbindet, mit einer ersten Eingangsschaltung, die der Basis des ersten Transistors ein erstes Eingangssignal, mit einer zweiten Eingangsschaltung, die der Basis des zweiten Transistors ein zweites Eingangssignal zuführt, mit einem Ausgangsschaltkreis, der mit dem Kollektor des zweiten Transistor.·· verbunden ist und zwei in Dariington-Schaltung vorgesehene npn-Transistoren aufweist, dessen Emitter mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbunden ist und dessen Kollektor einen Ausgangsanschiuß für die Vergleichsschaltung bildet, mit einer Konstantstromquelle zwischen den Emittern des ersten und zweiten Transistors und dem ersten Anschluß für das Gleichspannungsbetriebspotential, wobei der Kollektor des ersten Transistors mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential durch eine Diode verbunden ist, und die Impedanz, die den Kollektor des zweiten Transistors mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbindet, einen weiteren Transistor aufweist, dessen Emitter mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential und dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden sind. Weiterhin ist die Basis der Darlington-Schaltung mit dem Kollektor des weiteren Transistors verbunden. Der erste und zweite Transistor sind jeweils pnp-Transistoren und der weitere Transistor sowie die Darlington-Schaltung sind als npn-Transistoren ausgebildet.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine verbesserte monolithisch integrierte Differenzverstärker-Vergleichsschaltung zu schaffen, die mit einer einzigen Stromversorgungsquelle betrieben werden kann und bei besonders geringer Gleichtaktunterdrückungs-Spannungsverschiebung den Vergleich von Eingangsspannungspegeln bis herunter zu null Volt bzw. Massepotential erlaubt.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung die Kombination vor, daß eine Konstantstromquelle zwischen den Emittern des ersten und zweiten Transistors und dem ersten Anschluß für das Glsichspannungsbetriebspotential angeordnet ist, daß der Kollektor des ersten Transistors mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotemial durch eine Diode verbunden ist, daß die Impedanz, die den Kollektor des zweiten Transistors mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbindet, einen sechsten Transistor aufweist, ciessen Emitter mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential und dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden sind, daß die Basis des fünften Transistors mit dem Kollektor des sechsten Transistors verbunden ist, daß der erste, zweite, dritte und vierte Transistor jeweils ein pnp-Transistor ist und daß der fünfte und sechste Transistor als npn-Transistoren ausgebildet sind. Ein Elementenschutz für einzelne Merkmale wird hierbei nicht beansprucht.

In Weiterbildung hierzu kann eine der ersten und zweiten Eingangsschaltungen ein Gleichspannungs-Bezugseingangssignal und die andere Eingangsschaltung einen zeitveränderlichen Eingangspegel liefern.

Der vorteilhafte monolithische integrierte Vergleichsschaltkreis benötigt lediglich ein einziges Versorgungspotential und ermöglicht einen genauen Vergleich zweier Eingangssignalpegel in einem Spannungsbereich, der sich bis herab zu null Volt oder Massepotential erstreckt.

Weiterhin ist ein sehr wesentlicher Vorteil dadurch erreichbar, daß die Basis und der Kollektor des zweiten Transistors auf genau demselben Potential gehalten werden, so daß dieser Transistor auch dann nicht ils die Sättigung gelangen kann, wenn ein Eingangsspannungspegel auf Massepotential gelegt wird.

Weitere Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten ergeben sich aus den Figuren sowie der folgenden Beschreibung. Es zeigt

F i g. 1 das Grundkonzept einer Vergleichsschaltung und

Fig.2 die Ausführungsform einer Vergleichsschaltung gemäß der Erfindung.
In den Zeichnungen bedeuten gleiche Bezugszahlen in beiden Figuren gleiche oder gleichartige Bestandteile. Es wird eine Vergleichsschaltung gezeigt, die als monolithischer integrierter Schaltkreis aufgebaut ist, der aus einem einzelnen Chip oder Formstück gebildet sein kann, oder der als Teil eines größeren integrierten Schaltkreises einschließlich zusätzlicher Schaltkreise zur Durchführung weiterer Funktionen ausgebaut sein kann. Die in den F i g. 1 und 2 gezeigten Teile der Schaltung, die auf dem integrierten Schaltkreis sich befinden und einen Teil davon bilden, sind in gestrichelte Linien eingeschlossen, wobei Schaltelemente außerhalb des integrierten Schaltkreischips in der Zeichnung außerhalb der gestrichelten Linien liegen.

