DE2257275B2 - Schaltungsanordnung zur automatischen Entzerrung - Google Patents

Description

Die Erfindung be/iehl sich auf cine Sehaltiingsanord-Miing /ur automalischen Entzerrung der durch die Amplituden-Frequenz- oder die l'hasen-1 requen/kcnn linie gebildeten Übcrtagungscharakteristik eines zu einer Übertragimgsstrecke gehörenden Übertragungsbandcs, das /ur Übertragung von Informalionssignalen beansprucht wird, welche Schaltungsanordnungen /ur automatischen Entzerrung beispielsweise bei der Übertragung von Faksimile, Fernsehen, telegraphic, synchronen Impiilssignalen und dergleichen verwendet •werden.

In jüngster /.eil ist infolge der Steigerung der Übertragungsgeschwindigkeit von synchronen Impulssignalen ein besonderes Bedürfnis nach derartiger Fnl/crrungsapparalur /ur Korrektur von durch die Übertragungscharakteristik der Übertragungsstrecke verursachten Impulsver/erriingcn entstanden, da insbesondere bei der Steigerung der Übertragungsgeschwindigkeit die Abweichungen gegenüber dem gewiinschlen Verlaul dieser Überlragungschanikteristiken sich in verstärktem MaUe in ilen Nyquisl-Kritericn und folglich auch in der Unterscheidung der Signal/eichen geltend machen. Insbesondere müssen für eine optimale Unterscheidung der Signal/eichen entsprechend den Nyquist-Knlerien an tue Form der Übertragungscharakteristiken die Bedingungen gestellt werden, daß empfangsseitigdic Werte der Signal/eichen in der Mitte der Inipulsintervalle und/oder die Abslände /wischen den Übergängen der Signal/eichen beibehalten werden. |e nach der Art und dem Charakter der Übertragungsstrecke sind die automatischen Ent/errungsanordnungen im wesentlichen in zwei Typen aufzuteilen, und /war die automatischen Ent/errungsanordnungen vom Voranstell- oder Presettyp für Übertragungsstrixken mit während der Signalübertragung nahezu konstanten Übertragungscharakteristiken, beispielsweise feste Verbindungen, wobei vor der Signalübertragung die automatische Entzerrungsanordnung mit Hilfe eines übei tragenen Prüfsignals eingestellt wird, und automatische Entzerrungsanordnungen vom kontinuierlich veränderlichen oder adaptivcn Typ für Übertragungsstrekken mit während der Signalübertragung veränderlicher Übertragungscharakteristik, beispielsweise geschaltete Verbindungen oder Funkverbindungen, wobei die Einstellung während der Signalübertragung ständig korrigiert wird. Gegebenenfalls können die beiden Typen von automatischen Entzerrungsanordnungen in Kombination verwendet werden.

Es wurden in der vergangenen Zeit bereits eine Anzahl Vorschläge in bezug auf den Aufbau derartiger automatischer Entzerrungsanordnungen gemacht, welche Vorschläge, wie auch in der jüngsten Fachliteratur beschrieben wurde, im wesentlichen auf demselben Grundgedanken beruhen. Insbesondere ist eine derartige automatische -ntzerrungsanordnung mit einem einstellbaren Entzerrungsnetzwerk versehen, wobei die Form des Ausgangssigr.jls in einem Zeitdiagramm gesehen in einem Prufkreis mit einem Einstellkriterium verglichen wird, und zwar zur Erzeugung einer Steuerspannung, die zur Einstellung des einstellbaren Entzerrungsnetzv,erkes einer Steueranordnung zugeführt wird, wobei zum Beispiel als Einstellkriterium die Form des Augenmusters der entzerrten Impulse benutzt werden, die richtigen Übergangszeitpunkte der Signalzeichen in den entzerrten Impulsen und dergleichen. Üblicherweise ist das einstellbare Entzerrungsnetzwerk als ein durch Zeitfunktionen gekennzeichnetes Netzwerk in Form eines Verzögerungskreises mit einer Anzahl Anzapfungen nut darin aufgenommenen ein stellbaren Dämpfungsnct/werken, die durch die Steuer anordnung gesteuert werden, versehen, wobei durcl /usammenfügung der Ausgangssignale der Anzapfun gen das Ausgangssignal der automatischen Entzcr rungsanordnung erhallen wird.

In dieser automatischen Ent/errungsariordnung wirt die gewünschte Einstellung schrittweise oder iterati\ er/iell. und insbesondere tritt nach Feststellung dei Abweichung des Ausgangssignals der automatischer Fntzerrungs-inordnung vom Einstcllkriterium eine Ein stellung der einstellbaren Dämpfungsnel/werke in dei Anzapfungen des Verzögerungskreises durch du Steueranordnung auf, wonach sich der obensteheiu beschriebene Pro/elt jeweils wiederholt, bis di< Einstellung dem genannten Einstcllkrilerium entspricht F.nipfangsseilig sowie sendcscitig können diese automa tischen Ent/errungsanordnungen verwendet werden, it welchem letzteren Fall, bekannt unter dem Namei Vorcnt/errungsanorclnung. vor der Einstellung en Steuersignal von der Empfangsseitc über einer Rücklaufkreis zur Sendeseite zurückgesandt werden.

Mit der beschriebenen Anordnung werden in dei Praxis gute Resultate erzielt, aber es stellte sich heraus daß unter besonderen Umständen dennoch Schwierig keilen auftraten. Einerseits isl nämlich bei dicsci bekannten Entzerrungsanordnung durch den iterativei Fünstellpro/eß eine relativ große Einstcllzeit odei Akqiiisu.iiiiszeit notwendig, was u. a. beim Einschalter der Impulsverbindungen sowie beim Alisgleicher schneller Änderungen der Übertragungscharaklerisli ken der Übertragmgsstrecke. wie dies beispielsweise bei schnellen Schwunderscheinungen in Funkverbindun gen stattfindet. Schwierigkeiten ergibt. Andcrcrseif stellte es sich bei Übertragungsstrecken sehr schlechtei Qualität und folglich mit starker Impulsverzerrung heraus, daß die Einstellung der gewünschten Entzcr rungscharakteristik nicht erreicht werden konnte, wai also bedeutet, daß die automatische Entzerrungsanord nung bei sehr starken Impulsverzerrungen nicht stabi ist.

Aus der DE-OS 20 55 466 ist ein Frequenzbereich arbeitender automatischer Entzerrer bekannt, der eine Verzögerungsanordnung und einen daran angeschlosse nen Satz Wägungsnetzwerke für Teilbänder de? Übertragungsbandes enthält. Der bekannte Entzerrei enthält jedoch keinen Satz von festen Teilbandfiltern, se daß bei diesen zur Entzerrung eines bestimmter Teilbandes relativ viel Werte eingestellt werden müssen Außerdem können die erforderlichen Entzerrungskor rekturwerte zwar unabhängig voneinander bestimmt werden, aber nur unter der Bedingung einer vott>e stimmten zeitlichen Reihenfolge der Einstellschritte.

Aufgabe der Erfindung ist es demgegenüber, eins Schaltungsanordnung zur automatischen Entzerrung anzugeben, bei der nur wenige Einstellwerte prc Teilband benötigt werden und eine wesentlich kürzer« Einstellzeit auftritt.

Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß di{ Anordnung zur automatischen Entzerrung durch die Kombination der nachfolgenden Merkmale gekenn zeichnet wild:

a) einen Frequenzanalysator zur Aufspaltung de; Übertragungsbandes in eine Anzahl Frequenzteil bänder mit einem Verzögerungskreis und ein« Anzahl parallel geschalteter Ausgangskanäle, wo bei in jeden der Ausgangskanäle ein feste: Teilbandfilter aufgenommen ist, welche Teilbandfil

ter dadurch gebildet werden, daß jeder der Ausgangskanäle über eine Anzahl von fester Wägungsnetzwcrkc mit Punkten unterschiedlicher Verzögerungszeil im Ver/ögerungskreis verbunden werden, während den parallel geschalteten Ausgangskanälen die in ihrer Frequenz aufgeteilten F'requenztcilbänder emnommen werden;

b) die festen Teilbandfilter in den Ausgangskanälen ok.d Frequenzanalysators weisen für aneinander grenzende Durchlaßbereiche einander derart überlappende Amplitudenfrequenzkennlinien auf, daß einerseits jedes feste Teilbandfilter diejenigen der l'requenzkomponenten eines eingetroffenen FJnstcllsignals. die außerhalb seines Durchlaßbereiches liegen, unterdrückt und andererseits die festen Teilbandfilter gemeinsam einen über das gesamte Übertragungsband kontinuierlichen Durchlaßbereich ohne Dämpfungsgebiete bilden:

c) in mehrere Ausgangskanäle des Frequenzanalysa tors ist ein Phasen- und Ampütudenregcikrcis aufgenommen, die alle durch eine Regelspannung gesteuert werden;

d) einen Regelspannungsgenerator zur Erzeugung der Regelspannungen zur Steuerung der in die Ausgangskanäle des Frequenzanalysators aufgenommenen Amplituden- und Phasenregelkreise, welcher Regelspannungsgenerator mit einer Anzahl Komparatoren versehen ist, die durch mindestens eine Spektrumkomponente des Einstellsignals gespeist werden, welches Signal im Frequenzanalysator in seine Frequenzkomponentui aufgeteilt und der weiter eine Ortsbezugsquelle enthält für die Phasen- und Amplitudenbezugswerte des in die unterschiedlichen Frequenzkomponenten aufgeteilten Einstellsignals, während dem Ausgang der Komparatoren die Regelspannungen für die unterschiedlichen Phasen- und Amplitudenregelkreise entnommen werden;

e) die Anordnung hat einen Ausgangskreis, der durch eine in die Phasen- und Amplitudenregelkreise in den Ausgangskanälen des Frequenzanalysators aufgenommene Zusammenfügungsanordnung gebildet wird.

Mit dem neuen automatischen Entzerrer werden folgende Vorteile erhalten:

1. Minimale Akquisitionszeit, da sämtliche Daten für die gewünschte Entzerrung gleichzeitig verfügbar sind.

2. Unter allen Umständen eine stabile Wirkung, auch bei Übertragungsstrecken sehr schlechter Qualität.

3. Universalbrauchbarkeit in der Anwendung der automatischen Entzerrungsanordnungen unterschiedlicher Bauart, beispielsweise eine Entzerrungsanordnung vom Preset- und vom Adaptiv-Typ, aber auch für automatische Entzerrungsanordnungen vom Vorentzerrungstyp.

4. Flexibilität in der Anwendung von verschiedenartigen Signalen, beispielsweise Fernsehen, Faksimile, Telegraphie, synchrone Impulssignale und dergleichen.

Der neue Entzerrer ist ferner besonders gut an die Eigenschaften der Übertragungsstrecke anpaßbar, wodurch e.ne wesentliche Vereinfachung im Aufbau gegeben ist. Außerdem ist er für die Ausbildung in digitalen Techniken und Integration in einem Halbleiterkörper besonders gut geeignet

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden

näher beschrieben. F.s zeigt

Fig. I eine schematische Darstellung eines Senders für zweiwertige synchrone Impulssignale,

F i g. 2 eine schematische Darstellung des zum Sender nach F i g. I gehörenden Empfängers mit einer erfindungsgemäß ausgebildeten automatischen Entzerrungsanordnung,

Fig. 2a eine detaillierte Darstellung eines im Empfänger nach F i g. 2 verwendeten Teils,

Fig. 3, 5, 7 und 8 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung des in Fig. I und 2 dargestellten Senders und Empfängers, während in

Fig.4 und 6 dazu einige Zeitdiagramme angegeben sind.

Fig. 9, 10, Il eine Darstellung detaillierter Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Anordnung, deren Aufbau vereinfacht worden ist,

Fig. 12 eine weitere wesentliche Vereinfachung im Aufbau einer erfindungsgemäßen Anordnung, während zur Erläuterung in Fig. 13 einige Frequenzdiagramme angegeben sind,

Fig. 14 eine wesentliche Verbesserung der in Fig. 12 dargestellten Anordnung, wozu in Fig. 15 einige Frequenzdiagramme dargestellt sind,

Fig. 16,17,18 und 20 weitere Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Anordnung, wobei durch Verwendung der Eigenschaften der Übertragungsstrecke zusätzliche Vereinfachungen im Aufbau verwirklicht werden,

Fig. 16a eine Darstellung eines in Fig. 16 verwendeten Einzelteils,

Fig. 19 einige Frequenzdiagramme zur Erläuterung der in den Fig. 17. 18 und 20 angegebenen Anordnungen,

Fig. 21 eine Darstellung einer erfindungsgemäßen Anordnung, die durch die Ausbildung in digitalen Techniken für Integration in einem Halbleiterkörper besonders geeignet ist,

F i g. 22 und 23 eine Darstellung erfindungsgemäßer Anordnungen, wobei das übertragene Signal als solches berücksichtigt worden ist,

Fig. 23a eine Abwandlung eines in Fig. 23 verwendeten Einzelteils,

F i g. 24 einige Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach Fig. 23,

Fig. 25 und Fig. 26 erfindungsgemäße Anordnungen, die zur adaptiven Entzerrung eingerichtet sind, während in Fig.27 einige Diagramme zur Erläuterung der Anordnungen nach den F i g. 25 und 26 angegeben sind,

F i g. 28, 29 und 31, 32 detaillierte Ausführungsformen von Einzelteilen an den Anordnungen nach den F i g. 25 und 26, während in Fig.30 und 33 dazu gehörende Frequenzdiagramme angegeben sind,

F i g. 34 und 35 eine besonders vorteilhafte Ausführungsform einer Anordnung nach der Erfindung zur adaptiven Entzerrung, wobei in F i g. 36 ein Element der in Fig.35 dargestellten Anordnung detailliert und in Fig.37 zur Erläuterung einige Zeitdiagramme dargestellt sind.

F i g. 1 und F i g. 2 zeigen einen Sender bzw. einen Empfänger eines Übertragungssystems zur Übertragung zweiwertiger Impulssignale in einem Übertragungskanal von beispielsweise 300—3400 Hz, wobei der Empfänger mit einer nach der Erfindung ausgebildeten Anordnung zur automatischen Entzerrung der durch die Amplitude-Frequenz- und die durch die Phase-Frequenzkennlinie gebildeten Übertragungscharakteristik

der Übertragungsstrecke versehen ist.

Sendeseitig wurden die zweiwertigen synchronen Impulssignale mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von beispielsweise 3,2 k Bit/s einer Impulsquellc I entnommen und über ein Tiefpaßfilter 2 mit einer Grenzfrequenz von 1,6 kHz einem Trägermodulator 3 mit einem zugehorenden Ausgangsfilter 4 zur Übertragung der Impulssignale über eine Leitung 5 mittels Einseitenbandmodulation mit teilweise unterdrücktem zweitem Seitenband zugeführt, wobei an den Trägermodulator 3 über die Trägerleitung 6 eine Trägerschwingung von beispielsweise 2,6 kHz gelegt ist. Die Auftrittszeitpunkte der Impulssignale der Impulsquelle 1 fallen mit einer Reihe äquidistanter Taktimpulse von beispielsweise 3,2 kHz, die über die Leitung 7 die Impulsquelle I steuert, zusammen.

Die Trägerschwingung sowie die Taktimpulse werden einem zentralen Frequenzgenerator 8 entnommen, dem über Pilotfrequenzleitungen 9, 10 zwei Pilotschwingungen vuii 0,6 und 3 kHz eiiinummeii werden, die nach Zusammenfügung in einer Zusammenfügungsanordnung 11 mit. den Ausgangssignalen des Trägermodulators 3 ausgesandt werden, um empfangsseitig den Träger und die Taktfrequenz örtlich zurückzugewinnen. Dabei ist am Ausgang des zentralen Frequenzgenerators 8 ein Zeitverteiler 12 angeordnet, der beim Einschalten des Senders nacheinander Pilotfrequenzleitungen 9, 10, die Trägerleitung 6 und die Taktfrequenzleitung 7 an den zentralen Frequenzgenerator 8 anschließt, bevor er einen Schalter 13 zum Anschluß der Impulsquelle 1 an den Trägermodulator 3 betätigt, um auf diese Weise den zusammenarbeitenden Elementen empfangsseitig zum Empfang der Impulssignale genügend Einstellzeit zu bieten, sich auf die richtige Weise einzustellen.

In Fig. 3 sind in einem Frequenzdiagramm die vom Sender in F i g. 1 ausgestrahlten Signale angegeben, die durch im Band von 0,7 —2,9 kHz einem Träger von 2,6 kHz aufmodulierte Impulssignale sowie die beiden Pilotfrequenzen von 0,6 und 3 kHz gebildet werden. In der Figur werden diese beiden Pilotfrequenzen durch die Pfeile /i und h dargestellt.

F i g. 2 zeigt den mit d^n Sender zusammenarbeitenden Empfänger, der mit einem Eingangsfilter 14, einem durch einen Ortsträger gesteuerten Trägermodulator 15 mit dazu dem Ausgangsfilter 16 in Form eines Tiefpaßfilter versehen ist, wobei die demodulierten Impulssignale zur Weiterverarbeitung in einem Verbraucher 17 einer Abtastanordnung 18 zugeführt werden, die durch örtlich erzeugte Taktimpulse gesteuert wird. Zur Erzeugung des örtlichen Trägers und der örtlichen Taktimpulse enthält der Empfänger einen durch die beiden Pilotsignale gesteuerten zentralen Frequenzgenerator 19, der aufgebaut ist, wie in F i g. 2a dargestellt Insbesondere wird nach Selektion der beiden eingetroffenen Pilotfrequenzen von 0,6 und 3 kHz in Pilotfiltern 20 und 20' aus diesen Pilotfrequenzen durch Mischung in einer Mischstufe 21 mit dem Ausgangsfilter 22 die Differenzfrequenz von 2,4 kHz erzeugt, wobei durch Frequenzteilung der Differenzfrequenz von 2,4 kHz im Frequenzteiler 23 mit einem Faktor 3 und du'ch eine nachfolgende Frequenzvervielfachung in einem Frequenzvervielfacher 24 mit einem Faktor 4 die Taktfrequenz von 3,2 kHz erhalten wird, während die Trägerfrequenz von 2fi kHz durch die Differenzbildung in einer Mischstufe 25 mit dem Ausgangsfilter 26 der selektierten Pilotfrequenz von 3 kHz und einer Frequenz von 0,4 kHz erzeugt wird, die

durch Frequenzteilung in einem Frequenzteiler 23' mit einem Faktor 2, der durch Frequenzteilung im Frequenzteiler 23 erzeugten Frequenz von 0,8 kHz erhalten wird.

Ebenso wie der Sender ist der Empfänger mit einem an den Ausgang des zentralen Frequenzgenerators 19 angeordneten Zeitverteiler 29 versehen, der hier bei-Empfang der beiden Pilotsignale, beispielsweise beim Auftreten der Differenzfrequenz von 2,4 kHz, eingeschaltet wird, wobei zum Empfang der modulierten Impulssignale vom Sender nacheinander der Ort&träger und die Ortstaktimpulse über die Trägerleitung 30 bzw. die Taktfrequenzleitung 31 dem Trägermodulator 15 und der Abtastanordnung 18 zugeführt werden.

Dabei ist die Trägerleitung 30 auf bekannte Weise mit einem Phasenregelkreis 28 versehen zur Korrektur der Phase des örtlich erzeugten Trägers entsprechend de/ Phase des Trägers, der am Anfang der Übertragunfausgcsandt wird und während einer kurzen Periode über den Schäker 27 dem Fhasenregcikrcis 28 /.iigufüiiri wird, dessen Phase nach dem öffnen des Schalters 27 beibehalten wird. Beim Empfang der modulierten Impulssignale sind auf diese Weise die Ortsträger- und Taktimpulse am Trägerdemodulator 15 und an der Abtastanordnung 18 bereits vorhanden.

Um in der Abtastanordnung 18 eine optimale Unterscheidung der aus »1«- und »0«-lmpulsen bestehenden zweiwertigen Impulse zu erhalten, muß die durch die Amplitude-Frequenz- und durch die Phase-Frequenzkennlinien gebildete Übertragungscharakteristik der Übertragungsstrecke der ausgesandten Impulssignale nach N i q u i s t der nachfolgenden Bedingung entsprechen, daß bei den empfangenen Impulssignalen in der Abtastanordnung 18 die Signalwerte in der Mitte der Impulsintervalle und/oder die Abstände zwischen den Übergängen der Amplitudenwerte beibehalten werden.

Zur Erläuterung der auftretenden Erscheinungen in dem bisher beschriebenen Impulsübertragungssystem sind in F i g. 4 einige Zeitdiagramme dargestellt.