In F i g. 1 enthält die grundlegende Vergleichsschaltung einen Differenzverstärker 10 mit einem Paar lateraler pnp-Transistoren 11 und 12, deren Emitter zusammen über einen gemeinsamen Anschluß mit einem ersten Kollektor 13 eines Doppelkollektorstromquellentransistors 14 verbunden sind, der den Betriebsstrom für die Differenzverstärkertransistoren 11 und 12 liefert. Eine einzige B+-Leistungsquelle ist für den Vergleichsschaltkreis auf einem Verbindungsstück 16 vorgesehen, das man mit Emitter des Transistors 14 über einen Widerstand 19 und außerdem mit einem Spannungsteiler verbunden ist, der ein Paar Dioden 17 und 18 aufweist, die in Serie mit einem Widerstand 20 zu einem Masseverbindungsstück 22 verbunden sind. Der Stromquellentransistor 14 ist ein lateraler pnp-Transistor und wird in der Schaltung verwendet, um den der Vergleichsschaltung zugeführten Strom verhältnismäßig konstant und unabhängig von Veränderungen der Spannung zu machen, die von der B⁺-Leistungsversorgung dem Verbindungsstück 16 zugeführt wird.

Die Transistoren 11 und 12 bilden jeweils die Ausgangstransistoren des Darlington-Verstärkerschaltkreise& einschließlich zusätzlicher pnp-Eingangstransistoren 24 bzw. 25, deren Emitter mit den Basen der Transistoren 11 und 12 verbunden sind. In der in F i g. 1 gezeigten Schaltung sind die Transistoren 11 und 24 in einer herkömmlichen Darlington-Verstärkeranordnung miteinander verbunden, und die Kollektoren von beiden Transistoren sind mit dem Masseanschlußstück 22 verbunden. Die Transistoren 12 und 25 sind jedoch in einer modifizierten Darlington-Verstärkeranordnung miteinander verbunden, da der Kollektor des Transistors 12 über eine Impedanz 27 mit dem Masseverbindungsstück verbunden ist, während der Kollektor des Transistors 25 direkt mit dem Verbindungsstück 22 verbunden ist.

Die Impedanz 27 erlaubt, daß Ausgangssignale von dem Kollektor des Transistors 12 erhalten werden, während das über der Impedanz 27 erzeugte Potential der Basis eines npn-Ausgangstransistors 29 zugeführt wird, dessen Emitter mit dem Masseverbindungsstück 22 verbunden ist, und dessen Kollektor Ausgangssignale der

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Vergleichsschaltung an das Ausgangsverbindungsstück 30 liefert.

Die Vergleichsschaltung arbeitet derart, daß, wenn das der Basis des Transistors 24 zugeführte Potential höher (positiver) als das der Basis des Transistors 25 zugeführte Potential ist, der Transistor 12 leitend wird und der Transistor 11 nichtleitend wird. Unter diesen Bedingungen fließt Strom durch den Transistor 12 und entwickelt ein Vorspannungspotential über der Impedanz 27 an der Basis des npn-Ausgangstransistors 29, wodurch der Ausgangstransistor 29 leitend wird. Wenn andererseits das Potential an der Basis des Transistors 25 höher (positiver) ist als das Potential an der Basis des Transistors 24, wird der Transistor 11 des Differenzverstärkers 10 leitend, und der Transistor 12 ist nichtleitend. Unter diesen Arbeitsbedingungen ist der Ausgangstransistor 29 nichtleitend.

Zur Erläuterung sei angenommen, daß die Transistoren 25 und 12 des Vergleichsverstärkers die Bezugstransistoren des Verstärkers bilden, wobei ein Gleichspannungsbezugspotential der Basis des Transistors 25 zugeführt wird. Eine Möglichkeit, dieses Vergleichspotential zu erhalten, ist die Verwendung eines Spannungsteilers, der aus einem Widerstand 31 in Serie mit einem Potentiometer 32 zwischen dem B⁺-Versorgungsanschluß und Masse gebildet wird. Ein einstellbarer Abgriff 33 auf dem Potentiometer 32 ist mit der Basis des Transistors 25 verbunden, um eine Veränderung des Gleichspannungspegels zu erlauben, der der Basis des Transformators 25 in einem Bereich zugeführt wird, der sich von Masse bis zu einem Maximum erstreckt, das von den relativen Widerstandswerten des Widerstandes 31 und des Potentiometers 32 bestimmt wird. Wenn sich der Abgriff 33 in seiner höchsten Stellung befindet, ist der volle Widerstand des Potentiometers 32 zwischen dem Abgriff 33 und Masse angeschlossen. Der Widerstand 31 liefert eine obere Grenze für das Potential, das der Basis des Transistors 25 zugeführt werden kann, wobei diese obere Grenze ein vorherbestimmter Wert ist, der niedriger als das dem Verbindungsstück 16 zugeführte B+-Potential ist Es sollte jedoch vermerkt werden, daß keine gleichartige Vorsorge getroffen wurde, um eine untere Grenze zu erreichen, und daß der Abgriff 33 direkt mit Masse verbunden werden kann, die der unterste Verbindungspunkt am Potentiometer 32 ist wie in den Zeichnungen dargestellt