F i g. 4a zeigt einen einzigen durch die Impulsquelle 1 im Sender in F i g. 1 ausgesandten »!«-Impuir. wobei die Mitte des Impulsintervalls durch den Zeitpunkt 0 und die Mitten der dem Impuls »I« vorhergehenden und nachfolgenden Impulsintervalle durch die Zeitpunkte ±7; ±27^ ±37" angegeben sind. Empfangsseitig entsprechen die Mitten der impuisintervalle den Abtastzeitpunkten in der Abtastanordnung 18.

Wird der in Fig.4a dargestellte »!«-Impuls, der von der sendeseitigen Impulsquelle 1 herrührt, über die Übertragungsstrecke, die durch das Tiefpaßfilter 2, den Trägermodulator 3, das Ausgangsfilter 4, die Zusammenfügungsanordnung 11, die Leitung 5, das Eingangsfilter 14, den Trägermodulator 15, das Tiefpaßfilter 16 gebildet wird, zur Abtastanordnung 18 übertragen, so wird durch die Abweichungen der Nyquist-Bedingung von der durch die Übertragungsstrecke gegebenen Übertragungscharakteristik der aufgesandte »!«-Impuls am Ausgang des Tiefpaßfilters 16 verzerrt auftreten, was zu einer Verringerung der Impulsunterscheidung in der Abtastanordnung 18 führt. Hat beispielsweise der verzerrte Impuls am Ausgang des Tiefpaßfilters 16 den in F i g. 4b dargestellten Verlauf, so wird durch die auftretenden Ein- und Ausschwingungserscheinungen die Impulsunterscheidung in der Abtastanordnung 18 beeinträchtigt werden, da ja in den Abtastzeitpunkten ±T, ±2T, ±3T diese Ein- und Ausschwingungserscheinungen einen beträchtlichen

Wert aufweisen.

Zur Verbesserung der Impulsunterscheidung ist dazu in dem in F i g. 2 dargestellten Empfänger zwischen dem Tiefpaßfilter 16 und der Abtastanordnung 18 eine automatische Entzerrungsanordnung 32 vom Voieinstell- oder Preset-Typ angeordnet, wobei in der Zeitperiode, die der Übertragung der Informationsimpulse von der Impulsquelle I vorhergeht, die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung 32 mittels eines Prüfimpulsmusters als Einstellsignal stattfindet. Dazu ist der Sender nach Fig. 1 mit einem über die Taktimpulsleitung 7 durch die Taktimpulsc gesteuerten Taktimpulsmustergeneralor 33 versehen, der dazu mit Hilfe des durch den Zeitverieilcr 12 gesteuerten Schalters 13 vor der Übertragung der Informationsimpulse über das Tiefpaßfilter 2 an den Trägermodulator 3 angeschlossen wird.

Im Empfänger findet in dieser Zeitperiode die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung 32 statt, die bei den bekannten Anordnungen dieser Art üblicherweise dadurch erfolgt, daß der Zeitverlauf des Einstcllsignais und die Form der eingetroffenen Prüfimpulsmuster am Ausgang der automatischen Entzerrungsanordnung 32 mit den Einstellkriterien verglichen werden, beispielsweise die Übergangszeitpunkte der Ein- und Ausschwingungserscheinungen, die Größe der Augenöffnung im Augenmuster u. dgl., wobei durch eine iterative bzw. schrittweise Einstellung die Abweichungen des Zeitverlaufes der Prüfimpulsmuster gegenüber dem betreffenden Ei istellkriterium verringert wird, bis diese Werte denen des Einstellkriteriums entsprechen. Nach der Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung 32 unter Verwendung der Prüfimpulsmuster als Einstellsignal wird jede weitere Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung 32 durch den Zeitverteiler 29 über die Steuerleitung 34 unterbrochen und die Übertragung der Informationsimpulse von der Quelle 1 kann erfolgen.

In diesen bekannten automatischen Entzerrungsanordnungen 32 stellt es sich heraus, daß bei einer sehr schlechten Qualität der Phase-Frequenz- und der Amplitude-Frequenzkennlinie der Übertragungsstrecke sehr lange Einstell- oc"er Akquisitionszeiten auftreten. In einem derartigen Fall kann es sogar passieren, daß die Einstellung der gewünschten Entzerrung überhaupt nicht erreicht wird, d. h., daß die automatische Entzerrungsanordnung unstabil geworden ist.

Nach der Erfindung werden unter allen Umständen zusammen mit einer wesentlichen Verringerung der Akquisitionszeiten Unstabilitäten vermieden, und zwar durch eine neue Konzeption der Ausführungsform der automatischen Entzerrungsanordnung, die daraus besteht, daß die Anordnung für automatische Entzerrung durch die Kombination der nachfolgenden Merkmale gekennzeichnet ist:

a) einen Frequenzanalysator 35 zur Aufteilung des Übertragungsbandes in eine Anzahl Frequenzteilbänder mit einem Verzögerungskreis 36 und eine Anzahl parallelgeschalteter Ausgangskanäle 37, wobei in jeden der Ausgangskanäle ein Teilbandfilter aufgenommen ist, welche Teilbandfilter dadurch gebildet werden, daß jeder der Ausgangskanäle über eine Anzahl Wägungsnetzwerke 38, 39 ... 40 mit Punkten unterschiedlicher Vc-zögerungszeit im Verzögerungskreis 36 verbunden wird, während den parallelgeschalteten Ausgangskanälen die in der Frequenz aufgeteilten Frequenzteilbänder entnommen werden;

b) die Teilbandfilter in den Ausgangskanälen 37 des Frequenzanalysator 35 für die Frequenzkomponenten des Informationssignals bilden gemeinsam einen anschließenden Durchlaßbereich ohne Dämpfungsbereiche;

c) in mehrere Ausgangskanäle 37 des Freqjenzanalysators ist ein Phasen- und Amplitudenregelkreis 41, 42 aufgenommen, die durch eine Rcgcispannung gesteuert werden;

d) einen Regelspannungsgenerator zur Erzeugung der Regelspannungen für die Steuerung der in die Alisgangskanäle 37 des Frequcii/analysators 35 aufgenommenen Amplituden- und Phasenregelkreisc 41, 42, welcher Regelspannungsgenerator mit einer Anzahl Komparatoren 43 versehen ist, die durch mindestens eine Spektrunikomponente eines eingetroffenen Einstellsignals gespeist werden, welches Signal im Frequenzanalysator 35 in Frequenzkomponenten aufgeteilt ist und der weiter eine Ortsbezugsquellc 44 für die Phasen- und Amplitudenbezugswerte des in unterschiedlichen Frequenzkomponenten aufgeteilten Einstellsignals enthält, während den Ausgängen der Komparatoren 43 die Regelspannungen für die unterschiedlichen Phasen- und Amplitudenregelkreise 41, 42 entnommen werden;

e) die Schaltungsanordnung hat einen Ausgangskreis. der durch einen in die Phasen- und Amplitudenregelkreise 41, 42 in den Ausgangskanälen 37 des Frequenzanalysator aufgenommene Zusammenfügungsanordnung45 gebildet wird.

Der Einfachheit halber sind in der Figur der angegebenen Entzerrungsanordnung entsprechende Elemente in verschiedenen Ausgangskanälen 37 des Frequenzanalysators 35 mit den dazu gehörenden Phasen- und Amplitudenregelkreisen 41. 42 sowie den Komparatoren 43 mit denselben Bezugszeichen angedeutet, da diese Einzelteile auf dieselbe Art und Weise aufgebaut sind.

In der beschriebenen Ajsführungsform wird der Verzögerungskreis 36 des Frequenzanalysators 35 durch einen analogen Verzögerungskreis gebildet, beispielsweise durch eine aus Induktivitäten und Kondensatoren zusammengestellte Verzögerungsleitung, einen Kondensator, ein Schieberegister u. dgl, die mit Verzögerungselementen versehen sind mit je einer Verzögerungszeit s von höchstens einer Taktperiode T. Dabei sind die Wägungsnetzwerke 38, 39, 40 in Form von Dämpfungsnetzwerken in eine Matrix 46 aufgenommen, wobei die Enden jedes der Verzögerungselemente mit den in einer Säule der Matrix 46 liegenden Wägungsnetzwerken 38, 39, 40 verbunden sind. während Teilbandfilter in den Ausgangskanälen 37 des Frequenzanalysators 35 dadurch gebildet werden, daß die in eine Reihe der Matrix aufgenommenen Dämpfungsnetzwerke 38, 39, 40 mit einem Zusammenfügungsnetzwerk 47 verbunden werden, wobei den Zusammenfügungsnetzwerken 47 die in der Frequenz aufgeteilten Teilbänder entnommen werden.

Mit dem beschriebenen Frequenzanalysator 35 kann bei geeigneter Bemessung der Übertragungsf?ktoren der durch die Dämpfungsnetzwerke gebildeten Wägungsnetzwerke 38, 39, 40 die Aufteilung der Übertragungsbänder in die aufeinanderfolgenden Teilbandfilter entsprechend der gewünschten Amplitude-Frequenzkennlinie und Phase-Frequenzkennünie überraschend einfach und mit großer Freiheit untereinander verwirklicht werden, wie nachstehend mathematisch prläntprt

wird. Beträgt die Anzahl Verzögerungselemente des Verzögerungskreises 2M und macht mun 38, 39, 40 die Dämpfungsnetzwerke eines bestimmten Teilbandfilters, ausgehend von den Enden des Verzögerungskreises 36 je zwei und zwei gleich, wobei ihre Übertragungskoeffizienten Cpdcr ha ^folgenden Gleichung entsprechen:

= C„mit ρ = 1,2 W

(I)

*·(<·>) = C₁₁ + Σ 2C cos/>.·..\·

(2)

und die Phase-l-'requenzkennlinie Φ[ι·>) einen genau '"' linearen Verlauf hat iiemaß

(3)

Die Amplitude Frequenzkennlinie bildet auf diese Weise eine in Cosinusgliedern entwickelte Fouriersche Reihe, deren Periodizität ü gegeben ist durch:

(4)

Will man eine bestimmte Amplitude-Frequenzkennlinie ψο(ω) realisieren, so kann man die Koeffizienten C_n in der Fourierschen Reihe bestimmen mit Hilfe der Beziehung:

= (\.'U) vn("·) · cos ■ p.

(5)

Die Form der Amplitude-Frequenzkennlinie ist damit π völlig bestimmt, aber auch das periodische Benehmen der Fourierschen Reihe hat zur Folge, daß die gewünschte Amplitude-Frequenzkennlinie sich mit einer Periodizität Ω = 2 n/s wiederholt, also bei ausreichend kleinen Werten der Verzögerungszeit sder Verzögerungselemente, kann der Frequenzabstand zwischen dem gewünschten und dem nächsten additionellen Durchlaßbereich groß genug sein, um die additioneilen Durchlaßbereiche durch ein einfaches Unterdrückungsfilter zu unterdrücken, ohne daß dabei 4^r> die Amplitude-Frequenzkennlinie und die lineare Phase-Frequenzkennlinie im gewünschten Durchlaßbereich auf spürbare Weise beeinflußt wird. Im beschriebenen Ausführungsbeispiel ist beispielsweise die Verzögerungszeit 5 der Hälfte einer Taktperiode T v) entsprechend gemacht.

Eine wesentliche Erweiterung des Anwendungsbereiches wird dadurch erhalten, daß eine Phasenumkehrung der den Verzögerungselementen entnommenen Signale bewerkstelligt wird durch Verwendung von Phasenum- « kehrstufen, wodurch es möglich wird, negative Koeffizienten Cp in der Fourierschen Reihe zu realisieren. Weiter kann dadurch eine in Sinusgliedern entwickelte Fouriersche Reihe realisiert werden bei einer linearen Phasen-Frequenzkennlinie. Dazu sind die Dämpfungs- mi netzwerke 38, 39, 40 wieder, ausgehend von den Enden des Verzögerungskreises 36, je zwei und zwei gleich gemacht, aber das mittlere Dämpfungsnetzwerk hat einen Obertragungskoeffizienten G> entsprechend Null und den diesem Dämpfungsnetzwerk nachfolgenden k^r, Dämpfungsnetzwerken wird das in seiner Phase umgekehrte Signal zugeführt, so daß bei MSchieberegisterelementen die Übertragungskoeffizienten der nach-

so wird eine übertragungsfunktion erhallen, deren hi Amplitude-l'requen/kennlinie die I'orm ι,· (.·.) hat: folgenden Gleichung entsprechen:

C_n=- C₁, mn η = 1.2. ... Λ/ (6)

Für die übertragungsfunktion gilt dann:

w
,,(.,) = X IC _p sin p.-, s (7)

P 1

Die lineare Phase-Frequenzkennlinie Φ(ω) nach (8) weist eine Phasenverschiebung ,τ/2 gegenüber Φ(ω, nach (3) auf. Die Koeffizienten C_p in der Fourierschen Reihe lassen sich nun bestimmen aus der Beziehung:

C₁, = (I i>)f !/'„(<·>) sin/>.·. s-d... (9)
0

Außer den Übertragungsfunktionen mit linearer Phase-Frequenzkennlinie können auch Übertragungsfunktionen mit nichtlinearer Phase-Frequenzkennlinie realisiert werden, zu welchem Zweck die betreffenden Übertragungsfunktion in komplexer Form geschrieben wird. In diesem Fall werden die beiden Fourierschen Reihen (2) und (7), und zwar die Kosinusreihe (2) für den reellen Teil und die Sinusreihe (7) für den imaginären Teil der Übertragungsfunktion verwendet, wobei der Übertragungskoe'fizient jedes Dämpfungsnetzwerkes 38, 39, 40 durch die algebraische Summe des betreffenden Übertragungskoeffizienten CJ, nach (5) und des betreffenden Übertragungskoeffizienten CJ, nach (9) gebildet wird.

Auf die beschriebene Art und Weise werden durch eine geeignete Bemessung der Dämpfungsnetzwerke 38, 39, 40 in der Matrix 46 den Zusammenfügungsnetzwerken 47 die in ihrer Frequenz aufgeteilten Teilbänder des Übertragungsbandes entnommen, beispielsweise die Teilbänder 0-100 Hz, 100-300Hz, ... 1700-1900 Hz, die nach einer Phasen- und Amplitudenregelung in den Phasen- bzw. Amplitudenregelkreisen mit je einer Phasenregelstufe 41 und einer Amplitudenregel· stufe 42 zur Weiterverarbeitung dem Zusammenfügungsnetzwerk 45 zugeführt werden.

Zur Erzeugung der erforderlichen Regelspannung für die Phasen- und Amplitudenregelstufen 41, 42 in den Komparatoren 43 wird die Phase und Amplitude der im Frequenzanalysator 35 aufgeteilten Frequenzkomponenten des Einstcllsignals den Phasen- und Amplitudenbezugswert, die von der Bezugsquelle 44 herrühren, verglichen, welche Quelle mit einem Ortsprüfimpulsmustergenerator 48, entsprechend dem Prüfimpulsmustergenerator 33 an der Sendeseite, einen Selcktionsfilter 49 zur Selektion der unterschiedlichen Frequenzkomponenten des Ortsprüfimpulsmusters und mit einem zwischen dem Ortsprüfimpulsmustergenerator 48 und dem Selektionsfilter 49 angeordneter Tiefpaßfilter 50 mit einer Nyquist-Charakteristik, d. h. ein Tiefpaßfilter 50, dessen Dämpfungsflanke gegenüber dem 6 dB-Dämpfungspunkt bei der Nyquist-Frequenz einer halben Taktfrequenz eine radiale Symmetrie aufweist, versehen ist. Dabei wird der Ortsprüfimpulsmustergenerator 48 über die Leitung 31 durch die im zentralen Frequenzgenerator 19 erzeugte Taktfrequenz synchronisiert, wobei der Ortsprüfimpulsmustergenerator 48 beispielsweise einen »!«-Impuls jeweils nach 16 Taktperioden liefert, so daß die Frequenzkomponenten des Prüfimpulsmustcrs 0, 200, 400,... Hz betragen. An

den Ausgängen 51 der Phasen- und Ampliludenkomparatorteilstufen 52 in den Komparatoren 43 treten die Regeispannungen für die Phasenregelstufen 41 auf und an den Ausgängen 53 die Regelspannungen für die Amplitudenregelstufen 42, welche Regeispannungen einem Speichernetzwerk in Form eines Speicherkondensators 54, 55 über einen elektronischen Schalter 56, 57 zugeführt werden, der nach der der Übertragung der Informationsirnpulse vorhergehenden Einstellperiode durch ein Schaltsignal vom Zeitverteiler 29 geöffnet wird.

Während der Übertragung der Informationsimpulse werden die Regeispannungen in den Speicherkondensatoren 54,55 beibehalten und folglich bleiben die Phasen- und Amplitudenregelstufen 41, 42 auf die richtigen Werte eingestellt. Hat die Übertragung der Nachricht stattgefunden, so wird der Sender ausgeschaltet und durch Fortfallen der Pilotfrequenzen wird der Empfänger ausgeschaltet, wobei der Zeitverteiler 29 die unterschiedlichen Kreise ausschaltet. Wird der Sender wieder eingeschaltet, so erfolgt im Empfänger auf die bereits beschriebene Art und Weise die Einschaltung der unterschiedlichen Kreise durch den Zeitverteiler 29 und die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung zur Übertragung der Informationsimpulse.

In der beschriebenen Anordnung ist der Frequenzanalysator 35 mit den Durchlaßbereichen 0—100Hz, 100-300 Hz,... 1700-1900 Hz für die Frequenzaufteilung des Einstellsignals und der Informationsimpulse mit untereinander unterschiedlichen Frequenzspektren benu.zt, insbesondere ist das Frequenzspektrum des Einstellsignals ein Linienspektrum und das der Informationsimpulse mehr ein kontinuierliches Spektrum. Zur Erlä'.it'/rung ist in F i g. 5b. 5c der Amplitudenverlauf der Informalionsimpulse und die Frequenzspektren des eingetroffenen Einstellsignals mit den Frequenzkomponenten 0, 200, 400 ...Hz beim Durchlaufen einer Übertragungsstrecke mit der in Fig.5a dargestellten Übertragungscharakteristik dargestellt, weil die Kurve A die Amplitude-Frequenzkennlinie darstellt und die Kurve B die Phase-Frequenzkennlinie, durch die gestrichelten Linien A 'und fl'sind in der Figur noch die ideale Amplitude-Frequenzkennlinie und die Phasen-Frequenzkennlinie dargestellt. Auf diese Weise treten an den durch die Zusammenfügungsnetzwerke gebildeten Ausgängen der Teilbandfilter des Frequenzanalysators 35 die in der Frequenz aufgeteilten Komponenten 0 Hz, 200 Hz, 400 Hz,... des Einstellsignals auf, d. h„ die Teilbänder 0-100 Hz, 100-300 Hz,... 1700-1900Hz des kontinuierlichen Spektrums der Informationsimpulse.

Während der Einstellperiode der automatischen Entzerrungsanordnung 32 wird der durch die Taktimpulse synchronisierte Ortsprüfimpulsmuslergenerator

48 in der Bezugssignalquellc 44 über das Tiefpaßfilter 50 mit der Nyquist-Charakteristik an das Selektionsfilter

49 zugeführt, und zwar zur Erzeugung der Frequenzkomponenten 0, 200. 400,... Hz, die in den Komparatoren 43 die Phasen- und Amplitudenbezugswerte bilden für die Komponenten derselben Frequenz des eingetroffenen Einstellsignals, das eine durch die Phase-Frequenzkennlinie und Amplitude-Frequenzkennlinie der Übertragungsstrecke gegebene Phasen- und Amplitudcnverzerrung aufweist. Im Aufbau der Bezugssignalquelle 44 ist dafür gesorgt, daß die den Ausgängen des Sclektionsfilters 49 entnommenen Frcqucn/.kumponcntcn ohne Phasenverschiebung und mit einem durch die Nyquist-Charaktcristik des Tiefpaßfilters 50 angegebenen Amplitudenverlauf auftreten, was mit Vorteil dadurch verwirklicht werden kann, daß das Tiefpaßfilter 50 zusammen mit dem Selektionsfilter 49 als Frequenzanalysator 35 von dem bei 35 beschriebenen Typ ". ausgebildet wird. Zur Erläuterung ist im Frequenzdiagramm nach F i g. 5d der Amplitudenverlauf der örtlich erzeugten Bezugssignale von 0, 200, 400, ...Hz angegeben, wobei im beschriebenen Ausführungsbeispiel die Nyquist-Frequenz beispielsweise 1600 Hz und

κι die Breite der Nyquistflanke b = 600 Hj: beträgt.

Gleichzeitig werden in den Komparatoren 43 für alle Frequenzkomponenten des eingetroffenen Einstellsignals durch den Phasen- und Amplitudenvergleich mit den Komponenten gleicher Frequenz des örtlich

ι'» erzeugten Einstellsignals die Phasen- und Amplitudenregelspannungen die den Phasenregelstufen 41 und den Amplitudenregelstufen 42 ebenfalls gleichzeitig die Phasen- und Amplitudenkorrektur sämtlicher V^omponenten des eingetroffenen Einstellsignals bewerkstelligt, wobei durch Zusammenfügung der in der Phase und Amplitude korrigierten Komponenten in der Zusammenfügungsanordnung 45 das Ausgangssignal der Entzerrungsanordnung erhalten wird. Insbesondere werden durch den Phasen- und Amplitudenvergleich

r> der Frequenzkomponenten des eingetroffenen Einstellsignals mit den entsprechenden Komponenten des örtlich erzeugten Einstellsignals in den Komparatoren 43 Phasen- und Amplitudenregelspannungen erzeugt, deren Polarität und Größe durch den zwischen diesen

»ι Komponenten auftretenden Phasen- und Amplitudenunterschied gegeben werden und durch diese Phasen- und Amplitudenregelspannungen wird in den Phasen- und Amplitudenregelstufen 41 und 42 die Phase und die Amplitude der Komponenten des eingetroffenen

η Einstellsignals mit der Phase und der Amplitude der als Bezugswert dienenden Komponenten des örtlich erzeugten Einstellsignals am Ausgang der Bezugssignalquelle 44 in Übereinstimmung gebracht.
Weil auf diese Weise von den unterschiedlichen

4Ii Frequenzkomponenten des eingetroffenen Einstellsignals die Phasenverzerrung in den Phasenregelstufen 41 behoben wird, und weil außerdem der Amplitudenverlauf in den Amplitudenregelstufen 42 mit der Nyquist-Kennlinie in Übereinstimmung gebracht wird, wird nach

■r. Zusammenfügung dieser in Phase und Amplitude entzerrten Frequenzkomponenten in der Zusammenfügungsanordnung 45 eine genaue Entzerrung der Übertragungsstrecke für das Einstellsignal erhalten. F i g. 6a zeigt beispielsweise in einem Zeitdiagramm das

in eingetroffene Einstellsignal, das durch einen »!«-Impuls in den Taktperioden gebildet wird, dann entsteht in der Zusamr.ienfügungsanordnuijg 45 das entzerrte Einstellsignal in Fig.6b, das eine optimale Impulsunterscheidung aufweist, da ja in den Abtastzeitpunkten ±T, ±2T,

r. ±37" die Ein- und Ausschwingungserscheinungen praktisch bis Null zurückgebracht worden sind. Im Gegensatz zu den bekannten Entzerrungsanordnungen erfolgt hier die Einstellung nicht auf iterative, sondern auf unmittelbare Weise, wodurch die auftretenden

wi Schwierigkeiten bei der iterativen Einstellung folglich nicht auftreten, insbesondere unterscheidet die beschriebene Anordnung durch eine wesentliche Verkürzung der Akquisitionszeit sowie durch das Fehlen von Unstabilitäten auch bei Übertragungsstrecken sehr

(Ti schlechter Qualität.

In der Entzerrungscharakteristik der beschriebenen Entzerrungsanordnung wird auf diese Weise bei den Frequenzkomponententeilen des LiniensDektrums des

Einstellsignals eine genaue Entzerrung nach Phase und Amplitude erhalten, aber für das kontinuierliche Spektrum der Informationsimpulse muß die Entzerrung über das gesamte Übertragungsband von 0—1900Hz erweitert werden. Außer der Selektion der Frequenzkomponenten des Einstellsignals müssen auf diese Weise die Teilbandfilter in den unterschiedlichen Ausgangskanälen des Frequenzanalysators für die Entzerrung der Informationsimpulse der Bedingung entsprechen, daß diese Teilbandfilter für die Frequenzkomponenten der Informationsimpulse gemeinsam einen anschließendem kontinuierlichen Durchlaßbereich ohne Dämpfungsgebiete bilden. In der Phasenentzerrungskennlinie nach F i g. 7a und in der Amplitudenentzerrungskennlinie nach F i g. 7b sind beispielsweise durch die Kreise die Einstellpunkte bei den Frequenzkomponenten von 0 IHz, 200 Hz, 400 Hz,... 1800 Hz des Einstellsignals dargestellt, wobei sich dann für das kontinuierliche Spektrum der informationsimpulse die Entzerrung über die vollständigen Teilbänder sämtlicher Teilbandsirter erweitern läßt Zum Vergleich sind in diesen Figuren durch die gestrichelten Kurven Cund D die idealen Phasen- und Amplitudenentzerrungskennlinien angegeben, die zu einer Übertragungsstrecke mit den in F i g. 5a durch A und Bdargestellten Amplituden- und Phasenübertragungskennlinien gehören.

Diese Anforderungen für Entzerrung des kontinuierlichen Spektrums der Informationsimpulse werden in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung auf elegante Weise durch die Wahl des verwendeten Frequenzanalysators 35 in Form eines Verzögerungsnetzwerkes 36 ^r".it daran angeschlossenen Wägungsnetzwerken 38, 39, 40 erfüllt. Fs lassen sich nämlich einerseits bei diesem Typ von Frequenzanalysator 35 die Form der Amplitude-Frf.-queivkennlinie und der Phase-Frequenzkennlinie für die unterschiedlichen Teilbandfilter unabhängig voneinander nach Wunsch einstellen, beispielsweise bei einer gewünschten Amplitudenkennlinie eine lineare Phasenkennlinie, dies im Gegensatz zu dem bekannten Frequenzanalysator, bei dem insbesondere an den Rändern der verhältnismäßig schmalbandigen Teilbänder sehr große Phasendrehungen auftreten. Andererseits stellt es sich heraus, daß di° Teilbandfilter, die zur Verwirklichung eines kontinuierlichen Durchlaßbereiches über das gesamte Übertragungsband zusätzliche Teilbandgebiete aufweisen müssen, untereinander keine frequenzabhängige Rückwirkungen verursachen.

So wurde bei Verwendung der erfindungsgemäßen automatischen Entzerrungsanordnung die in Fig.7a und Fig. 7b durch die gezogenen Kurven E und F dargestellte Phasenentzerrungs- und Amplitudenentzerrur.gskennlinie erhalten. Über das gesamte Übertragungsband von 0—1900 Hz wurde auf diese Weise eine genaue Entzerrung nach Phase und Amplitude erhalten, wodurch diese Entzerrungsanordnung ebenfalls für die Entzerrung anderer Signale, beispielsweise Faksimile- und Stereosignale verwendbar ist.

Die erfindungsgemäße automatische Entzerrungsanordnung unterscheidet sich nicht nur durch die kurze Akquisitionszeit, durch das Fehlen von Unstabilitäten, durch die genaue Entzerrung, die Flexibilität der Verwendung, sondern auch durch den überraschenden Effekt, daß sich die praktische Verwirklichung auf bemerkenswert einfache Weise durchführen läßt.

Betrachtet man dazu zunächst die Ausbildung des Frequenzanalysators 35 und stellt man primär an die Teilbandfilter die Anforderung einer vollständigen Unterdrückung außerhalb der Teilbänder liegender Frequenzkomponenten des Einstellsignals sowie der Informationsimpulse bei einer vollständig kontinuierlichen Durchlaßkurve sämtlicher Teilbandfilter gemein-

ί sam, so muß man für die Durchlaßkennlinien sämtlicher Teilbandfilter eine Rechteckform wählen. So weisen beispielsweise die Durchlaßkennlinien für die Teilbänder 0-100 Hz, 100-300Hz und 1700-1900Hz in einem Frequenzdiagramm gesehen, die in F i g. 8a durch

κι C und die Gesamtdurchlaßkennlinie sämtlicher Teilbandfilter die durch H angegebene Form auf, wobei durch Pfeile die Frequenzkomponenten des Einstellsignals angegeben sind. In dieser Ausführung sind für den Frequenzanalysator 35 sine Vielzahl von Elementen

Ii notwendig, beispielsweise im gegebenen Ausführungsbeispiel 200 Verzögerungselemente und pro Teilband 200 Wägungsnetzwerke, entsprechend 1800 Wägungsnetzwerken indem verwendeten Matrixnetzwerk46.
Die Anmelderin stellte aus weiteren Uniersuchungen fest, daß zur Verwirklichung von Entzerrungskennlinien ausgezeichneter Qualität die an die Teilbandfilter des Frequenzanaiysators 35 zu stellenden Anforderungen wesentlich vereinfacht werden können; es ist nämlich nicht notwendig, daß die außerhalb der Teilbänder der

2ΐ Teilbandfilter liegenden Frequenzkomponenten der Informationsimpulse völlig unterdrückt werden, was im Frequenzanalysator 35 zu Teilbandfiltern der Klasse von überlappenden Durchlaßkennlinien führt, die wesentlich weniger Elemente erfordern. Dabei ergibt

in eine mathematische Berechnung, daß eine maximale Einsparung dadurch erhalten wird, daß Teilbandfilter der Art

sin (ω—ü>_m)/((u—U)_n,)

ji verwendet werden, insbesondere wurde bei Teilbandfiltern dieser Art die Anzahl Verzögerungselemente auf 32 und die Anzahl Wägungsnetzwerke in der Matrix 46 auf 288 zurückgebracht.

In der obengenannten Formel der Teilbandfilter der Art

sin (ω - o_m)/(ü) - m_m)

stellt a>_m die Frequenzkomponente des Einstellsignals dar, beispielsweise beträgt im angegebenen Ausfüh-4") rungsbeispiel die Periode der periodischen Einstellimpulse das /V-fache der Taktperiode T, entsprechend einer Kreisfrequenz

ω = 2 π/NT,

V) dann beträgt für eine willkürliche Spektrumkomponente des Einstellsignals beispielsweise die m^le Harmonische die Kreisfrequenz

£i>„, = 2 π m/NT

->"> und die Wägungsfaktoren der Wägungsnetzwerke sind bemessen nach der Formel:

C_r„ = cos [2- riq-a)iK /VJ.

(10)

wobei für die Indizen r von 0 bis /?—1 und durch die Indizen q von 0 bis KN- 1 die Reihen und Spalten der Matrix angedeutet sind. Dabei stellt a eine Konstante dar, die der Verzögerung zwischen dem Eingang des Verzögerungskreises 36 und dem kombinierten Ausgang der Teilbandfilter 38, 39, 40, 47 proportional ist; unter K das Verhältnis zwischen der Taktperiode Tund der Verzögerungszeit s der Verzögerungselementc; in der Praxis wird für a etwa der Wert KN/2 gewählt.

Ebenso wie in Fig.8a sind in Fig.8b für diese An von Frequenzanalysator 35 die Durchlaßkennlinie für dieTeilbänder von 0—100 Hz, 100-300 Hz, ...und von 15OO—I7OO Hz angegeben sowie die Gesamtdurchlaßkennlinie sämtlicher Teilbänder, die jedoch in diesen , Figuren durch die Buchstaben K und L angedeutet sind. Nach Fig. 8a werden in Fig. 8b durch die Durchlaßkennlinien nur die Frequenzkomponenien des Einstellsignals von OHz, 200 Hz und 400 Hz ... in den betreffenden Tdlbändern von 0-100, 100-300Hz,... m 1700—1900Hz durchgelassen und die übrigen unterdrückt, während im Gegensatz zu F i g. 8a hier die außerhalb des betreffenden Teilbandes liegenden Frequenzkomponenten der Informationsimpulse nicht völlig unterdrückt werden. r,

Für die Qualität der Entzerrungskennlinie verursacht diese nicht vollständige Unterdrückung der außerhalb des betreffenden Teilbandes liegenden Frequenzkomponenten der Informationsimpulse keinen störenden Einfluß; im wesentlichen kann die Form der überlappenden Durchlaßkennlinie des Teilbandfilters innerhalb weiter Grenzen geändert werden, insofern nur da'ür gesorgt wird, daß die Teilbandfilter für die t-requenzkomponenten der Informationsimpulse einen anschließenden kontinuierlichen Durchlaßbereich bilden. _>-,

F i g. 9 zeigt für eine automatische Entzerrungsanordnuflg nach der Erfindung in einem Empfänger, wie dieser in Fig. 2 dargestellt ist, einen detailliert ausgearbeiteten Ausgangskanal mit einer dazu gehörenden Phasen- und Amplitudenregelstufe, sowie einen m detailliert ausgearbeiteten Komparator und eine Bezugsquelle. Das gegebene Beispiel enthält nur die detaillierte Ausarbeitung eines der Ausgangskanäle, da ja die übrigen Ausgangskanäle auf genau dieselbe Art und Weise ausgebildet sind. r,

Zur Verwirklichung der Phasenregelstufen 41. die insbesondere mit Vorteil bei Teilbandfiltern vom

sin (ω-ϋ)π,)/(ω-ϋ) _ro>Typ

verwendet werden können, ist der Ausgangskanal 37 ;,i des Frequenzanalysator 35 zur Selektion jedes Teilbandes außer dem in F i g. 2 angegebenen Teilbandfilter auch mit einem zusätzlichen Teilbandfilter versehen, dessen Bezugszeichen zur Unterscheidung mit einem Akzent versehen sind. Die beiden Teilbandfil- π ter zur Selektion desselben Teilbandes weisen dieselbe Amplitude-Frequenzkennlinie auf, aber untereinander um rc/2 Phasen verschobene Phase-Frequenzkennlinien, was beim gegebenen Frequenzanalysator 35, wit· dies aus der vorstehenden Erläuterung hervorgeht (siehe die ,u Formeln 2,3,5 und 7,8,9), auf besonders einfache Weise realisiert wird und dadurch die richtige Wahl der Wägungsfaktoren 38, ... 40 des ersten Teilbandfilters und 38' ... 40' des zusätzlichen Teilbandfilters. Die Wägungsfaktoren sind beispielsweise im Matrixnetz- -,-, werk 46 der erstgenannten Teilbandfilter nach lir.r Formel (10) gegeben durch:

C_n, = cos [2 π r (q- a)/KN\,

wobei durch die Indizen rvon 0 bis R— 1 und durch die mi Indizen q von 0 bis KN- I die Reihen und Spalten der Matrix der erstgenannten Filter angegeben sind, dann werden die Wägungsfaktoren der zusätzlichen Teilbandfilter gegeben durch:

C'rq = sin [2 π r(q- a)/KN], ^h'

wobei auf genau dieselbe Art und Weise durch die Indizen r von 0 bis R- 1 jnd durch die Indizen α von 0 bis ΑίΛ/-Ι die Reihen und Spalten der Mainx der zusatzlichen Filter angegeben sind.

Für die Phasenregelung ist jedes der TeilbandfiliL-r 38. 40, 47; 38', 40', 47' in der Phasenregelsiufe 41 an einen durch eine Phasenregelspannung gesteuerten proportionalen Regelversiärker 58, 59 angeschlossen, der aul bekannte Weise einen der Phasenregelspannung proportionalen Verstärkungsfaktor aufweist. Die Regelspannungen für die proportionalen Regelverstärker 58, 59 werden dabei Glättungsfiltern 60, 61 im Ausgangskreis zweier in die Vergleichsanordnung 43 aufgenommener Phasendetektoren 62, 63 entnommen, die durch die Ausgangssignale der beiden Teilbandfilter 38,40,47; 38', 40', 47' gespeist werden. Insbesondere werden dazu die Impulse des Ortsimpulsmustergeneraiors 48 unmittelbar als Phasenbezugswert benutzt, und zwar ohne Selektion der betreffenden Frequenzkomponente des örtlich erzeugten Impulsspektrums, wie dies bei der Ausführungsform in Fig. 2 der Fall war, während die Phasendetektoren 62, 63 durch normalerweise geöffnete Schalter gebildet werden, die jew:. ;s beim Auftreten eines Impulses vom Ortsimpulsmuste: generator 48 vorzugsweise nach Impulsverengung in einem Impulsverenger geschlossen werden.

Am Ausgang der durch eine an die Ausgänge der propori onalen Regelverstärker 58, 59 angeschlossene Zusammenfügungsanordnung 64 gebildeten Phasenregelstufe 41 wird ein genau phasenkorrigiertes Ausgangssignal erhalten, wie nachstehend detailliert erläutert wird.

Wenn entsprechend dem Obenstehenden angenommen wird, daß die Periode des örtlich erzeugten Impulsmusters das /V-fache einer Taktperiode Tbeträgt. was einer Kreisfrequenz 2 TtINT entspricht, und wenn weiter angenommen wird daß durch die beiden Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' die nf* Harmonische des Einstellsignals selektiert wird, die einen Phasenfehler rp_m aufweist, so treten an den Ausgängen der Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', Ϊ7' die Schwingungen

a_m cos (2 xmt/NT + (/ „,) a_m sin (2 πml/NT + <p_m)

auf. wobei a_mdie Amplitude der selektierten Schwingungen darstellt.

Jeweils beim Auftreten eines Impulses des Ortsimpulsmustergenerators 48 in den Zeitpunkten ( = 0, NT, 2NT... werden die als Phasendetektoren ausgebildeten Schalter 62, 63 freigegeben, und auf diese Weise entstehen an den Ausgängen impulsförmige Ausgangsspannungen, die nach Glätlung in den Glättungsfiltern 60,61 die Regelspannungsn

a_mcos<p_m

für die proportionalen Regelverstärker 58,59 liefern, die zur Verstärkung der in den Teilbandfiltern 38, 40, 47; 38', 40', 47' selektiei ten Schwingungen

u η ti

a_mcos(2xmt/NT + φ,,,)
;/,·„ sin(2 π im/Nl + ψ_Π,)

eingerichtet sind. Die Verstärkung in den proportionalen Rcgelverstärkern 58, 59 und Zusammenfügungen in. der Zusammenfüeunesanordnunir64 läßt ein Aiispnnps-

signal entstehen, (.liis gegeben ist durch die Formel:

tC_m cos >/,„ cos (2 τ ml ;V7 \ i_/m)

¹ </;„ sin i_/m sin (2 ? mi Λ'7 » ._/r„). was sich /ti:

</7„ cos 2.7 in/ /V/

vereinfachen läßt.

An der Zusamnienfügungsanordnung entsteht auf diese Weise ein in seiner Phase genau entzerrtes Signal, aber der Amplitiiclenwerl n£, muß in der darauffolgenden Amplitudenregclstiife 42 noch mit den für diese Spektrumkomponente des Einslellsignals geltenden Amplitiiclenwerl b,„ nach dem Nyqiiist-Kriterium in Übereinstimmung gebracht werden. Da/u ist die Amplitudenregelsiiife 42 als inverser Amplitudenregler in Form eines invcrsen Regelverstiirkers 65. der auf bekannte Weise einen mit der ihm /iigeführten AninhliiflpnmJi*Kn:inniintJ invrrvpM Vor<*t;irkijnp<.f.iLinr aufweist, ausgebildet. Insbesondere wird dem inversen Regelverstärker 65 eine Amplitudenrcgelspannung in der Größe i>~,Jb„, zugeführt, wobei der inverse Regelverstiirker 65 dann ein in seiner Amplitude genau korrigiertes Ausgangssignal liefert:

(/>,„ (i;„)</;„ cos 2 ι ml Y 7 — /',„ cos 2 < mi Y/.

welches Signal /ur Weiterverarbeitung im Empfänger der Zusammenfügungsanordnung 45 /ugeführt wird.

Zur Erzeugung der Amplitudcnregclspannung der Größe DmZb_n, für den inversen Regelvcrstärker 65 enthält die angegebene Anordnung einerseits zwei Quadrierstufen 66, 67. die an der F.ingangsseite über Trennverstärker 68. 69 an die Glättungsfilter 60, 61 der Phasendetektoren 62, 63 angeschlossen sind und an der Fmpfangsseite an eine Zusammenfügungsanordnung 70. und andererseits enthält die Anordnung eine Amplitudenbezugsquelle in Form einer Gleichspannungsquelle 71 mit in dem Ausgangskreis dieser Quelle liegenden Dämpfern 72 zur Einstellung des Dämpfungsfaktors eines in die Zusammenfügungsanordnung 70 aufgenommenen einstellbaren Dämpfers 73 auf den für die betreffende Frequenzkomponenten u>_m geltenden Wert b,_;, nach dem Nyquist-Kritenum. Insbesondere entsteht durch Quadrierung in den Quadrierstufen 66, 67 der Ausgangsspannungen

s„sin <j ~

der Glättungsfilter 60, 61 der Phasendetekloren 62, 63 und nach Zusammenfügung in der Zusammenfügungsanordnung 70 ein Ausgangssignai:

das nach Dämpfung in dem einstellbaren Dämpfer 73 um den Dämpfungsfaktor bm die gewünschte Regelspannung al/brr, über einen Speicherkondensator 74 für den inversen Regelverstärker 65 liefert.