Eine Art der Zuführung von Eingangssignalen an die Basis des Transistors 24 auf der anderen Seite der Vergleichsschaltung ist die Zuführung einer zeitveränderlichen Spannung, die von der sich steigernden Ladung gebildet wird, die in einem Speicherkondensator 36 gespeichert wird, der zwischen der Basis des Transistors 24 und Masse angeschlossen ist Der Ladestrom für den Kondensator 36 wird von einem zweiten Kollektor 37 eines pnp-Stromversorgungstransistors 14 erhalten, der einen vorherbestimmten Strom liefert, um die Kapazität

36 in einer vorherbestimmten Weise zu laden, wie durch die Kurvenform 39 angedeutet ist

Es sei angenommen, daß die Schaltkreistätigkeit bei völlig entladenem Kondensator 36 beginnt, so daß das Potential an der Basis des Transistors 24 auf Massepotential liegt Während sich die Ladung in dem Kondensator in Übereinstimmung mit dem von dem Kollektor

37 des Stromversorgungstransistors 14 gelieferten Strom aufbaut, wird ein zunehmendes positives Potential der Basis des Transistors 24 zugeführt Solange dieses Potential niedriger oder dem Massepotential näher ist als das Vergleichspotential, das der Basis des Transistors 25 zugeführt wird, sind die Transistoren 11 und 24 leitend und die Transistoren 25 und 12 nichtleitend. Daher ist der Ausgangstransistor 29 ebenfalls nichtleitend. Wenn das Potential an der Basis des Transistors 24 das der Basis des Transistors 25 zugeführte Potential überschreitet oder positiver ist, kehren sich diese Zustände um. Die Transistoren 11 und 24 werden nichtleitend, während die Transistoren 12 und 25 leitend werden, wodurch der Ausgangstransistor 29 leitet. Dies ist die normale Wirkungsweise eines Differenzverstärkers.

Bei den in den Zeichnungen dargestellten Schaltkreisen ist der Vergleichsverstärker 10 jedoch in der Lage, einen verläßlichen Ausgang sogar dann zu liefern, wenn das Vergleichspotential am Abgriff des Potentiometers 33 nach unten an null Volt oder an Massepotential liegt. Wenn der Abgriff des Potentiometers 33 an Massepotential liegt, ist das am Emitter des pnp-Transistors 25 erscheinende Potential gleich dem Va^Spannungsabfall, der über der Emitterbasisverbindung des Transistors 25 entsteht, wobei die Transistoren 12 und 25 leitend sind. Dies ermöglicht den Betrieb des inneren lateralen pnp-Transistors 12 an einer Null-Volt-Kollektorbasisvorspannung, wodurch dann der Kollektor des Transistors 12 ebenfalls an der Spannung Vbe liegt Diese Spannung, bei der der Transistor 12 leitend ist, wird über die Impedanz 27 erzeugt und reicht aus, den Ausgangstransistor 29 in die Leitung zu treiben. Dabei ist die rechte Seite oder die Bezugsseite der Vergleichsschaltung einschließlich der Transistoren 12 und 25 in der Lage, einen brauchbaren Ausgang über den Transistor 29 bei einer Bezugsspannung von null Volt zu liefern.