Auf die angegebene Art und Weise findet in der Einstellperiode der automatischen Entzerrungsanordnung die genaue Einstellung der Phasenregelstufen 41 und der Amplitudenregelstufen 42 in allen Ausgangska nälen 37 statt, die gemeinsam an die Zusammenfügungs-

Schaltungsanordnung nach F i g. 2 bleiben die erzeugten Regelspannungen für die Phasenregelstufen 41 und die AmpliUidcnrcgclstufen 42 während der der Einstcilpcriode nachfolgenden Übertragung der Informationsimpulse in den Speichcrnctzwerkcn. die durch die Tiefpaßfilter 60, 61 und den .Speicherkondensator 64 durch Verwendung elektronischer Schalter 75, 76, 77 gebildet werden, die jeweils nach der F.instcllpcriode durch einen Schallimpuls von der Leitung 34 des Zeitvcrteilers 29 geöffnet werden, beibehalten.

Trotz der Filterkennlinien mit den überlappenden Durchlaßbcreichcn der Teilbandfilter vom

sin (d) - (ι),„)/((!) - (i),„) I yp

(siebe IΊ g. Hb) stellt es sich heraus, daß im l'requen/-analysator 35 keine unerwünschten Rückwirkungscrscheiniingcn sowie frcqiien/abhängigen Phascndrehiingen auftreten, die eine Störung der Enl/crrungskennlinien verursachen könnten. In Kombination mit dem ht'U'hnphi'npn Frpniirn/:tn:ily<.:ititr ^ *.ini( flip iinuiunj.

benen l'hascnregclstufen mit den proportionalen Amplitudenreglern 58, 59, die an die Teilbandfilter 38. 40, 47 und an die zusätzlichen Teilbanclfilter 38', 40'. 47 angeschlossen sind, von besonderem Vorteil, da die Phasenregelslufe 41 breitbandig ist. d. h„ daß durch diese Regclstufcn 58, 59 über einen sehr breiten Frequenzbereich frequenzabhängige Phiisendrehungen und Ainplitudenänderungen vermieden werden, die die |jil/err^-ngskennlinic beeinträchtigen könnten.

Außer wesentlicher Einsparung an Elementen. Vereinfachung der Bezugsquelle 44 und einer weilgehenden für Integration in einem llalblei'crkörper geeigneten Aufbau wird bei der gegebenen Ausführungsform eine Phase· und eine Amplinide-F.ntzcrrungskennlinic ausgezeichneter Qualität gewährleistet.

An dieser Stelle sei bemerkt, daß proportioncllc und inverse Amplitudenregler in unterschiedlichen Ausführungsfermen an sich bekannt sind, weshalb hier nicht näher auf diese Ausführungsformen eingegangen wird. Anstelle von Regclvcrstärkern können auch proportionelle und inverse Amplitudenregler als Dämpfer mit spnnnungsabhängigen Elementen, beispielsweise Dioden oder Transistoren, ausgebildet werden, wobei immer gilt, daß sich der Übertragungsfaktor proportional oder mvers zur Regelspannung ändert.

I ig. 10 gibt eine weitere Ausführungsform der erfmdungsgemäßen Schaltungsanordnung, die sich von der .Schallungsanordnung nach F i g. 9 dadurch unterscheidet, daß die Amplitudenregelstufen 42 in die Ausgangskanäle 37 vor den Phasenregelstufen 41 aufgenommen sind: entsprechende Elemente sind mit denselben Bezugszeichen angedeutet.

In dieser Ausführungsform besteht die Amplitudenregelstufe 42 aus zwei durch eine Amplitudenregelspannung gesteuerten Regelverstärkern 78, 79. die an die Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' angeschlossen sind und die darauffolgende Phasenregelstufe 41 ist wie bei F i g. 9 durch zwei an eine Zusammenfügungsanordnung 64 angeschlossene proportionale Regelverstärker 58,5S gebildet, wobei der Ausgang des Ausgangskanals 37 des Frequenzanalysator 35 durch die Zusammenfügungsanordnung 64 gebildet wird, die mit den Ausgängen der übrigen Ausgangskanäle zur Weiterverarbeitung an die Zusammenfügungsanordnung 45 angeschlossen sind. Der Zusammenfügungsanordnung 64 wird dabei ebenso wie bei den Anordnungen in F i g. 2 und 9 ein Ausgangssigna! entnommen, was in seiner Phase genau entzerrt und in seiner Amplitude mit dem für die betreffende Spektrumkomponenten geltenden Amplitu-

denwerl b,„ entsprechend dem Nyquist-Kritcrium in Übereinstimmung gebracht worden ist.

In der angegebenen Ausführungsform ist der Komparator 43 an die Ausgange der Rcgelverstärkcr 78, 79 angeschlossen, wobei der Komparator wie bei Γ ig. 9 nacheinander die als Schaller ausgebildeten Phasendetekluren 62,63, v.ic elektronischen Schalter 75, 76. ό'\- durch Schaltimpulse von der Leitung 34 gesteuert werde!;, die Tiefpaßfilter 60,61, die Trcnnverstiirker 68, 69. Quadrierstufen 66, 67 und die Zusammenfügungsanordnung 70 enthält. Den Tiefpaßfiltern 6C·, 6! wird die Phasenrcgelspannung für die Proportionalverstärker 58, 59 in der Phascnregelstufc 41 entnommen, während die Amplitudenrcgclspanniing dadurch erhalten wird, daß das Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung 70 mit der Ampliludcnbeziigsspannung, die von der Gleichspannungsquclle 71 herrührt, die an den Dämpfer 72 in einer Vcrgleichsstufe 80 angeschlossen

rliirrh

34 "CStC'J'Jf'.C

/.„cos(2.T mt/NT + (; „,)

α,,, sin(2.T ml/NT + (; ,„)

a_mcos(2.T mt/NT + </„,)
a_msin(2.T ml/NT+ <p_m)

F.benso wie bei I·' i g. 9 bleiben auch in dieser Ausführungsform die erzeugten Phasen- und Amplitudcnregelspannungen während der Übertragung der lnformationsimpul.se nach der Einstellperiodc in den .Speichernetzwerken 60, 61, 74 unter Verwendung der elektronischen Schalter 75, 76, 77, die jeweils nach der Einstellperiode von einem Schaltimpuls von der Leitung 34 geöffnet werden, beibehalten.

Im Vergleich zu der in Fig. 9 angegebenen Anordnung unterscheidet die hier angegebene Ausführungsform sich darin, daß die durch die Übertragungsstrecke herbeigeführten frequenzabhängigen Amplittidenuntcrschiede der dem Komparator 43 und der Phasenrcgclsuife 41 zugeführten Signale, die wesentlich sein können, beispielsweise an den Rändern des Übertragungsbandes 2OdB. durch die Wirkung der Rcgclverstärker 78, 79 in der Amplitudenregelstufe aufgehoben sind, was für die Praxis den wesentlichen

Schalter 77 Lind dem Speicherkondensator 74 an die Kegelv erstärker 78,79 angeschlossen ist.

In den Regelverstärkern 78, 79 wird die Amplitude der den Teilbandfiltern 38, 40, 47; 38', 40', 47' entnommenen .Spektrumkomponente des FLinstcllsif Hills

durch die An phasenregelung auf einen derartigen Wert gebracht, daß nach Verstärkung in den Proportionalverstärkern 58, 59 der Phascnregclstufe das der Zusammenfügungsanordnung 64 entnommene Ausgangssignal im Amplitudenwert dem für die betreffende .Spektrumkomponente geltenden Amplitudenwert b,„ nach dem Nyquist-Kritcrium entspricht. Dieses Ziel wird auf einfache Weise durch eine geeignete F.instellung des Dämpfers 72 verwirklicht, da ja bei einer ausreichend großen Schlcifenverstärkung im Komparator 43, das Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung 70. das dem Quadrat der Amplitude der Ausgangssignale der Regelverstärker 78, 79 (vergleiche F i g. 9) entspricht, der Amplitudenbezugsspannung praktisch gleich gemacht wird. 1st insbesondere durch die geeignete Einstellung des Dämpfers 72 die Amplitude der den Teilbandfiltern 38,40,47; 38', 40', 47' entnommenen .Spektrumkomponente

im Regelverstärker auf die Amplitude \ib~ii, gebracht, so entsteht durch die Wirkung der Proportionalverstärker 58, 59 in der Phasenregelstufe 41 auf die Art und Weise, wie bei F i g. 9 der Zusammenfügungsanordnung 64 das gewünschte Ausgangssignal

(l/5m)² cos 2 π mt/NT = b_m cos 2 π mt/NT,

das auf diese Weise in seiner Phase entzerrt und in seiner Amplitude mit dem für die betreffende Spektrumkomponente geilenden Arnp'itiidenwert b_m nach dem Nyquist-Kriterium in Übereinstimmung gebracht worden ist.

Komparators 43 und der Phasenregelstufe 41 viel weniger kritisch ausgebildet sind.

I i g. I I zeigt eine Vereinfachung der in F i g. 9 und 10 angegebenen Ausführiingsformcn der erfindungsgemäßen Anordnung, die daraus besteht, daß die Phasenregelstufe und die Amplitudenregelstufe in einer einzigen Stufe 175 kombiniert sind, was dadurch ermöglicht wird, daß sowohl die Phasenregelstufe als auch die Amplitudenregelstufe als Amplitudenregler in Form von Regelverstärkern ausgebildet sind. Die beiden Funktionen, nämlich die Phasenregelung sowie die Amplitudenregelung werden hier durch Proportionalregelvcrstärker 173, 174 erfüllt, deren Eingangsseite an die Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' und deren Ausgangsseite an eine Zusammenfügungsanordnung 64 angeschlossen ist. Das der Zusammenfügungsanordnung 64 entnommene Alisgangssignal wird zur Weiterverarbeitung mit denen der übrigen Ausgangskanäle des Frequenzanalysators in der Zusammenfügungsanordnung 45 zusammengefügt.

Ebenso wie bei der in Fig. 9 angegebenen Ausführungsform enthält der an die Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' angeschlossene Komparator 43 nacheinander die als Schalter ausgebildeten Phasendetektoren 62, 63. Tiefpaßfilter 60, 61, Trennverstärker 68, 69, Quadrierstufen 66,67 und Zusammenfügungsanordnung 70, wobei für die Proportionalregelverstärker 173, 174 den Tiefpaßfiltern 60,61 die Regelspannungen entnommen werden, die über durch eine Regelspannung gesteuerte Amplitudenregler in Form einstellbarer Dämpfer 171, 172, elektronische Schalter 75, 76 und Speicherkondensatoren 74, 74' den Proportionalregelvei stärkern 173, 174 zugeführt werden. Für die einstellbaren Dämpfer 171,172 wird die Regelspannung der Zusammenfügungsanordnung 70 über einen als Amplitudenbezugswert wirksamen festen Dämpfer 170 der Zusammenfügungsanordnung 70 entnommen, wobei der Dämpfungsfaktor des Dämpfers dem für die betreffende Spektrumkomponente geltenden Amplitudenwert b_m nach dem Nyquist-Kriterium entspricht.

Mit der beschriebenen Anordnung ist an der Zusammenfügungsanordnung 64 ein Ausgangssignal erhalten, das in seiner Phase genau entzerrt und in seiner Amplitude mit dem für die betreffende Spektrumkomponente geltenden Amplitudenwert b_m nach dem Nyquist-Kriterium in Übereinstimmung gebracht worden ist

Wird die durch die Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' selektierte Spektrumkomponente des Einstellsignals

ebenso wie bei der Ausführungsform nach I' i g. 9 wieder durch

und

<f„icos(2;r ml/NT+ ψ,,!)
a,„sin(2;r ml/NT+ ψ,,,)

dargestellt, so wird ebenso wie dort erläutert, den Tiefpaßfiltern 60, 61 im Komparator 43 Phascnrcgclsignale

und

<i„,COSf/)„,

.■/,„sin ψ,,,

entnommen und de- Zusammenfügungsanordnung 70 ein Regclsignal al,, wobei durch Dämpfung um den Dämpfungsfaktor b„, in dem als Amplitudenbezugswert wirksamen Dämpfer 170 ein Regclsignal al,/b_m für eine entsprechend diesem Rcgelsignal gewünschte Einstellung des Dämpfungsfaktors der einstellbaren Dämpfer 171, 172 erhalten wird, so daß an den Proportionalregelverstärkern 171,174 Regelspannungen

(/,„ cos ('/„,)■/>,„ iC„ = '',,,1-'OS(V₁Ji/,,, und
</„, sin Iy₁₁₁) ■ /),„ a]„ = />,„ sin (y,„) «,„

entstehen. Proportionalverstärkung der in den Teilbandfiltern 38, 40, 47; 38', 40', 47' selektierten Spektrumkomponenten

und

a_mcos(2.T ml/NT+ tp_m) a„, sin(2 ,i im/NT + ψ,,,)

in den Proportionalregelverstärkern 173, 174 ergibt in der Zusammenfügungsanordnung 64 ein Ausgangssignal
a_mcos(2.T mt/NT+ φ,,,) ■ b_mcos((p_m)/a„,

+ a_msin(2.T mt/NT+ φ,_η) ■ b_ms\n(q>_m)a_m = 6_mcos 2.T mt/NT,

das auf diese Weise genauso wie bei den Ausführungsbeispielen in Fig. 9 und 10 in seiner Phase genau entzerrt und in seiner Amplitude mit dem für die betreffende Spektrumkomponente geltenden Amplitudenwert bm nach dem Nyquist-Kriterium in Übereinstimmung gebracht v/orden ist.

Auch in dieser Anordnung bleiben die erzeugten Regelspannungen während der Übertragung von Informationsimpulsen in den Speicherkondensatoren 74, 74' beibehalten, und zwar dadurch, daß jeweils nach der Einstellperiode die elektronischen Schalter 75, 76 durch einen Schaltimpuls von der Leitung 34 geöffnet werden.

Obenstehend wurde bereits erläutert, daß im Rahmen der Erfindung mehrere Ausführungsformen möglich sind, so können beispielsweise, wie aus Fig.9 und 10 hervorgeht, die Reihenfolge der Phasenregelstufe und der Amplitudenregelstufe umgetauscht werden, oder, wie aus Fig. 11 hervorgeht, in einer einzigen Stufe kombiniert werden. Ebenfalls können die verwendeten Elemente verschieden ausgebildet werden, beispielsweise die Phasenrejelstufe, aber hier bietet die verwendete Ausführungsform unter Verwendung eines zusätzlichen Teilbandfilters und der Proportionalregelverstärker in der beschriebenen Entzerrungsanordnung besondere Vorteile wie bereits detailliert bei F i^σ. 9 beschrieben wurde. Auch die Amplitudenregelung kann auf eine andere Weise verwirklicht werden, so könnte die Anipliliidcnregelspannung durch Gleichrichtung dos Ausgangssignal, eines reilbandfiltcrs in einer Gleichrichterslufe mit dem Gleichrichtcrfiltcr erhalten werden und das auf diese Weise gleichgerichtete Signal in einer Verglcichsstul'e mit dem Amplitudcnbe/.ugswert verglichen werden, aber die obcnstchend beschriebene Art und Weise der Erzeugung durch Quadrierung der Phascnrcgclspannungcn und eine darauffolgende Zusammenfügung bietet besonders für die Integration in einem Halbleiterkörper den wesentlichen Vorteil, daß groß bemessene Gleichrichterfiltcr eingespart werden. Im Grunde wäre es ebenfalls zur Erzeugung der Phascnregclspannungcn möglich, das Eingangssignal des Frequen/.analysators 35 in Phasencleicktoren mit den Komponenten des Prüfimpulsmustergencrators /u vergleichen, dessen Ausgangsimpulse dann auf die Art und Weise wie bei !·' i g. 2 in Frcqucnzkoniponenlcn aufgeteilt werden müssen.

l-'ig. 12 beschreibt eine wesentliche Vereinfachung der erfindungsgemäßen Anordnung durch Verwendung der periodischen Durchlaßberciche der Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' bei einer Verzögerungszeit der aufeinanderfolgenden Verzögerungsclementc im Vcrzögcrungskreis 36 entsprechend der Taktperiode /der empfangenen Impulse. Bei der in Fig. 12 angegebenen Anordnung ist von der bereits in F i g. 10 beschriebenen Ausführungsform ausgegangen.

Zur Erläuterung des periodischen Benehmens der Durchlaßbereiche sowie der dabei auftretenden Erscheinungen sind in Fig. 13 einige Frequenzdiagramme angegeben, wobei ebenso wie bei F i g. 5 für die Durchlaßbereiche der Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40',

47' die Frequenzbereiche 0-100 Hz, 100-300 Hz

für die Frequenzkomponenten des Einstellsignals 0 Hz, 200 Hz, 400 Hz für die Taktfrequenz der ausgesandten Impulse 3200 Hz entsprechend einer Nyquist-Frequenz von 1600 Hz gewählt worden sind. Die Nyquist-Flanke liegt dabei beispielsweise zwischen 1300 und 1900 Hz, während die Bandbreite durch das Filter 2 im Sender (Fig. I) bzw. 16 im Empfänger (Fig.2) auf 1900 Hz beschränkt ist.

In Fig. 13a stellen die Pfeile in ihrer Größe die Frequenzkomponenten des Einstellsignals von OHz, 200 Hz,... dar, wobei die Frequenzkomponenten bis zur Nyquist-Flanke von 1300 Hz untereinander eine gleiche Amplitude aufweisen müssen und danach entsprechend der Nyquist-Flanke abnehmen müssen mit der Nyquist-Frequenz als Symmetriepunkt, d.h., daß jeweils die Amplitudensumme der beiden symmetrisch auf beiden Seiten der Nyquist-Frequenz von 1600 Hz liegenden Spektrumkomponenten des Einstellsignals der Amplitude einer unterhalb der Nyquist-Flanke liegenden Frequenzkomponente des Einstellsignals sein muß.

F i g. 13b zeigt den Durchlaßbereich eines Teilbandfilters 38, 40, 47 bzw. 38', 40', 47' in einem unterhalb der Nyquist-Flanke liegenden Frequenzbereich, beispielsweise im Durchlaßbereich von 300 — 500 Hz, wobei sich der Durchlaßbereich mit der Taktfrequenz von 3200 H/. wiederholt, d. h., es treten auf beiden Seiten von 3200 Hz Durchlaßbereiche von 2700-2900Hz und 3500-3700 Hz auf, auf beiden Seiten von 6400 Hz die Durchlaßbereiche von 5900 - 6100 Hz usw.; in F i g. 13b ist außer dem Durchlaßbereich von 300-500 Hz noch der zweite Durchlaßbereich von 2700-2900 Hz unterhalb der Taktfrequenz von 3200 Hz dargestellt, da für die nachfolgenden Betrachtungen nur die Durchlaßbereiche unterhalb der Taktfrequenz von 3200 Hz von Bedeutung sind.

IJmer Verwendung des beschriebenen Frequenzanalysator 35 selektiert das Teilbandfiltcr 38, 40, 47; 38', 40', 47' mn dem DurchhiBbercich von 300-500Hz ausschließlich die Frequenzkomponentc des Einstellsignals von 400 Hz, während der Durchlaßbereich von 2700 — 2900 11/ keine einzige Frequenzkomponentc durchläßt, da dieser Durchlaßbereich außerhalb des Übertragungsbandes von 0- 1900 Hz liegt. Zur Erläuterung ist in Fig. 13d die durch dieses Teilbandfiltcr 38, 40,47 bzw. 38', 40', 47' selektierte Frequenzkomponente von 400 Hz angegeben.

Ganz anders liegt die Situation bei den Teilbandfiltern 38,40,47 bzw. 38', 40', 47' mit dem Durchlaßbereich innerhalb der Nyquist-Flankc von 1300- 1900 Hz, wie dies in Fig. 13.: beispielsweise für ein Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' mit einem Durchlaßbereich /on 1300- 1500 Hz dargestellt ist; denn der zweite Durchlaßbereich von 1700-190OHz liegt unterhalb der Taktfrequenz von 3200 Hz und ebenfalls innerhalb der Nyquist-Flanke, und zwar gegenüber der Nyquist-Frequenz von 'ΉΟΟΙΙζ symmetrisch. Mit den¹, genannten Teilbandfilter 38, 40, 47 bzw. 38', 40', 47' werden auf diese Weise die innerhalb der beiden Durchlaßbercichc von 1300-1500 Hz und 1700-1900 H/ liegenden .Spektrumkomponenten des Einstellsignals von 1400 Hz und 1800 Hz selektiert, die zur Erläuterung in I i g. 13e dargestellt sind.

Während auf diese Weise durch d>e Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' mit dem Durchlaßbereich unterhalb der Nyquist-Flanke von 130υ-1900 Hz nur eine .Spektrumkomponentc des Einstcllsignals durchgelassen wird, lassen die Teilbandfilter mit dem Durchlaßbereich innerhalb der Nyquist-Flanke jeweils zwei .Spektrumkomponenten des Einstellsignals durch, die gegenüber der Nyquist-Frequenz symmetrisch liegen.