Wenn der Abgriff 33 des Potentiometers 32 in der Nähe des Masseendes liegt, während die sich verändernde Signalspannung, die der Basis des Transistors 24 auf der linken Seite der Verstärkerschaltung zugeführt wird, die Vergleichsspannung an dem Abgriff 33 übersteigt, schaltet der Differenzverstärker 10 von einem Zustand, bei dem der Transistor 11 leitend ist, zu einem Zustand, bei dem der Transistor 12 leitend ist. Während der Abgriff 33 des Potentiometers 32 nach oben oder näher zur Verbindung des Potentiometers 32 mit dem Widerstand 31 bewegt wird, ist ein zunehmend höherer Eingangsspannungssignalpegel an der Basis des Transistors 24 notwendig, um ein Umschalten der Transistoren 11 und 12 von einem Zustand zu verursachen, bei dem der Transistor 11 leitend ist, zu einem Zustand, bei dem der Transistor 12 leitend ist

Es ist Vorsorge getroffen, den Verstärker durch Entladen der Kapazität 36 durch die Kollektoremitterstrekke eines npn-Entladetransistors 42 zurückzustellen. Die Basis des Transistors 42 wird mit einem positiven Rückstellimpuls versorgt, der von jeder geeigneten Quelle erhalten werden kann und der einem Rückführungsverbindungsstück 44 über einen Koppelwiderstand 45 zugeführt wird Der Transistor 42 ist normalerweise nichtleitend, da die Basis dieses Transistors über einen Widerstand 46 mit dem masseverbundenen Stück 22 verbunden ist Bei Nichtanliegen eines positiven Rückstellimpulses am Verbindungsstück 44 arbeitet der Transistor 42 daher als offener Schaltkreis und hat keinen Einfluß auf die Wirkung der übrigen Teile der Schaltung.

Es sollte bemerkt werden, daß die Eingangstransistoren 24 und 25 entweder laterale Transistoren oder Substrattransistoren sein können, aber Substrattransistoren werden bevorzugt, da das Signal in den Kollektorleitungen der Transistoren 24 und 25 nicht verwendet wird

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und ein Substrat-pnp-Transistor eine kleinere Fläche auf der Formanordnung eines monolithischen integrierten Schaltkreises benötigt. In ähnlicher Weise wird die Impedanz 27 verwendet, um die Formfläche möglichst wirtschaftlich zu gestalten, die für den Schaltkreis benötigt wird, und auch, weil die Impedanz leicht mit einem großen Widerstandswert hergestellt werden kann, wodurch ein hoher Gewinn für den Betrieb des Schaltkreises geschaffen wird.

Wenn der Vergleichsschaltkreis nur aus den Transistören 11 und 12 ohne die Transistoren 24 und 25 besteht, würde eine sehr niedrige Gleichspannung, die den Eingängen der Schaltung zugeführt wird, ausreichen, den leitenden der Transistoren 11 oder 12 in die Sättigung zu treiben, insbesondere, wenn eine niedrige Vergleichsschweile von oder in der Nähe von Masse der Basis des Vergleichstransistors zugeführt wird. Mit der Verwendung der Darlington- oder der modifizierten Darlington-Verstärkeranordnung für den Schaltkreis wird die Basis des inneren Transistors, wie z. B. die des Transistors 12, an ein Potential gelegt, das um die Spannung Vbe oberhalb der Vergleichsspannung liegt, sogar dann, wenn die Vergleichsspannung an Massepotential liegt. Dadurch liegt das Potential am Kollektor des Transistors 12 mindestens um die Spannung Vbe oberhalb des Massepotentials (für eine minimale Einstellung des Abgriffs 33), was ausreicht, den Ausgangstransistor 29 in die Leitung zu treiben, ohne daß eine Sättigung des Transistors 12 auftritt. Ohne die Spannung Vbe am Kollektor des Transistors 12 würde es schwierig sein, ein Gleichspannungssignal zu erhalten, das ausreicht, die Schwelle der Spannung Vbe des Ausgangstransistors 29 ohne Sättigung des pnp-Treibertransistors zu erreichen.

Zusätzlich zur Schaffung dieses Vorteils der Verhinderung der Sättigung der Transistoren 11 und 12 benötigen Die Darlington-Anordnungen auch einen niedrigen Eingangsstrom, da sie eine hohe Eingangsimpedanz gegenüber den Eingängen darstellen, die an die Basen der Transistoren 24 und 25 angeschlossen sind.