Mathematisch läßt sich für diese innerhalb der Nyquist-Flanke liegenden Frequenz darlegen, daß durch gleichzeitige Phasen- und Amplitudenregelung dieser beiden Spektrumkomponenten des F.instellsignals die Nyquist-Bedingung erfüllt werden kann, und zwar muß dazu die Phase der vektoriellen Summe der beiden durch die Teilbandfilter durchgclassenen Spektrumkomponenten des Einstellsignals mit der Phase der vektoriellen Summe der entsprechenden Schwingungen des Phasenbezugswertes in Übereinstimmung gebracht werden, während weiter die Vektorsummenamplitude der durchgelassenen Spektrumkomponenten der Amplitude der vorder Nyquist-Flanke liegenden Spektrumkomponenten, die, wie bereits obenstehend erwähnt wurde, untereinander eine gleiche Amplitude aufweisen. gleichgemacht werden muß. In der Ausführungsform nach Fig. 12 sind die Ausgangskanäle 37 des Frequenzanalysators mit der dazu gehörenden Amplitudenregel· stufe 42 und der Phasenregelstufe 4! sowie dem Komparator 43 für diese innerhalb der Nyquist-Flanke liegenden Frequenzteilbänder denen für die Frequenzteilbänder unterhalb eier Nyquist-Flanke genau gleich, aber hier tritt der bemerkenswerte Effekt auf, daß gleichzeitig zwei symmetrisch gegenüber der Nyquist-Frequenz liegende Teilbandgebiete entzerrt werden.

Einerseits wird dabei die Anzahl Ausgangskanäle 37 des Frequenzanalysators 35 mit den Teilbandbereichen innerhalb der Nyquist-Flanke bis zur Hälfte verringert, so daß in der angegebenen Ausführungsform die Anzahl Ausgangskanäle 37 des Frequenzanalysators mit der dazugehörenden Phasenregelstufe 41, der Arnpiitudcnregelstufe 42 und dem Komparator 43 von 10 auf 9 zurückgebracht wird. Andererseits ist dabei erhalten worden, daß der Amplitudenbezugswert für die Komparatorcn 43 für alle Ausgangskanäle 37 untereinander gleich ist. beispielsweise bei der Ausführungsform nach Fig. 10, wie in Fig. 12 detailliert dargestellt ist. können dadurch die an die Gleichspannungsquelle 71 der AmplitiidenbezugsquHle angeschlossenen Dämpfer 72 fortfallen. Auf gleiche Weise können bei Anwendung der angegebenen Maßnahmen, wobei die Verzögerungszeit der Verzögerungselemente des Verzögerungskreises 36 einer Taktperiode Tder empfangenen Impulse gleichgemacht werden, in der Ausführungsform nach I i g. 9 die an die Gleichspanntingsquelle 71 angeschlossenen Dämpfer 72 fortfallen, während bei der in F-' i g. 11 angegebenen Ausführungsform die als Aniplitudenbczugswen dienenden Dampfer 170 für alle Komparatorcn 43 untereinander gleichzumachen oder fortzulassen sind, was ja die Verwendung von [Kämpfern mit einem Dampfungsfaktor 0 bedeutet.

Abgesehen von der durch diese Maßnahmen erhaltenen Uniformltät sämtlicher Ausgangskanäle J7 mit den dabei verwendeten Komparatorcn 43 sowie der Einsparung an Ausgangskanälen 37 und Vereinfachung der Amplitudenbe/ugsquellc wird dabei die Anzahl Verzögerungselemcnte des Verzögerungskreises 36 und folglich auch die Anzahl Wägungsnetzwerkc 38,40; 38 , 40' der Matrix 46 um einen Faktor 2 verringert.

Fig. 14 zeigt eine weitere Ausarbeitung einer Entzerrungsanordnung nach der Erfindung, und /war von dem in Fig. 12 dargestellten Typ. wobei unter Beibehaltung dor verwirklichten Vereinfachuni: in der Apparatur durch Anwendung der in Fig. ^angegebenen Maßnahmen zugleich die Ent/errungskennlinien in wesentlichem Maße verbessert werden. Bei der in F i g. 14 angegebenen Anordnung ist von der bereits bei F i g. 9 beschriebenen Ausführungsform ausgegangen.

Zur Erläuterung zeigen die Fig. 15a und 15b unter Anwendung der Maßnahmen nach Fig. 12 ein Amplitude-Frequenz- und ein Phase-Frequenzdiagramm, die sich bekanntlich in ihrer Frequenz bis etwas jenseits der Nyquist-Frequenz der halben Taktfrequenz erstrecken. Insbesondere weist die Kurve V in Fig. 15a die Amplitudenabweichungen zwischen der gesamten Amplitude-Frequenzkennlinie der Übertragungsstrecke und des Entzerrungsnetzwerks und der idealen gesamten Amplitude-Frequenzkennlinie, während in Fig. 15b durch die Kurve Z die Phasenabweichungen /wischen der gesamten Phase-Frequcnzkennlime der Übertragungsstrecke und des Entzerrungsnetzwerks und der idealen gesamten Phase-Frequenzkennlinie dargestellt sind. An der Stelle der durch die Kreise angegebenen Einstellpunkte der Kurven >' und Z die auf den Frequenzkomponenten des Einstellsignais liegrn. sind durch die angewandte Amplituden- und Phasenregelung die Amplituden- und die Phasenabweichungen praktisch auf Null zurückgebracht, während außerhalb der Einsteilpunkte Amplituden- und Phasenabweichungen auftreten, deren Größe mit abnehmendem Frequenzabstand zwischen den aufeinanderfolgenden Frequenzkomponenten des Einstellsignals abnehmen w ird.

Entsprechend der Anordnung nach Fig. 14 w ird eine wesentliche Verbesserung der Entzerrungske.inlinien verwirklicht, und zwar dadurch, daß die in einer Selektionsanordnung selektierte Frequenzkomponente, die auf der halben Taktfrequenz in dem diese Frequenzkomponente enthaltenden eingetroffenen Einsteüsigna! liegt, als Steuersignal einem an den Ortspriifimpulsmustergenerator 48 angeschlossenen Phasenregelkreis 176 gelegt ist. der die Phasenabw ei-

chung zwischen dieser Frequenzkomponenie in dem an den Frequenzanalysator 35 angeschlossenen Ausgangskanal 177 und im Ortsprüfimpulsmuster des Ortsprüfimpulsmustergenerators 48 auf eine ganze Anzahl Male k der Phasendrehung-τ bringt mit λ = 0, 1,2, 3,4... Inder angegebenen Ausführungsform wird der an den Ortsprüfimpulsmustergenerator 48 angeschlossene Phasenregelkreis 176 durch eine Phasenstabilisierungsschleife gebildet, die mit einem Phasendetektor 178 in Form eines elektronischen Schalters, einem darauffolgenden Tiefpaßfilter 179 und einem Ortsprüfimpulsmustergenerator 48 mit einem frequenzbestimmenden Glied 180, beispielsweise einem veränderlichen Kondensator, versehen ist, wobei dem Phasendetektor 178 Jber die Steuerleitung 181 als Steuersignal die selektierte Frequenzkomponente der halben Taktfrequenz des eingetroffenen Einstellsignals zugeführt wird. Insbesonaere wird für die Selektion der Frequenzkomponente mit der halben Taktfrequenz im eingetroffenen Einstellsignal als Selektionsanordnung das Tiefpaßfilter im Ausgangskanal 177 mit den Wägungsnetzwerken 38 bis 40 und dem Summenerzeuger 47 benutzt, wobei der Summenerzeuger 47 an die Steuerleitung 181 angeschlossen ist.

Jeweils beim Auftreten eines Impulses des Ortsprüfimpulsmustei generators 48 wird der als Phasendetektor wirksame elektronische Schalter 178 geschlossen und im Tiefpaßfilter 179 entsteht eine Regelspannung abhängig vom Phasenunterschied zwischen den Frequenzkomponenten mit der halben Taktfrequenz vom Steuersigna! und vom Ortsimpulsmuster, welche Regelspannung über den veränderlichen Kondensator 180 die Phasenregelung des Ortsprüfimpulsmustergenerators 48 bewerkstelligt, wodurch zwischen den genannten Frequenzkomponenten eine feste Phasenverschiebung um π/2 untereinander entsteht, und zwar unabhängig von Phasenänderungen des Steuersignals in der Übertragimgsstrecke. Um dafür zu sorgen, daß die Phasenverschiebungen zwischen diesen Frequenzkomponenten der halben Taktfrequenz untereinander im Ausgangskanal 177 und im Ortsprüfimpulsmustcr des Prüfimpulsmustergenerators 48 immer dem Wert k -τ mit * = 0, 1,2, 3.4 entspricht, ist in die Regelleitung 181 zwischen dem Teilbandfilter 38... 40,47 in^Ausgangskanal 177 und dem als Phasendetektor wirksamen elektronischen Schalter 178 ein .τ/2-phasendrehendes Netzwerk 182 aufgenommen.

Da durch die Phasenregelung des Ortsprüfimpulsmustergenerators 48 erreicht ist, daß die Phasendrehung zwischen der Frequenzkomponente mit der halben Taktfrequenz im Ausgangskanal 177 und im Orlsprüfimpulsnijster bereits von den Eigenschaften der Ubcrtragungsstrecke unabhängig, auf den gewünschten Wert k.i gebracht ist, braucht das Ausgangssignal des Teilbandfilters 38,40, 47 im Ausgangskanal 177 in einer Ampliludcnrcgelstufe 42 ohne Phasenregelung in einer Phasenregelstufc nur noch auf den richtigen Amplitudenwert gebracht zu werden, was auf die Art und Weise, wie dies im Ausgangskanal .37 erfolgt unter Verwendung eines durch eine Amplitudenregelspannung gesteuerten inversen Regelverstärknrs 65. Zugleich hat die Phasenregelung des örtlichen Prüfimpulsmustergenerators 48 zur Folge, daß zur Erzeugung der Amplitudenregelspannung im Komparator 183 des Ausgangskanals 177 ein zusätzliches Teilbandfiltcr 38' ... 40', 47' mit einem daran angeschlossenen Phasendetektor 63 wie im Ausgangskanal 37 überflüssig geworden ist, nämlich im Komparator 183 des Ausgangskanals 177 sollte ein an ein zusätzliches Teilbandfilter angeschlossener Phasendetektor keine Ausgangsspannung liefern, und zwar infolge der in dieses zusätzliche Teilbandfilter eingeführten νΤ/2-Phiisendrehung in der Frequenzkomponente mit der halben Taktfrequenz. Insbesondere wird zur Erzeugung der Amplitudenregelspannung ausschließlich die Ausgangsspannung des an das Teilbandfilter 38, 40, 47 angeschlossenen Phasendetektors 62 benutzt, der auf die Art und Weise, wie im Komparator 43 des Ausgangskanals 37 über das Tiefpaßfilter 60, den Trennverstärker 68, die Quadrierstufe 66 durch die Gleichspannungsquelle 71 gesteuerten Dämpfer 73 und Speicherkondensator 74 die Regelspannung für den inversen Regelverstärker 65 liefert.

Die Phase sowie die Amplitude des Ausgangssignals des Ausgangskanals 177 sind auf diese Weise auf den richtigen Wert gebracht, wonach dieses Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung 45 zugeführt wird. Während der Informationsimpulsübertragung nach dem Einstellprozeß bleiben die richtige Phaseneinstellung und die Ämpiitudeneinsteiiung beibehalten, wozu hier nur ein dem Speicherkondensator vorgeschalteter elektronischer Schalter 184 erforderlich ist, der jeweils nach der Einstellperiode durch einen Schaltimpuls der Leitung 34, der von einem Zeitschalter im Empfänger herrührt, geöffnet wird.

Der durch Verwendung der angegebenen Anordnung verwirklichte Effekt wird nun an Hand der in Fig. 15a und 15b angegebenen Amplitude-Frequenz- und Phase-Frequenzdiagramme erläutert, wobei in Fig. 15a durch die Kurve V" und in Fig. 15b durch die Kurve Z'die Abweichungen zwischen der gesamten Amplitude-Frequenz- bzw. Phase-Frequenzkennlinie der Übertragungsstrecke und des Entzerrungsnetzwerks und den idealen gesamten Kennlinien angegeben sind. Ebenso wie die Kurven Y und Z gehen die Kurven V" und Z' durch die Einstellpunkte, die auf den Frequenzkomponenten des durch periodische Impulse gebildeten Einstellsignals liegen, aber Anmelderin hat nach eingehenden Versuchen, die auch auf mathematischem Weg bestätigt wurden, eine wesentliche Verbesserung der Entzerrungskennlinien für die Informationsimpulse festgestellt, da ja außerhalb der Einstellpunkte die Abweichungen der Kurven Y' und Z' im Vergleich zu den Kurven Kund Zgegenüber der idealen Kennlinie in wesentlichem Maße verringert sind. Auf diese Weise wurde durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen der überraschende Effekt verwirklicht, daß, obschon die Impulsunterscheidung des Einstellsi gnals in Form von periodischen Impulsen nach Entzerrung im Entzerrungsnetzwerk praktisch gleich geblieben ist, die Impulsunterscheidung der entzerrten Informationsimpulse in wesentlichem Maße verbessert ist, was den Unterschieden in den Frequenzspektren der periodischen Einstellimpulse und der Informationsimpulse zuzuschreiben ist; die periodischen Prüfimpuli.e weisen nämlich ein Linienspektrum und die Informationsimpulse ein kontinuierliches Frequenzspektrum auf. Ohne Verringerung des Frequenzabstandes der Frequenzkomponenten des Einstellsignals, d. h. ohne Vergrößerung der Anzahl Ausgangskanäic, wurde auf diese Weise eine wesentliche Verbesserung der Entzerrung der Informationsimpulsc realisiert, oder umgekehrt kann bei gleichbleibender Entzerrung der Informationsimpulse die Anzahl Ausgangskanäic verringert werden.

Im erfindungsgemäßen Entzerrungsnetzwerk besteht

infolge der Phasenregelung des Ortsprüfimpulsgenerator 48 durch die selektierte Frequenzkomponente der halben Taktfrequenz in den eingetroffenen Prüfimpulsen zwischen den genannten eingetroffenen Prüfimpulsen und den Impulsen des Ortsprüfimpulsmustergenerators 48 eine bestimmte Zeit- oder Phasenbeziehung, die einen mehrdeutigen Charakter aufweist, da ja das der Steuerleitung 182 entnommene Steuersignal mit der halben Taktfrequenz eine höhere Harmonische der Wiederholungsfrequenz der Prüfimpulse ist. Obschon nicht kritisch, hat es sich herausgestellt, daß die besten Resultate erzielt werden, wenn dafür gesorgt wird, daß im Austrittszeitpunkt eines Prüfimpulses der Ortsprüfinpulsmustergenerator 48 der eingetroffene Prüfimpuls e':wa in der Mitte des Verzögerungskreises 36 liegt, was auf einfache Weise dadurch verwirklicht wird, daß die selektierte Wiederholungsfrequenz des eingetroffenen Einstellsignals, das beispielsweise vom Teilbandfilter 38, 40, 47 im Ausgangskanal 37 herrührt, nach Impulsumwandlung in einem Impulswandler 185 als Einstellimpulse dem Ortsprüfimpulsmustergenerator 48 zugeführt werden. In der Ausführung fällt dieser Impulswandler 185 einfach aus, insbesondere wird der Impulswandler 185 durch einen Zweiwegbegrenzer 186 mit einem nachgeschalteten differenzierenden Netzwerk 187 und einer Schwellenanordnung 188 gebildet wobei die von der Schwcllenanordnung 188 durchgelassenen Impulse einer bestimmten Polarität mit einer Wiederholungsfrequenz entsprechend der Wiederholungsfrequenz der eingetroffenen Prüfimpulse als Einsteliimpulse dem Onspriifimpulsmustergenerator 48 zugeführt werden.

Ist man durch die Talsache, daß die Einstellimpulse des Impulswandlers 185 einige Male aufgetreten sind, der Seche gewiß, daß der Ortsprüfimpulsmustergenerator 48 in die richtige Zeitlage gebracht ist, so wird diese Einstellung des Ortsprüfimpulsmustergenerators 48 durch die Einstellimpulse unter Verwendung eines elektronischen Schalters 189, der beispielsweise durch einen Schaltimpuls der Leitung 190, der vom Zeitschalter im Empfänger herrührt, geöffnet wird, wonach die genaue Phasensynchronisierung des örtlichen Prüfimpulsmustergenerators 48 in der Phasenstabilisierungsschleife 176 auf der halben Taktfrequenz des eingetroffenen Prüfimpulsmusters stattfindet. Gleichzeitig mit der Phasensynchronisierung auf die halbe Taktfrequenz sind auf diese Weise zugleich die eingetroffenen und die örtlich erzeugten Prüfimpulsmuster in eine gewünschte Zeitlage gegenübereinander gebracht.

Außer der in Fig. 14 angegebenen Ausführungsform sind im Rahmen der Erfindung weitere Ausführungsformen möglich. So kann beispielsweise als Selektionsanordnung für das Steuersignal mit der halben Taktfrequenz für den an den Ortsprüfimpulsgenerator 48 angeschlossenen Phasenregelkreis 176 statt des Tcilbandfilters 38, 40, 47 im Ausgangskanal 177 des Frequenzanalysators 35 auch eine gesonderte Sclektionsanordnung angeordnet werden, die dazu beispielsweise an den Eingang des Verzögerungskreises 36 angeschlossen ist.

Während in der Ausfiihrungsform nach F i g. 9, 10, 11, 12, 14 Vereinfachungen in der Apparatur angegeben sind ohne Rücksicht auf die Ubcrtragungsstrecke, beschreiben die Fig. 16 und 17 die Ausführungsformen mit weiteren Vereinfachungen, indem dabei die Eigenschaften der Übertragungsstrecke wohl berücksichtigt werden.

So gibt Fig. 16 eine Ausführungsform, die zum Empfang von Signalen eingerichtet ist, die nicht durch

Störsignale wesentlicher Amplitude oder durch Unterbrechungen in der Übertragungsstrecke gestört werden. Es ist folglich eine Ausführungsform für eingetroffene Signale, die praktisch nur Verzerrungen infolge der Übertragungskennlinie der Übertragungsstrecke erfahren.

Ebenso wie bei der in Fig.9 angegebenen Ausführungsform werden in der angegebenen Anordnung die den beiden Teilbandfiltern 38, 40, 47; 38', 40', 47' mit derselben Amplitude-Frequenzkennlinie, aber mit untereinander um π/2 phasenverschobenen Phase-Frequenzkennlinie entnommenen Signale der Phasenregelstufe 41 mit Proportionalregelverstärkern 58, 59 und einer Zusammenfügungsanordnung 64 zugeführt, wobei auf die Weise wie in Fig.9 die Regelspannung den Tiefpaßfiltern 60, 61 am Ausgang der als Phasendetektoren ausgebildeten elektronischen Schalter 62, 63 entnommen wird, welche Schalter beim Auftrete einer impulsförmigen Bezugsspannung kurzzeitig geschlossen werden. Weil man bei dieser Anordnung die Sicherheit einer ungestörten Übertragung der eingetroffenen Impulse hat, braucht der Phasenbezugswert nicht mehr ein mit dem Prüfimpulsmustergenerator 33 in der Sendeanordnung in Fig. I synchronisiertes Ortsprüfimpulsmustergenerator zu sein, sondern hier reicht ein Impulsgenerator 81 aus, der als Phasenbezugswert nur einen einzigen Impuls abgibt. Dazu kann beispielsweise an den Impulsgenerator 81 über die Leitung 34 ein vom Zeitverteiler 29 herrührendes Schaltsignal gelegt werden, das den Impulsgenerator 81 in der Einstellperiode einmal freigibt.

Wenn nämlich, wie bei Fig.9, vorausgesetzt wird, daß die an den Teilbandfiltern 38, 40, 47; 38', 40', 47' selektierte Frequenzkomponente des Einstellsignals durch

a_mcos(2.T mt/NT+ q>_m)
a_msin(2n- nn/NT+ <p_m)

dargestellt werden kann und daß der Impuls des Impulsgenerators 81 im Zeitpunkt f = 0 auftritt, entstehen bei einer ausreichend kleinen Zeitkonstante der Tiefpaßfilter 60,61 für die Proportionalregelverstärker 58,59 Regelspannungen

a_m COS QP_m

a_msin<p_m.

Entsprechend der Anordnung nach Fig.9 entsteht auf diese Weise an der Zusammenfügungsanc.rdnung 64 das phasenkorrigierte Signal

*£cos(2 π mt/NT)

und ebenfalls entsprechend Fig.9 findet in der darauffolgenden Amplitudenregelstufe 42 die Amplitudenentzerrung des auf diese Weise phasenentzerrten Signals statt, wobei jedoch die Amplitudenregelstufe 42 anders ausgebildet ist. Insbesondere wird die Amplitudenregelstufe 42 durch einen Regelverstärker 82 mit einem Regelspannungskreis mit einer Kaskadenschaltung einer Vergleichsstufe 83 zum Vergleich der Ausgangsspannung des Regelverstärkers 82 mit der der Gleichspannungsquelle 71, die von dem Amplitudenbezugswert b„, herrührt, durch einen durch den Impulsgenerator 71 gesteuerten elektronischen Schalter 84 und durch ein Tiefpaßfilter 85 gebildet, das die Regelspannung für den Regelverstärker 82 liefert.

Tritt im Zeitpunkt t = O ein Impuls des Impulsgenerators 81 auf, so wird der elektronische Schalter 84 kurzzeitig geschlossen und die in diesem Zeitpunkt auftretende Augenblickseingangsspannung des Regelverstärkers 82 zur Größe von al, wird nach Verstärkung im Regelverstärker 82 und nach Vergleich mit dem Amplitudenbezugswert b_m dem Tiefpaßfilter 85 zugeführt, wodurch im Tiefpaßfilter 85 eine derartige Regelspannung erzeugt wird, daß die nach dem Auftreten des Impulses im Zeitpunkt f = 0 auftretende Ausgangsspannung des Regelverstärkers 82 dem Amplitudenbezugswert b_m entspricht.

Am Ausgang des Regelverstärkers 82 enä;steht auf diese Weise das sowohl in der Phase als audi in der Amplitude entzerrte Signal

b_m cos(2 π mt/NT),

das auf die Weise die in der vorhergehenden Ausführungsform mit den Signalen der übrigen Ausgangskanäle 37 der Zusammenfügungsanordnung 45 zugeführt wird. Mit ihrer Funktion zur Erzeugung der Phasen- und Α,-nplitudenregelspannungen bewerkstelligen die elektronischen Schalter 62, 63, 84 durch die Unterbrechung der Regelspannungskreise der Phasen- und Amplitudenregelstufen 41, 42 zugleich, daß während der Übertragung der Informationsimpulse nach der Einstellperiode die erzeugten Regelspannungen in den durch die Tiefpaßfilter 50, 61, 85 gebildeten Speichernetzwerken beibehalten werden.

Unter Verwendung der angegebenen Eigenschaft der Übertragungsstrecke wird auf diese Weise erhalten, daß einerseits die Einstellung des Entzerrungsnetzwerks wesentlich beschleunigt wird, und zwar beispielsweise um einen Faktor 10, wahrer.'] andererseits die Ausbildung der Phasenbezugsquelle besonders einfach ist.

Vollständigkeitshalber sei bemerkt, daß in der angegebenen Anordnung auf die Weise, wie in Fig. 16 dargestellt ist, statt der Phasenbezugsquelle 81 auch die in den vorhergehenden Ausführungen angegebene Phasenbezugsquelle verwendet werden kann, die durch einen Ortsprüfimpulsgenerator 48 gebildet wird, der durch Taktimpulse über die Leitung 31 synchronisiert wird. In diesem Fall ist in der Leitung vom Prüfimpulsgenerator 48 zu den elektronischen Schaltern 62 63,84 ein elektronischer Schalter 86 vorgesehen, der nach der Einstellperiode durch einen Schaltimpuls vom Zeitverteiler 29 über die Leitung 34 geöffnet wird. Die Wirkungsweise dieser Anordnung entspricht weiter der der in F i g. 16 beschriebenen Anordnung.

Wie obenstehend bereits erwähnt wurde, kann für die Phasenbezugsquelle ein Impulsmustergenerator verwendet werden zur Erzeugung periodischer Impulsmuster, aber auch eine Impulsquelle, die einen einzigen Impuls abgibt; im allgemeinen bildet der Auftriltszeitpunkt des Ausgangssignals der Phasenbezugsquelle den Phasenbezugswert für die Phase sämtlicher Spektrumkomponenten des Einstellsignals an den Ausgängen der Teilbandfilter 38, 40,47; 38', 40', 47'. Auch kann für das ausgesandte Einstellsignal statt eines periodischen Signals ein einmalig auftretendes Signal gewählt werden.

In der Ausführungsform nach Fig. 17 und 18 werden Vereinfachungen im Aufbau erhalten, und zwar durch Verwendung der Eigenschaft der Übertragungsstrecke, daß im zentralen Teil des HF-Übertragungsbandes der einem Träger aufmodulierten Informationssignale die Phase-Frequenzkennlinie einen linearen und die Ampli

ίο

tude-Frequenzkennlinie einen konstanten Verlauf aufweist, was zur Folge hat, daß im Frequenzbereich der demodulierten Informationssignale entsprechend dem zentralen Teil des HF-Übertragungsbandes die Abweichungen der Phase- und Amplitude-Entzerrungskennlinie gegenüber den idealen Phase- und Amplituden-Entzerrungskenulinicn minimal sind. Insbesondere bei Signalübertragung über breite Bänder, wie beispielsweise die Basisgruppe eines Trägerfernsprechsystems von 60—180 kHz, ist diese Eigenschaft der Übertrigungsstrecke charakteristisch.

Zur Erläuterung sind in Fig. 19a und 19b für ein derartiges breitbandiges Übertragungssystem durch die gezogenen Kurven Kunu L die Phase- und Amplitudenentzerrungskennlinien füi· die demodulierten Informalionssignale dargestellt und durch die gestrichelten Kurven M und N die ideale Phase bzw. Amplitude Entzerrungskennlinie, aus der hervorgehen dürfte, daß im Frequenzbereich von 10—22 kHz entsprechend dem zentralen Teil des HF-Übertragungsbandes von 78—90 kHz bei einer Trägerfrequenz von 100 kHz die Abweichungen der Entzerrungskennlinien K und L von den idealen Entzerrungskennlinien Λ/und N wesentlich kleiner sind als die in den Frequenzbereichen von 0—10 und 22—38 kHz entsprechend den Rändern des HF-Übertragungsbandes von 62—78 kHz und 90— 106 kHz. Als Einstellsignal wird in diesem breitbandigen Übertragungssystem ein Impulssignal mit einer Wiederholungsfrequenz von 4 kHz verwendet, dessen Spektrumkomponenten folglich 0, 4, 8,... 36 kHz betragen und die Bandbreite der dazu gehörenden Teilbänder 4 kHz.

Ohne nenenenswerte Beeinflussung der Phase- und Amplitude-Entzerrungskennlinien kann im Bereich von 10—22 kHz entsprechend dem zentralen Teil des HF-Übertragungsbandes statt der feinen Verteilung in Teilbänder von 4 kHz in den Frequenzbereichen von 0-10 kHz und 22—38 kHz eine gröbere Verteilung in Teilbänder angewandt werden, beispielsweise mit einer dreifachen Bandbreite, also von 3x4 kHz = 12 kHz.

Beim Aufbau der in Fig. Ί7 angegebenen Ausführungsform ist von der Anordnung in Fig. 9 ausgegangen, wobei in der Figur nur der Ausgangskanal 87 mit einem Teilband von 12 kHz im Frequenzbereich entsprechend dem einzelnen Teil des HF-Übertragungsbandes dargestellt ist; die Ausgangskanäle entsprechend den Rändern des Übertragungsbandes mit einer Bandbreite von 4 kHz sind in den Figuren nicht näher angegeben, da diese ja auf dieselbe Weise wie in F i g. 9 aufgebaut sind.

In dieser Ausführungsform enthält der Ausgangskanal 87 drei Teilbandfilter 38, 40, 47 und dazugehörende zusätzliche Teilbandfilter 38', 40', 47' mit Durchlaßbereichen von 10- 14 kHz, 14- 18 kHz, 18-22 kHz, wie im Frequenzdiagramm nach Fig. 19c durch die gestrichelte Kurve P angegeben ist, wobei durch Zusammenfügung in den Zusammcnfügungsanordnungen 88 und 88' das durch die gezogene Kurve angegebene Teilband Q von 10—22 kHz erhalten wird, das im Ausgangskanal 87 weiterverarbeitet wird. Auf völlig entsprechende Weise wie bei F i g. 9 wird das auf diese Weise erhaltene Teilband von 10—22 kHz zur Phasenregelung den Proportionalverstärkern 58, 59 zugeführt und nach Zusammenfügung in der Zusammenfügungsanordnung 64 zur Amplitudenregelung dem inversen Regelverstärker 65, dessen Ausgangssignal mit denen der übrigen Ausgangskanäle in einer Zusammenfügungsanordnung 45 zusammengefügt werden.

In dieser Anordnung wird durch die Teilbanafilter 38, 40,47;38',40',47'mit dem Durchlaßbereich von 14-18 kHz die Frequenzkomponente von 16 kHz (vergleiche \9d)des Einstellsignals zur Erzeugung der Phasenregelspannung und der Amplitudenregelspannung im Komparator 43 selektiert, wobei auf die Art und Weise, wie bei Fig.9, den Tießfaßfiltern 60, 61 die Phasenregelspannung und dem Kondensator 74 die Amplitudenregelspannung entnommen wird. Die Wirkungsweise der angegebenen Anordnung entspricht weiter der nach Fig.9, weshalb diese Anordnung keiner weiteren Erläuterung bedarf.

Fig. 19e und 19f zeigen die gezogenen Kurven R, S die Phase- bzw. Amplitude-Enizerrungskennlinie der in Fig. 17 angegebenen Anordnung, wobei durch die dreifache Vergrößerung der Teilbänder im Frequenzbereich von 10—22 kHz die Anzahl Ausgangskanäle von 10 auf 8 zurückgebracht ist. Zur Erläuterung sind in Fig. 19e !-.nd Fig. 19f durch die gestrichelten Kurven M, N noch die idealen Phase- und Amplitude-Entzerrungskennlinien angegeben.

Bei gleichzeitiger Anwendung der bereits in Fig. 12 und 14 beschriebenen Maßnahmen, und zwar dadurch, daß die Verzögerungszeit in den aufeinanderfolgenden Verzögerungselementen im Verzögerungskreis 3ri einer Taktperiode entsprechend gemacht wird, wird abermals die Anzahl Ausgangskanäle um einen verringert, so daß die ursprüngliche Anzahl von Ausgangskanälen von 10 auf 7 zurückgebracht wird. Zusammen mit der verwirklichten wesentlichen Einsparung um 30% an Ausgangskanälen durch Anwendung der angegebenen Eigenschaften der Übertragungsstrecke verursacht diese Einsparung, wie aus Fig. 19e und Fig. 19f hervorgeht, keine nenneswerte Beeinflussung der Qualität der Phase- und Amplitude-Entzerrungskennlinien.

Fig. 18 zeigt eine Abwandlung der in Fig. 17 angegebenen Anordnung, wobei eine weitere Vereinfachung dadurch erhalten wird, daß die Vergrößerung der Teilbänder im Frequenzbereich entsprechend dem zentralen Teil des HF-Übertragungsbandes nicht durch Zusammenfügung einer Anzahl enger Teilbandfilter sondern durch ein einziges breites Teilbandfilter 38, 40, 47, 38', 40', 47' erhalten wird, was durch geeignete Bemessung der Wägungsnetzwerke 38, 40; 38', 40' auf einfache Weise verwirklichbar ist. Insbesondere ist der Durchlaßbereich des Teilbandfilters in Fig. 18 dem Gesamtteilband von 10—22 kHz der drei Teilbandfilter in Fig. 17 gleich, dann müssen die Übertragungsfaktoren der Wägungsnetzwerke 38,40; 38', 40' in F i g. 18 der Summe der Übertragungsfaktoren der entsprechenden Wägungsnetzwerke 38, 40, 38', 40' in den drei Teilbandfiltern in Fig. 17gleichgemacht werden.

Zur Erläuterung ist im Frequenzdiagramm nach Fig. 19g durch die Kurve 7"der Durchlaßbereich des Teilbandfilters von 10—22 kHz angegeben, während Fig. 19h die selektierten Frequenzkomponenten von 12, 16, 20 kHz des Einstellsignals dieses Durchlaßbereiches aufweisen.

Beim Aufbauen der in Fig. 18 angegebenen Ausführungsform ist von der Anordnung nach Fig. 16 ausgegangen, wobei in der Figur nur der Ausgangskanal 87 mit einem Teilband von 10—22 kHz entsprechend dem zentralen Teil des HF-Übertragungsbandes dargestellt ist; die Ausgangskanäle für die Teilbänder entsprechend den Rändern des HF-Übertragungsbandes sind in dieser Figur nicht näher dargestellt, da diese ja auf dieselbe Art und Weise aufgebaut sind wie in Fig. 16. Auf völlig entsprechende Weise wie in I ι g. Ib wird das auf diese Weise erhaltene Teilband von 10-22 kHz zur Phasenregelung den Proportionalregelverstar kern 58, 59 zugeführt und nach Zusammenfügung in der Zusammenfügungsanordnung 64 zur Amplitudenregelung dem Regelverstärker 82 mit der Vergleichsslufe 83, von welchem Regelverstärker 82 das Ausgangssignal mit denen der übrigen Ausgangskanäle in der Zusammenfügungsanordnung 45 zusammengefügt werden, zugeführt.

In dieser Anordnung werden die drei selektierten Spektrumkomponenten von 12, 16, 20 kHz des Einstellsignals (vergleiche Fig. 19h) zur Erzeugung der Phasenregelspannung in den durch die elektronischen Schalter 62, 63 gebildeten Phasendetektoren mit dem impulsförmigen Phasenbezugswen der Impulsquelle 81 verglichen, wobei die auf diese Weise erhaltene Phasenregelspannung über die Tiefpaßfilier 60, 61 die Proportionalregelverstärker 58,59 steuern.

Jeder der genannten Spektrumkomponenten von 12. 16, 20 kHz liefert den elektronischen Schaltern 62, 63 mit der betreffenden Komponente dt., impulsiormigen Bezugswertes eine Regelspannung, wodurch an den Tiefpaßfiltern 60, 61 eine Gesamtregelspannung entsieht, die praktisch das Dreifache der Regelspannung ist für die mittlere Spektrumkomponente von 16 kHz des Einstellsignals. Insbesondere wird die in den Teilbandfiltern 38, 40, 47; 38', 40', 47' selektierte mittlere Spektrumkomponente von lökHzdurch

und

a_m cos(2 -τ mt/NT + (pm) a_m sin(2 π mt/NT + q_m)

dargestellt, dann beträgt die den Tiefpaßfiltern 60, 61 r> entnommene Regelspannung praktisch

und

3 a_m cos (p_m
3a_rasin φ_ω.

welche die Phasenkorrektur der genannten Spektrjmkomponente bewerkstelligt, da ja nach Proportionalverstärkung in den Regelverstärkern 58, 59 an der Zusammenfügungsanordnung 64 das phasenkorrigierte Signal entsteht mit der Größe:

3</„, cos v„, cos (2.7 mt NT + -/..)
+ -W/;, sin _7m (2.7 mt NT + ·, J
= 3a² _m cos (2.7 mt Nl |.

Ebenso wie bei Fig. 16 wird auch hier die Amplituderegelspannung erzeugt in dem Kreis, der durch die Kaskadenschaltung der Vergleichsstufe 83, des durch die Impulsquelle 81 gesteuerten elektronischen Schalters 84 und des Tiefpaßfilters 85 gebildet wirri, v. obei die Größe der Ausgangsspannung des Regelverstärkers 82 im Zeitpunkt eines Impulses der Impulsquelle 81 durcii Schließung des Schalte;s 84 auf die Größe des Amplitudenbezugswertes der Gleichspannung 89 gebracht wird.

Da in diesem Zeitpunkt die Amplitude der drei Spektrumkomponenten von 12, 16, 20 kHz das Dreifache der Amplitude einer ewigen Komponente ist, ist der der Gleichspannungs juelle 89 entnommene Amplitudenbezugswert das Dreifache des Amplitudenbezugswertes b_m für eine einzige Komponente. Deswegen liefert die Gleichspannungsquelle 89 für die Ausgangskanäle im Frequenzbereich von 10—22 kHz entsprechend dem zentralen Teil des HF-Übertragungs-

bandcs einen Amplitudenbezugswert von etwa 36„, und dieser Amplitudcnbezugswerl ist für die Ausgangskanüle in den Frequenzbereichen von 0— IO und 22—38 kll/ entsprechend den Rändern des HF-Übcrtragungsbandes mittels Dämpfer 90 auf den Wert b„, gebracht.

Zur Erläuterung sind für diese Anordnung in F-" ig. 19i und Fig. 19j durch die gezogenen Kurven Kund Wdic Phasen- und Amplitudenent/errungskennlinien angegeben, während wieder durch die gestrichelten Kurven M uiid /Vdie idealen Phasen- und Amplitudcnentzerrungskennlinien dargestellt werden.

F.benso wie bei Fig. 17 wird auch in dieser Anordnung durch Anwendung der erwähnten Eigenschäften der Ubertragungsstrcckc bei einer ausgezeichneten Phasen- und Amplitudenent/.errungskennlinie eine wesentliche Einsparung an Ausgangskanälen realisiert. Gegenüber Fig. 17 wird hier der Vorteil erhalten, el a Ii die Ausführung der Teilbandfilter 38, 40, 47. 38'. 40'. 47' im Frequenzbereich entsprechend dem zentralen Teil ties IIF-Ubcrtragungsbandcs wesentlich vereinfacht ist.

F i g. 20 stellt eine Verbesserung der bereits in F i g. 17 und F i g. 18 angegebenen automatischen Entzerningsanordnungen dar, deren Wirkungsweise an Hand eier Frcqucnzdiagramme in Fi g. 19 erläutert werden. In der Ausführung bildet F i g. 20 eine Abwandlung der in F-" ig. 17 angegebenen Entzerrungsanordnung. wobei der ^I:ig. 17 entsprechende Elemente mit d■."selben Bezugszeichen angedeutet sind.

In der Anordnung nach F i g. 20 gilt als Zielsetzung die Abweichungen der mit den Anordnungen nach F i g. 17 und F i g. 18 verwirklichten Phasenem/errungskennlinien (vergleiche die Kurven R und V in Fig. I9e und I9i) gegenüber der durch die gestrichelte Kurve M angegebenen idealen Phasenentzerrungskcnnlinic zu verringern. Dazu wird die Neigung de linearen Phase-Frequenzkennlinie. auf der die Spektrjmkomponcnten der durch den Impulsmustergenerator 48 gebildeten Phasenbezugsquellc liegen, mit der Neigung der linearen Phase-Frequenzkennlinic im zentralen Teil der Übertragungsstrecke in Übereinstimmung gebracht.

Im Gegensatz zu den in F i g. 17 und 18 angegebenen Anordnungen wird nun der Impulsgenerator 48 nicht mehr in seiner Phase stabilisiert durch Taktirnpulse der an den Zeitschalter 29 angeschlossenen Leitung 31, sondern durch die Differenzfrequenz zweier in den Teilbandfiltern 38,40,47 selektierter aufeinanderfolgender Frequenzkomponenten des eingetroffenen Einstellsignals, da ja die Phase der genannten Differenzfrequenz für die Neigung der linearen Phase-Frequenzkennlinie im zentralen Teil der Übertragungsstrecke kennzeichnend ist.

In der angegebenen Ausführungsform ist dazu der Impulsmustergenerator 48 in eine Phasenstabilisierungsschleife 162 aufgenommen, die einen an den Impulsgenerator 48 angeschlossenen Phasendetektor 163 enthält, dessen Ausgangssignal über einen Tiefpaßfilter 164 ein frequenzbestimmendes Glied 165 des Impulsgenerators 48 steuert. Als Steuersignal wird dabei dem Phasendetektor 163 die Differenzfrequenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Frequenzkomponenten des eingetroffenen Einstellsignals zugeführt, welches Steuersignal dadurch erhalten wird, daß die in den Teilbandfiltern 38, 40, 47 selektierten Frequenz komponenten über die Leitungen 166, 167 einer N^ischsiufe 168 mit dem Aus^sn^sfilter 1β9 zugeführt werden.

Da durch diese Regelung des Impulsmustergenerators 48 die Neigung der linearen Phase-Frequenzkennli nie der Frequenzkomponenten mit der Neigung der linearen Phase-Frequenzkennlinic im zentralen Teil dei Übertraglingsstrecke in Übereinstimmung gebracht ist braucht nur noch ein konstanter Phascnuntcrschicd zwischen diesen zwei Kennlinien korrigiert zu werden was durch die Phasenregelstufe 41 völlig durchgeführt wird. Auf diese Weise werden die angegebene Phasenregelung des Impulsgenerators 48 Abweichungen zwischen den realisierten und idealen Phascnent-/errungskunr.linien praktisch völlig vermieden.