In F i g. 2 ist eine Schaltung gezeigt, die im wesentlichen die gleiche ist wie in F i g. 1, bei der aber die Impedanz 27 durch einen npn-Transistor 50 ersetzt wurde. Die Kollektoremitterstrecke des Transistors 50 ist über die Basisemitterverbindung des Transistors 29 angeschlossen, und der Kollektor des Transistors 50 ist mit dem Kollektor des Transistors 12 in dem Differenzschaltkreis 10 verbunden. Anstatt den Kollektor des Transistors 11 direkt zu dem Masseverbindungsstück 22 zurückzuführen, ist zusätzlich eine Diode 51 zwischen dem Kollektor des Transistors 11 und dem Verbindungsstück 22 angeschlossen. Die Basis des Transistors 50 ist mit der Verbindung des Kollektors des Transistors 11 und der Diode 51 verbunden. Die Diode 51 und der Transistor 50 bilden dann einen Konverterschaltkreis, der verwendet werden kann, um den Gewinn der Schaltung gegenüber dem Gewinn zu verdoppeln, der unter Verwendung der Impedanz 27 der F i g. 1 erhalten wird.

Wenn der Transistor 11 leitend und der Transistor 12 nichtleitend ist, wird das Potential Vo? über die Diode 51 gebildet Dies treibt den Transistor 50 in die Leitung, wodurch im wesentlichen Massepotential der Basis des Ausgangstransistors 29 zugeführt wird, wodurch dieser nichtleitend wird. Wenn der Transistor 11 nichtleitend ist und der Transistor 12 leitend, ist der Transistor 50 nichtleitend. Auf diese Art arbeitet er im wesentlichen als offener Schaltkreis. Dadurch kann der volle Strom vom Kollektor des Transistors 12 der Basis des Transistors 29 zugeführt werden und diesen in die Leitung

treiben.

Es ist zu bemerken, daß die in F i g. 1 und 2 gezeigten Schaltungen in sehr kleinen Formflächen hergestellt werden können, da in dem Schaltkreis sehr wenige Widerstände verwendet werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

22 OO 580 Patentansprüche:

1. Differenzverstärker-Vergleichsschaltung in monolithisch integrierter Form mit mindestens einem ersten und einem zweiten Transistor vom gleichen Leitfähigkeitstyp, mit einem ersten und einem zweiten Spannungsversorgungsanschluß, von denen der erste mit einem Gleichspannungsbetriebspotential und der zweite mit einem Bezugspotential verbunden sind, mit einem dritten und einem vierten Transistor vom Leitfähigkeitstyp des ersten und zweiten Transistors, die dem ersten und zweiten Transistor jeweils in Form einer Darlington-Schaltung zugeordnet sind, mit einer Impedanz, die den Kollektor des zweiten Transistors mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbindet, wobei die Kollektoren des ersten, dritten und \iertca Transistors ebenfalls mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbunden sind, mit einer ersten Eingangsschaltung, die der Basis des vierten Transistors ein erstes Eingangssignal, mit einer zweiten Eingangsschaltung, die der Basis des dritten Transistors ein zweites Eingangssignal zuführt, und mit einem Ausgangsschaltkreis, der mit dem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist und einen fünften Transistor aufweist, dessen Emitter mit dem zweiten Anschluß für das Bezugspotential verbunden ist und dessen Kollektor einen Ausgangsanschluß für die Vergleichsschaltung bildet, gekennzeichnet durch die Kombination, daß in an sich bekannter Weise eine Konstantstromquelle zwischen den Emittern des ersten und zweiten Transistors (11 und 12) und dem ersten Anschluß für das positive Gleichspannungsbetriebspotential angeordnet ist, daß der Kollektor des ersten Transistors (11) mit dem zweiten Anschluß (22) für das Bezugspotential durch eine Diode (51) verbunden ist, daß die Impedanz, die den Kollektor des zweiten Transistors (12) mit dem zweiten Anschluß (22) für das Berugspotential verbindet, einen sechsten Transistor (50) aufweist, dessen Emitter mit dem zweiten Anschluß (22) für das Bezugspotential und dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors (11) verbunden sind, daß die Basis des fünften Transistors (29) mit dem Kollektor des sechsten Transistors (50) verbunden ist, daß der erste (11), zweite (12), dritte (24) und vierte (25) Transistor jeweils ein pnp-Transistor ist und daß der fünfte (29) und sechste (50) Transistor als npn-Transistoren ausgebildet sind.

2. Vergleichsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (11) und der zweite (12) Transistor laterale pnp-Transistoren sind und daß der dritte (24) und vierte (25) Transistor Substrat-pnp-Transistoren sind.

3. Vergleichsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine der ersten (32, 33) und zweiten (36) Eingangsschaltungen ein Gleichspannungsbezugseingangssignal liefert und die andere der ersten (32, 33) und zweiten (36) Eingangsschaltungen einen zeitveränderlichen Eingangssignalpegel liefert.