Fs kann unter Umständen sogar passieren, dall für den genannten Bereich die Phasenrcgelstufen 41 eingespart werden können, und /war in drei Fällen wobei der Phafcniinterschicd zwischen den linearer Phase-Frequenzkennlinien der l'rcquenzkomponenter des örtlich erzeugten Einstellsignals und des zentraler leils der Übertragungsstrecke gleich Null ist. d. h.. dal die beiden Kennlinien zusammenfallen.

Bei den bereits erwähnten Vorteilen einer kurzer Akquisitionszeit. eines Fehlens von UnStabilität, einei genauen Entzerrung, Flexibilität in der Anwendung dei Anordnung nach der Erfindung wurden in der vorhergehenden Ausführungsformen zugleich die wc seitlichen Vereinfachungen im Aufbau dargestellt, die be der praktischen Ausführung realisiert wurden Insbesondere stellen die Ausfühmngsformcn in der F i g. 9, ¹O. II. 12 und 14 die Vereinfachungen dar. ohne daß die eigenschaften der Übertragungsstreckc berücksichtigt werden, während in den Ausfühmngsformcn nach den Fig. 16, 17. 18. 20 weiter eingreifende Vereinfachungen angegeben sind, wobei jedoch die Eigenschaften der Übertragungsstrecke bcrücksichtigl werden. Außerdem geht aus der erfindungsgemäßen automatischen Entzerrungsanordnung hervor, daß die verwendeten Elemente besonders geeignet gemacht werden können für Integration in einem Halbleiterkörper, w ie nun an Hand der F i g. 21 näher erläutert w ird.

In dieser Ausführungsform wird an Stelle eines analogen Verzögerungskreises 36 im Frequenzanalysator 35 ein Schieberegister für binäre Impulssignale 91 verwendet, das mit Schieberegistereiementen versehen ist, die auf die Art und Weise, wie bereits obenstehend erläutert wurde, mit Wägungsnetzwerken 38,40; 38'. 40' in einem Matrixnetzwerk 46 verbunden sind, wobei jeweils die Wägungsnetzwerke 38, 40; 38', 40' in einer Reihe des Matrixnetzwerkes 46 an ein Zusammenfügungsnetzwerk 47, 47' angeschlossen sind. Vor dem Schieberegister 91 liegt ein Analog-Digital-Umsetzer92 in Form eines Deltamodulators, der auf bekannte Art und Weise aus einem Differenzerzeuger 93, eine· . an einen Impulsgenerator 94 angeschlossenen Impulsmodulator 95 und aus einem Impulsregenerator % zusammengestellt ist. dessen Ausgangsimpulse einerseits über einen Impulsverbreiterer 97 dem Schieberegister 91 und andererseits einem an dem Differenzerzeuger 93 angeschlossenen Rückführungskreis mit einem darin aufgenommenen Analogumsetzer 98 in Form eines integrierenden Netzwerkes zugeführt werden Der Impulsgenerator 94 liefert zugleich die Schiebeimpulse für das Schieberegister 91, dessen Schiebefrequenz höher ist als die doppelte höchste Frequenz in dem zu übertragenden Frequenzband, beispielsweise in der angegebenen Ausführungsform bei einer höchsten Frequenz von 1,9 kHz in dem zu übertragenden Frequenzband beträgt die impulsfrequenz 40 kHz.

Ie nachdem der Augenblick des Ausgangssignals de; Digital-Analog-Umsetzers 98 kleiner oder größer ist als

das ebenfalls dem Differcnzcrzeugcr 93 /.!!geführte analoge Signal entsteht am Ausgang des Diffcrenzcrzeugcrs 93 ein Differenzsignal negativer oder positiver Polarität. Abhängig von dieser Polarität des Differenzsignals treten die vom Impulsgenerator 94 herrührenden Impulse gegebenenfalls am Ausgang des Impulsmodulators 95 auf. Diese impulse werden über den Impulsregencrator 96 zur Unterdrückung der im ImpuMinodulator 95 entstandenen Änderungen in der Amplitude, Dauer oder Form dem als integrierendes Netzwerk ausgebildeten Digital-Analog-Umsetzer 98 mit einer /citkonstante von beispielsweise 0,5 ms zugeführt.

Der obenstehend beschriebene Dcltamodulator 92 hat die Neigung, das Differenzsignal Null zu machen, wodurch das Ausgangssignal des Digital-Analog-Umsetzers 98 eine quantifizierte Annäherung des analogen Signals bildet. Denn bei einem Diffcrenzsignal negativer Polarität wird durch den Impulsmodulator 95 dem Digital-Analog-Umsetzer 98 cm Impuls zugeführt, wodurch dem negativen Differcnzsignal entgegengewirkt wird, während umgekehrt bei einem Diffcrenzsignal positiver Polarität durch den Impulsmodulator 95 dem Digital-Analog-Umsetzer 98 kein Impuls zugeführt wird, der auf diese Weise dem Weiterbestehen des positiven Diffcrenzsignals entgegenwirkt. Auf diese Weise wird durch den Deltamodulator 92 eine Impulsreihe gebildet, in der die Impulse durch ihr Vorhandensein b;:w. Fehlen das eintreffende analoge Signal kennzeichnen.

Sind die Wägjngsnctzwcrke 38, 40; 38', 40' nach den obenstehend angegebenen Regeln für eine bestimmte Teilbandkennlinie H(o>). H'(ω) bemessen, so erhält man am Ausgang eines hinter den Zusammenfügungsanordnungen 47,47' aufgenommenen Digital-Analog-Umsetzers 99,99' das betreffende Teilband, insbesondere stellt es sich heraus, daß die Filterwirkung durch die Anordnung bewerkstelligt wird, die durch das Schieberegister 91, die Wägiingsnetzwerke 38, 40; 38', 40' und die Zusammenfügungsanordnung 47; 47' gebildet wird, da ja ohne diese Anordnung zwischen dem Deltamodulator 92 und dem dazu gehörenden Digital-Analog-Umsetzer 99, 99' am Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 99: 99' abgesehen von einem Quantizierungsrauschwert gerade das analoge Signal auftreten würde, das dem Deltamodulator 92 zugeführt wird. Wird auf diese Weise dem Deltamodulator 92 ein analoges Signal mit einem Frequenzspektrum S(w)zugeführt und hat die genannte Anordnung 91, 38, 40, 47; 91', 38', 40', 47' wie obenstehend erwähnt, die Teilbandkennlinie Η(ω); Η'(ω), so tritt am Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 99; 99' das gewünschte Teilbandsignal mit dem Frequenzspektrum Η(ω) S(o>); Η'(ω) S(io) auf, das zur Weiterverarbeitung über den Phasen- und Amplitudenregelkreis im Ausgangskanal 37 der Zusammenfügungsanordnung 45 zugeführt wird. An Stelle von Deltamodulation kann auch ein anderer Typ von Impulskodemodulator verwendet werden, da ja die durch die Formel H(iu)S(ü)); Η'(ω) S'(ü))gegebene Filterverarbeitung von dem angewandten Impulskode unabhängig ist.

Nicht nur wird in Fig. 21 auf diese Weise der Frequenzanalysator 35 für Integration in einem Halbleiterkörper besonders geeignet gemacht, sondern auch die Ausbildung des Ausgangskanals 37 und des dazu gehörenden !Comparators 43. Ebenso wie bei der Anordnung nach F i g. 9 werden die dem Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' entnommenen Signale zur Phasenkorrektur der Phasenregelstufe 41 zugeführt, die abhängig von den erzeugten Aiisgangsspannungen der als elektronische Schalter ausgebildeten Phasendetektoren 62, 63 gesteuert wird, während die Amplitudenregelung im Amplitudenregler 65 mit inverser Regelkennlinie bewerkstelligt wird, dessen Regelspannung durch Quadrierung der abgeflachten Ausgangsspannungen der Phascndetektoren 62, 63 mit nachfolgender Zusammenfügung in der Zusammenfügungsanordnung 70 und Dämpfung in dem durch den Amplitudenbezugswert gesteuerten Dämpfer 73 erhalten wird.

Zur Erhaltung einer für Integration in einem Halbleiterkörper besonders geeigneten Ausführung werden die Ausgangsspannungen der Phasendetcktorcn 62, 63 nicht unmittelbar verwendet, sondern zunächst in den Impulsdauermodulatoren 100, 101 in dauermodulierte Impulse umgewandelt, wodurch es ermöglicht wird für die Proportionalregelvcrstärker in der Phasenregelstufe 41 normalerweise gesperrte elektronische Schalter 102, 103 zu benutzen, die jeweils bei einem Ausgangsimpuls der Impulsdauermodulatoren 100, 101 freigegeben werden. In der angegebenen Ausführungsform sind die Impulsdauermodulatoren 100, 101 als zweiseitige Begrenzer ausgebildet, denen zusammen mit den geglätteten Ausgangsspannungen der Phasendetektoren 62, 63 zugleich ein sägezahnformiges Hilfssignal mit einer Frequenz von 50 kHz, das von einem allen Ausgangskanälen 37 gemeinsamen Sägezahngenerator 104 herrührt, zugeführt wird.

An den Ausgängen der elektronischen Schalter 102, 103, entstehen auf diese Weise dauermodulierte Impulse, die zugleich in ihrer Amplitude mit den Ausgangsspannungen der Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' variieren, wobei nach Zusammenfügung in der der Zusammenfügungsanordnung 64 und nach Demodulation in einer durch ein Tiefpaßfilter gebildeten uemodulationsanordnung 105 das phasenkorrigierte Teilbandsignal erhalten wird, wie nun detailliert erläutert wird.

Wenn, wie bei Fig. 9. vorausgesetzt wird, daß die über die Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' entnommene Frequenzkomponente des Einstellsignals

^{du rch} a_m cos(2 .τ mt/NT + <p_m)

und

a„; sin(2 π mt/NT + q>_m)

dargestellt wird, so werden in den Phasendetektoren 62, 63 nach Giättung in den Filtern 60,61 Phasenregelspan-

und

'" 3m Sin (JPm

erzeugt, die als Modulationsspannungen den Impulsdauermodulatoren 100, 101 zugeführt werden. Auf diese Weise werden den Ausgängen der elektronischen Schalter 102, 103 Impulse entnommen, deren Dauer proportional zu den Phasenregelspannungen

und

a_m COS (fm

a_m sin Cp_n,

variieren und in ihrer Amplitude mit den Ausgangssignalen

und

a_m cos (2 π mt/NT +

a_m sin(2 π mt/NT+q>_m)

der Teilbandfilter, so daß durch Demodulation dieser in ihrer Dauer sowie in ihrer Amplitude modulierter

Impulse in der als Tiefpaßfilter ausgebildeten Dcmodulationsanordnung 105 ein Ausgangssignal erhalten wird, das gleichzeitig proportional zur Dauer und zur Amplitude dieser Impulse variiert.

Mathematisch ausgedruckt entsteht auf diese Weise ein Ausgangssignal der Demodulationsanordnung 105, das gegeben ist durch die Formel:

al, cos 7„ cos (2.7 ml NT

j- tr sin n sin ί ? -r πι ι

^ cos-/„cos (2.7 hi/ NT + _7m)
■τ- </;„ sin ./,„ sin (2.7 mi NT -t- '/,„)
= «;„ cos 2.7 nit NT.

Ebenso wie bei F i g. 9 entsteht auf diese Weise das in seiner Phase genau entzerrte Signal mit der Größe

«)^,cos π ml/NT,

dessen Amplitudenwert a² _m ebenso wie dort beschrieben wurde in der Amplitudenregelstul'e mit dem inversen Amplitudenregler 65 mit dem für diese Frequenzkom-

jeweils hinter P Schieberegistcrelementen angeordnet sind. Übschon nicht unbedingt notwendig, kann dazu der Impulsgenerator 94 durch örtlich erzeugte Taktimpulsc. die beispielsweise vom Zeitverteiler 29 herrühren, synchronisiert werden.

An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß noch weitere Abwandlungen der in Fig. 21 angegebenen Anordnung möglich sind. So hat man noch alle Freiheit in der Anordnung der Digital-Analog-Umsetzer, diese können beispielsweise unmittelbar an die Elemente des Schieberegisters 91 angeschlossen werden oder nur ein einziger Digital-Analog-Umsetzer kann ausreichen, der dann an den Ausgang der Zusammcnfügungsanordnung 45 angeschlossen wird. Auch kann diese Anordnung entsprechend der in F i g. 10 angegebenen Abwandlung ausgebildet werden, wobei dann die Amplituderegelstufe 42 vor der Phasenregclstufe 41 angeordnet werder muß.

Dadurch Verwendung des Analog-Digital-Umsetzers

bm nach dem Nyquist-Krkerium in Übereinstimmung gebracht wird. Am Ausgang des Amplitudenreglers 65 tritt auf diese Weise das in seiner Phase sowie in Amplitude entzerrte Signal

b„, cos 2 7t ml/NT

auf, das auf diese Weise wie in den vorhergehenden Ausführungsformen mit den Signalen der übrigen Ausgangskanäle 37 der Zusammenfügungsanordnung 45 zugeführt wird. in

Ebenfalls werden in den angegebenen Ausführungsformen die Quadrierstufen der geglätteten Ausgangsspannungen der Phasendetektoren 62,63 zur Erzeugung der Amplitudenregelspannung in eine für Integration in einem Halbleiterkörper geeignete Form gebracht, und r> zwar durch die kombinierte Anwendung von Impulsdauer und Amplitudenmodulation. Dazu steuern die Ausgangsspannungen der Impulsdauermodulatoren 100, 101 zwei weitere elektronische Schalter 106, 107, die ebenso wie die Imp'dsdauermodulatoren durch die w geglätteten Ausgangsspannungen der Phasendetektoren 62, 63 gespeist werden. Entsprechend der obenstehenden Erläuterung wird nach Zusammenfügung in der Zusammenfügungsanordnung 70 und nach Demodulation in einer Demodulationsanordnung 108 in r> Form eines Tiefpaßfilters, wie bei F i g. 9, ein Ausgangssignal der Größe a²„ erhalten, das auf die dort angegebene Art und Weise über den einstellbaren Dämpfer 73, den elektronischen Schalter 77, den Speicherkondensator 74 den inversen Regelverstärker in 65 steuert.

Auf interessante Weise ist hier die erfindungsgemäße automatische Entzerningsanordnung in eine für Integration in einem Halbleiterkörper außermaßen geeignete Form gebracht, und zwar durch Verwendung von v, Modulationstechniken, insbesondere von Pulskodemodulation für die Ausbildung des Frequenzanalysators 35 und der kombinierten Anwendung von Impulsdauer und Amplitudedemodulation für die Ausbildung der Phasenregelstufe 41 sowie für die Quadrierstufe 66,67.

Auch bei dieser Ausbildung können die Vorteile einer Verzögerungszeit der aufeinanderfolgenden Verzögerungselemente entsprechend der Taktperiode T, wie bei der Anordnung nach Fig. 12 oder Fig. 14 bereits weitgehend erläutert wurde, erhalten werden. Dazu ist <,5 eine ganze Anzahi Male P der Schiebeperiode der Schieberegisterelemente gleich einer Taktperiode T gemacht, wobei die Wägungsnetzwerke 38, 40; 38', 40'

j- ■ iff C 1 ' I" " t

g;c eingetroffenen Signale in ciigit

sind, besteht hier die Möglichkeit, die angegebenen Funktionen mit digitalen Schaltungen durchzuführen.

Nach der obenstehenden Erläuterung zu der erfindungsgemäßen automatischen Entzerningsanordnung an Hand einer Anzahl Ausführungsbeispicle. gegebenenfalls mit Rücksicht auf die speziellen Eigenschaften der Übertragungsstrecke, werden nun einige Ausführungsbeispiele behandelt, wobei die Eigenschaften des übertragenen Signals als solches berücksichtigt worden sind. In einem ersten Ausführiingsbeispiel wird nun die Übertragungeines Informationssignals beschrieben.das eine Gleichstromkomponente enthält, was beispielsweise bei der Übertragung binärer Impulssignale der Fall ist, wie dies in Fig. 5c. 5d und 8a, 8b angegeben ist. Dabei tritt nämlich die Besonderheit auf, daß der Ausgangskanal des Frequenzanalysators 35 für die Gleichstromkomponente in wesentlichem Maße vereinfacht werden kann, da hier ja für die Einstellung ausschließlich die Amplitude der im Frequenzanalysator 35 selektierten Gleichstromkomponente a» des Einstellsignals ohne Phasenregelung auf den richtigen Wert eingestellt zu werden braucht.

Zur Erläuterung ist dazu in Fig. 22 der Ausgangskanal 109 des Frequenzanalysators 35 für die Gleichstromkomponente abgebildet, die übrigen Ausgangskanäle sind auf die Art und Weise, wie in den vorhergehenden Ausführungsbeispiclen angegeben, ausgebildet, weshalb für den Aufbau und für die Wirkungsweise dieser Ausgangskanäle nach den obenstehenden Ausführungen verwiesen wird.

Weil die Gleichstromkomponente keiner Phasenregelung bedarf, fallen im dargestellten Ausgangskanal 109 für die Gleichstromkomponente die Phasenregelstufe sowie das zusätzliche Teilbandfilter fort, so daß das Ausgangssignal des Teilbandfilters 38, 40, 47 hier unmittelbar über die Amplituderegelstufe 42 der Zusammenfügungsanordnung 45 zugeführt wird. Gleichzeitig ist die im Teilbandfilter 38, 40, 47 selektiert"* Gleichstromkomponente ao des Einstellsignals unmittelbar zur Erzeugung der Regelspannung der iUnplitudenregelstufe 42 verwendbar. Insbesondere wird dazu in der angegebenen Ausführungsform die selektierte Gleichstromkomponente ao über einen Trennverstärker 100 einem durch den Amplitudenbezugswert 71, 72 gesteuerten einstellbaren Dämpfer 73 "ugeführt, dessen Ausgangssignal auf die Art und Weise wie in F i g. 9 über den elektronischen Schalter 77 und den Speicherkondensator 74 die durch einen inversen

Regeh'erstärker 65 gebildete Amplituderegelstufe 42 in Vorwärtsregelung steuert.

Anstelle einer Vorwärtsregelung kann zur Amplitudenregelung der Gleichstromkomponente auch eine Rückwartsregelung angewandt werden und zwar auf die Art und Weise, wie dies in F i g. 10 angegeben ist. In diesem Fall wird die am Ausgang der Amplitudenregelstufe 42 selektierte Gleichstromkomponente nach Amplitudenvergleich in einer Vergleichsstufe 80 mit der Amplitudenbezugsspannung, die von dem an die Gleichspannungsquelle 71 angeschlossenen Dämpfer 72 herrührt, auf die Weise wie in Fig. 10 angegeben ist. über den elektronischen Schalter 77 und den Speicher· kondensator 74 als Amplitudenregelspannung der durch einen Rege.'verstärker gebildeten Amplitudenregelstiife 42 zugeführt.

An dieser Stelle sei bemerkt, daß die angegebenen Vereinfachungen des Ausgangskanals des Frequenzanalysator 35 für die Gleichstromkomponente nicht üü'ücdiMgi iiuiweiidig sind. Es kann beispielsweise wegen der Uniformität der Ausgangskanäle des Frequenzanalysator 35 unter Umständen wichtig sein, den für die Gleichstromkomponente eingerichteten Ausgangskanal dennoch auf dieselbe Art und Weise auszubilden wie die übrigen Ausgangskanäle 37 des Frequenzanalysators 35.

In einer zweiten Ausführungsform, wobei die Eigenschaften des übertragenen Signals als solches berücksichtigt werden, wird nun der Fall beschrieben, wobei für die Übertragung eine fpektrurmimwandlung d^r zu übertragenden Signale sendeseitig in einem Spektrumwandler bewerkstelligt wird. Derartige Spektrumwandler werden bei mehrwertigen Kodewandlern als pseudoternäre Wandler, beispielsweise für Einseitenbandübertragung von Impulssignalen verwendet.

Wird ein derartiger Spektrumwandler sendeseitig verwendet, so muß für die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung der Phasen und Amplitudenbezugswert für die Frequenzkomponenten des örtlichen Einstellsignals in der Bezugssignalquelle 44 mit der Phase und der Amplitude der Frequenzkomponenten des Einstellsignals am Ausgang des sendeseitigen Spektrumwandlers in Übereinstimmung gebracht werden.

Eine derartige automatische Entzerrungsanordnung für ein durch Spektrumwandlung übertragenes Impulssignal ist in Fig. 23 angegeben, wobei für Einseitenbandübertragung auf die Weise, wie dies in der britischen Patentschrift 11 32 274 angegebeii ist, sendeseitig ein Spektrumwandler verwendet worden ist. der mit einem Differenzerzeuger versehen ist, dem die zu übertragenden Impulssignale einerseits unmittelbar und andererseits über einen Verzögerungskreis mit einer Verzögerungszeit von zwei Taktperioden zugeführt wird. In ihrer Ausführungsform bildet die in Fig. 23 angegebene Anordnung eine Abwandlung der Anordnung nach F i g. 9. wobei der F i g. 9 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angedeutet sind.

Um in der Bezugssignalquelle 44 die obengenannten Bedingungen zu erfüllen ist an erster Stelle zur Bildung des Ortsprüfimpulsgenerators an den Ausgang des über die Leitung 31 synchronisierten Impulsgenerators 48 ein Spektrumwandler 111 angeschlossen, der entsprechend dem sendeseitigen Spektrumwandler durch einen Differenzerzeuger 112 gespeist wird, dem die Impulse des Impulsgenerators 48 einerseits unmittelbar über eine Leitung 113 und andererseits über einen Verzögerungskreis 114 mit einer Verzögerungszeit von zwei Taktperioden zugeführt wird. Insbesondere wird der Verzögerungskreis durch ein Schieberegister mit zwei Schiebercgisterelementen 115, 116 gebildet, deren Inhalt durch Taktimpulse der Leitung 31 weitergeschoben wird. Im Spektrum wandler 111 wird auf diese Weise jeder Impuls des Impulsgenerators 48 zwei untereinander um zwei Taktperioden verzögert? Impulse entgegengesetzter Polarität als Ausgangssignal entstehen lassen, von welchen Ffequenzkomponenten die Phase und die Amplitude der Phase und der Amplitude des sendeseitig ausgesandten Einstellsignals genau entsprechen, da ja der Spektrumwandlcr 111 dem sendeseitig verwendeten Spektruinwandler genau entspricht. Zur Erläuterung sind in V i g. 24a noch die Impulse des impulsgenerator 48 und in F i g. 24b das Ausgangssigiial des Spektrumwandlers 111 angegeben.

Für die Phaseneinstellung der in den Teilbandfilteri. 38, 40, 47; 38', 40', 47' selektierten Frequenzkomponente w,„ des eingetroffenen Einstcllsignals wird das in ι i g. <t4ü uäi'gcStcnic Ausgafigssigiiai ues .*>pcr^ü uiuwandlers 111 benutzt, insbesondere wird dazu durch Mischung der selektierten Frequenzkomponente ω.·,, des eingetroffenen Einstellsignals mit dem Ausgangssignal des Spektrumwandlers 111 in als Gegentaktmodulatoren ausgebildeten Phasendetektoren 117, 118 Phasenregelspannungen erzeugt, die dann auf die Art und Weise wie in F i g. 9. in der Phasenregelstufe 41 mit den Proportionalregelverstärkern 58, 59 die richtige Phaseneinstellung der selektierten Frequenzkomponente w,„des Einstellsignals bewerkstelligen.

Für die Amplitudeneinstellung wird der Dämpfungsfaktor des an die Zusammenfügungsanordnung 70 angeschlossenen einstellbaren Dämpfers 73 mit Hilfe des Dämpfers 72 der Amplitudenbezugsquelle 71 auf einen der Frequenzkomponente oj„, des Einsiellsignals entsprechenden Wert eingestellt, wobei ebenfalls auf die Art und Weise wie in F i g. 9, die richtige Amplitudeneinstellung in der Amplitudenregelstufe 42 mit dem inversen Regelverstärker 65 stattfindet. Der Amplitudenregelstufe 65 wir^H auf diese Weise das in der Phase sowie in der Amplitude korrigierte Ausgangssignal entnommen, das in der Zusammenfügungsanordnung 45 mit den Ausgangssignalen der übrigen Ausgangskanäle 37 zusammengefügt wird.

Zur Erläuterung der Wirkungsweise der angegebenen Anordnung wird nun detailliert die Wirkungsweise des Spektrumwandlers 111 erläutert. Wenn

-,ι, als Formel die über die Leitung 113 dem Differenzerzeuger 112 zugeführte Spektrumkomponente der Kreisfrequenz o)„ darstellt, wobei durch λ _:. die Amplitude angegeben ist. so wird die um zwei Taktperioden 2Tim Verzögerungskreis 114 verzögerte

-,-, Spektrumkomponente der Kreisfrequenz w_m gegeben durch die Formel:

Am Ausgang des Differenzerzeugers 112 wird auf _b(i diese Weise ein Signal auftreten mit der Formel:

das sich nach siewisscr Entwicklung wie folsit schreiben „5 läßt:

woraus hervorgehen dürfte, daß durch den Spektrum-

wandler !Il die Spektrumkomponente io_m abgesehen von einer konstanten Zeitverzögerung T um eine Taktperiode in der Phase eine Verschiebung um .τ/2 erfahren hat und in der Amplitude um einen Faktor sin <L>_m7~geänderi worden ist.

Zur Erläuterung ist im Frequenzdiagramm in Fig. 24c unter Verwendung des genannten Spektrumwandlers der Amplitudenverlauf der Frequenzkomponenten des Einstellsignals angegeben, das anstelle des flachen Amplitudenverlaufs wie in Fig. 5b einen sinusförmigen Verlauf nach der Funktion sin io_mT erhalten hat. In dieser F i g. 24c läßt sich bemerken, daß durch die Spektrumwandlung die Gleichstromkomponente unterdrückt ist.

Aus der obenstehenden mathematischen Erläuterung geht hervor, daß für den Phasenbezugswert die Spektrumkomponenten der Impulsquelle 48 um .τ/2 phasenverschoben werden müssen; anstelle dazu in F i g. 23 einen Spektrumwandler 111 entsprechend dem sendeseitigen Spektrumwandler zu verwenden kann diese ^/2-Phasenverschiebung der Frequenzkomponenten auch auf eine andere Weise erhallen werden, beispielsweise durch Verwendung eines Breitbandphasendrehers, durch ein differenzierendes Netzwerk, dadurch, daß jede der Spektrumkomponenten des Einstellsignals selektiert und danach um π/2 phasengedreht wird, oder durch Verwendung der bereits vorhandenen .τ/2-Phasendrehung zwischen den Ausgangssignalen des Teilbandfilters 38, 40, 47 und des zusätzlichen Teilbandfillers 38', 40', 47' mit Hilfe einer Kreuzkopplung zwischen diesen Teilbandfilters 38, 40, 47; 38', 40', 47' und der Phasendetektoren 117, 118 nämlich dadurch, daß das Teilbandfilter 38, 40, 47 mit dem Phasendetektor 118 und das Teilbandfilter 38', 40', 47' mit dem Phasendetektor 117 gekoppelt wird.

Für den Amplitudenbezugswert müssen diese für die unterschiedlichen Sprektrumkomponenten den in F i g. 24c dargestellten sinusförmigen Verlauf aufweisen, wobei der Amplitudenbezugswert des Ausgangskanals für die Gleichstromkomponente gleich dem Wert 0 gemacht wird. Anstelle eines Ausgangskanals für die Gleichstromkomponente mit dem Amplitudenbezugswert 0 zu verwenden, erweist es sich in der Praxis als vorteilhaft, diesen Ausgangskanal völlig fortzulassen, unter anderem wegen der dadurch erhaltenen Einsparung.

Fig. 23a zeigt eine Abwandlung zur Erzeugung der Phasenregelspannung für die Phasenregelstufe 41 in der Anordnung nach F i g. 23.

Während in Fig. 23 die Phasenregelspannung durch Differenzerzeugung der über die Leitung 113 und das Verzögerungsnetzwerk 114 dem Differenzerzeuger zugeführten Impulse von der Impulsquelle 48 und eine darauffolgende Mischung mit der in einem Teilbandfilter, beispielsweise dem Teilbandfilter 38, 40, 47, selektierten Spektrumkomponente in einem als Gegentaktmodulator 117 ausgebildeten Phasendetektor erhalten wird, erfolgt in Fig. 23a die Erzeugung der Phasenregelspannung auf eine andere Weise nämlich durch Umwechscliing der Reihenfolge der Differenzerzeugung und Mischung. Insbesondere werden in dieser Ausführung die der Leitung 113 und dem Verzögerungskreis 114 entnommenen Impulse der Impulsquelle 148 hier zwei Mischstufen 119, 120 zugeführt, die in Parallelschaltung durch die im Teilbandfilter 38, 40, 47 selektierte Spektrumkomponente gespeist werden und die Differcn/.erzeugung erfolgt dadurch, daß die Ausgänge der Mischstufen 119, 120 an einen Differenzerzeuger 121 angeschlossen werden, dessen Ausgangsspannung auf die An und Weise wie in F i g. 23 über da« Glättungsfilter 60 den Proportionalverstärker 58 in dei Phasenregelstufe 41 steuert. Für die Praxis ist diese Abwandlung der in Fig. 23 angegebenen Anordnung zur Erzeugung der Phasenregelspannungen von besonderem Vorteil, da hier ja als elektronische Schalter ausgebildete Phasendetektoren 119, 120 verwendet werden können.

Unabhängig vom verwendeten Spektrumwandler wird auf diese Weise immer eine genaue Phasen- und Amplitudenentzerrung bewerkstelligt nämlich dadurch daß die Phasen- und Amplitudenbezugswerte der Spektrumkomponenten des Einstellsignals in der automatischen Entzerrungsanordnung mit denen der Spektrumkomponenten des Einstellsignals am Ausgang des sendeseitigen Spektrumwandlers in Übereinstimmung gebracht werden. Unter Beibehaltung der Vorteile wird hier auf einfache Weise ohne Beschränkung des verwendeten Signaltyps immer eine genaue Phasen- und Amplitudenentzerrung erhalten. So kanr die beschriebene Entzerningsanordnung beispielsweise gegebenenfalls auch zur Entzeirung einem Träger aul modulierter Signale verwendet werden.

Bei allen vorhergehenden Ausführungen kann es be der Ausbildung der unterschiedlichen Teilbandfilter 38 40, 47; 38', 40', 47' vorteilhaft sein, die Dämpfunger dieser Teilbandfilter der Stärke der selektierter Frequenzkomponente des Einstellsignals anzupassen.

Nicht nur ist <iie erfindungsgemäße automatische Entzerrungsanordnung besonders geeignet zum Gebrauch bei der Voreinstellung- oder Presetregelung, wie bereits obenstehend eingehend erläutert wurde, sondern sie kann auch mit besonderem Vorteil bei der adaptiven Regelung verwendet werden, wobei die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung im Zeitraum der Informationssignalübertragung stattfindet.

In einer ersten Ausführung enthält dazu (vgl. dadurch Fig. 1) der Zeitverteiler 12 einen Zeitmultiplexverteiler der den Schalter 13 wechselweise an die Spannungsquelle 1 und an den Prüfimpulsmustergenerator 33 anschließt. Empfangsseitig enthält der Zeitverteiler 2i (siehe Fig. 2) einen mit dem sendeseitigen Zeitmultiplexverteiler zusammenarbeitenden Zeitmultiplexverteiler. der die Schalter 56, 57 freigibt und sperrt, wobei auf diese Weise jeweils während der Übertragung des Einstellsignals im Zeitraum der Informationssignalübertragung eine Nachregelung der Phasen- und Amplitudeneinstellung bewerkstelligt wird.

In einer zweiten Ausführungsform einer automatischen Entzerrungsanordnung vom adaptiven Typ erfolgt die Einstellung durch ein gleichzeitig mit den Informationssignalen übertragenes Prüf- oder Einstellsignal, wie nun detailliert an Hand der Sendeanordnung nach Fig. 25 und der Empfangsanordnung in F i g. 26 erläutert wird.

In der Sendeanordnung in F i g. 25 werden hierzu die Informationsimpulse der Impulsquellc 1 ohne Zwischenschaltung eines Schalters unmittelbar mit den Impulsen des Prüfimpulsmustergenerators 33 als Einstellsignal in einer Ziisammenfügungsanordnung 122 zusammengefügt, wonach das auf diese Weise erhaltene kombinierte Signal wie bereits in F i g. I angegeben ist, nach Aufmodulierung auf einem Träger über die Leitung 5 zur Empfangsseite übertragen wird.

Aus Einstellsignal werden periodische Impulsmuster in unregelmäßiger Abwechselung auftretender Impulse

durch den Prüfimpulsgenerator 33 erzeugt, der dazu als Pseudorauschimpulsgenerator (»Pseudorandom pulsgenerator«) ausgebildet ist. Insbesondere wird in der angegebenen Ausführungsform ein Pseudorauschimpulsgenerator an sich bekannten Typs verwendet, der durch ein rückgekoppeltes Schieberegister 123 mit Schieberegisterelementen 124, 125, 126, 127 deren Inhalt durch Taktimpulse des Zeitschalters 12 weitergeschoben werden und wobei der Ausgang des Schieberegisters 123 mit seinem Eingang zurückgekoppelt ist, und mit einem zwischen den Schieberegisterelementen 126, 127 vorhandenen Modulo-2-Summenerzeuger 128.

Wird nun beim Einschalten des Pseudorauschimpulsgenerators 33 ein von einer Startimpulsquelle 129 herrührender Startimpuls dem Eingang des Schieberegisters 123 zugeführt, so wird das Schieberegister 123 infolge der Rückkopplung Impulsmuster generieren mit einer jeweils zurückkehrenden Wiederholungsperiode entsprechend 2"— 1 Taktperioden, in der η die Anzahl Schieberegisterelemente darstellt So werden also in der angegebenen Ausführungsform des Pseudorauschimpulsgenerators 33 mit vier Schieberegisierelerncntcn Impulsmuster mit einer Wiederholungsperiode von 15 TakHperioden generiert, deren Verlauf für eine Wiederholungsperiode im Zeitdiagramm in Fig. 27a dargestellt ist.

Das durch den Pseudorauschimpulsgenerator 33 erzeugte periodische Impulsmuster mit einer Periode von 15 Taktperioden weist ein wie im Frequenzdiagramm nach F i g. 27b dargestelltes Linienspektrum auf, dessen Frequenzen einer ganzen Anzahl Male der Wiederholungsfrequenz entsprechen. So liegen im angegebenen Ausführungsbeispiel, wobei eine Taktperiode, wie bei der Anordnung nach Fig. 1, gleich 312,5 μ5 beträgt, die Frequenzkomponenten des Linienspektrums auf einer ganzen Anzahl Male der Wiederholungsfrequenz von 213.33 Hz.

Fig.26 zeigt einen mit der Sendeanordnung nach Fig. 25 zusammenarbeitenden Empfänger, der als Abwandlung des in Fig.9 angegebenen Empfängers ausgebildet ist. Der F i g. 9 entsprechende Elemente sind mit denselben Bezugszeichen angedeutet.

Auf die gleiche Weise wie bereits eingehend bei Fig.9 erläutert wurde, erfolgt hier die Phasenregelung in einer Phasenregelstufe 41 mit Proportionalregelverstärkern 58, 59 durch eine Phasenregelspannung, die dadurch erhalten wird, daß die den Teilbandfiltern 38, 40,47; 38', 40', 47' entnommene Spektrumkomponente der periodischen Impulsmuster mit dem Phasenbezugswert einer noch zu beschreibenden Phasenbezugsquelle 130 in als elektronische Schalter ausgebildeten Phasendetektoren 62,63 gemischt werden.

Ebenfalls erfolgt die Amplitudeneinstellung auf dieselbe Weise wie bei Fig.9 in der Amplitudenregelstufe 42 mit dem inversen Regelverstärker 65 unter Verwendung des Amplitudenbezugswertes, der von dem an die Gleichspannungsquelle 71 angeschlossenen Dämpfer 72 herrührt, wobei durch Zusammenfügung der Ausgangssignale der Amplitudenregelstufe 42 jedes Ausgangskanals in der Zusammenfügungsanordnung45 das sowohl in der Phase als auch in der Amplitude entzerrte Ausgangssignal der automatischen Eritzerrungsanordnung entnommen wird. Weil bei der angegebenen adaptiven Entzerrung während der Übertragung der Informationssignale die Phasen- und Amplitudenregelspannungen ständig nachgcregelt werden und nicht, wie bei der Preset-Entzerrung in Speicherelementen gespeichert werden, fallen in dieser Anordnung die elektronischen Schalter 75, 76, 77 aus F i g. 9 fort.

Für die adaptive Entzerrung ist in der angegebenen Anordnung die Phasenbezugsquelle 130 als Pseudo-") rauschimpulsgenerator mit einem dazu gehörenden Ortsoszillator 131 mit einer Taktfrequenz, der durch den Pseudorauschimpulsgenerator 33 an der Sendeseite synchronisiert wird und zugleich denselben \ufbau hat, ausgebildet. In der Figur sind Elemente des Pseudo-

Ki rauschimpulsgenerators 130, die denen des sendeseitigen Pseudorauschimpulsgeneralors 33 entsprechen, mit denselben, jedoch mit einem Index versehenen Bezugszeichen angedeutet.
Zur Synchronisation des Pseudorauschimpulsgenera-■ > tors 130 ist dieser in einen Phasenregler aufgenommen, der einen an den Pseudorauschimpulsgenerator angeschlossenen Phasendetektor 132 enthält, der über ein integrierendes Netzwerk 133 mit einer Zeitkon-tante, die größer ist als die Wiederholuiigsperiode eines

2» Impulsmusters zur automatischen Phasenkorrektur an ein frequenzbestimmendes Glied 134 des Ortsoszillators 131 angeschlossen ist, wobei beispielsweise die Zeitkonstante des integrierenden Netzwerkes 133 0,5 s beträgt. Als Steuersignal wird dem Phasendetektor 132 das

2-5 ausgesandte Signal zugeführt, das wie bereits erwähnt, durch die Kombination der Informationsimpulse der Impulsquelle 1 und des Einstellsignals des Pseudorauschimpulsgenerators 33 gebildet wird. Dabei kann das Steuersignal dem Eingang des Frequenzanalysators

j<> 35 oder dem Ausgang der Zusammenfügungsanordnung 45 entnommen werden.

Trotz des vorhandenen Informationssignals im Steuersignal tritt praktisch keine Beeinflussung des dem integrierenden Netzwerk 133 entnommenen Regeisi-

j-> gnals auf. Wenn man nämlich einerseits das Informationssignal durch u(t) und das als Einstellsignal verwendete Impulsmuster durch v(t) und andererseits das örtlich erhaltene Impulsmuster durch v(t — τ) darstellt, wobei r die Zeitverzögerung des örtlichen

•to Impulsmusters gegenüber dem sendeseitig erzeugten Impulsmuster darstellt, wird am Ausgang des integrierenden Netzwerkes 133 eine Ausgangsspannung entstehen mit dem Wert:

JtT

J [

i/(M + /(M] ι-(t-T)dt

\u[t) ■ ι (/ - r)d/ + |r(/) r(( - T)df,

"»" 0 0

wobei die Integrationsgrenze kTwesentlich größer ist als die Wiederholungsperiode des Einstellsignals, beispielsweise ein Faktor 1000.

γ, Auf Grund der grundsätzlichen Korrelation von u(t) und v(t) ist das erste Integral im rechten Glied für alle Werte von τ praktisch Null, so daß am Ausgang des integrierenden Netzwerkes 133 eine ausschließlich von den untereinander phasenverschobenen Inipulsmustern

ho v(t) und v(t-r) abhängige Ausgangsspannung der Größe

kr

j ν U)r U -rid/
(Γι υ

entsteht, die durch Steuerung des frequenzbestimmenden Gliedss 134 eine genaue Synchronisation des

Pseudorauschimpulsgenerators 13C bewerkstelligt. In der angegebenen Ausführungsform wird beispielsweise am Integrationskondensator 133 in Abhängigkeit der Zeitverzögerung der beiden Impulsmuster v(t) und v(t—τ) untereinander eine Ausgangsspannung entste- ί hen, die ausgehend von einem Maximalwert bei Koinzidenz der beiden Impulsmuster (r = 0) bei Vergrößerung der Zeitverzögerung τ untereinander bis zu einer Taktperiode T abnehmen wird um dann bei einer weiteren Vergrößerung der Zeitverzögerung τ w einen konstanten Wert anzunehmen.

Ohne Beeinflussung durch das übertragene Informationssignal wird auf diese Weise der als Phasenbezugsquelle 130 verwendete Pseudorauschimpulsgenerator zur Erzeugung der Phasenregelspannung für die \-, Phasenregelstufe 41 durch das mitgesandte Einstelisigna! genau phasenrichtig synchronisiert werden. Auf gleiche Weise werden die über d'e Teilbandfilter 38, 40, 47; 38', 40', 47' durchgelassenen Informationssignale nach dem angegebenen Korrelationseffekt praktisch keinen Beitrag zum Aufbau der Phasenregelspannungen in den Tiefpaßfiltern 60,61 für die Phasenregelstufe 41 liefern, so daß die richtige Einstellung der beschriebenen adaptiven Entzerrungsanordnung durch das Informationssignal nicht nennenswert beeinflußt wird.

In der praktischen Ausführungsform hat es sich für die Einstellung als günstig erwiesen, zwischen dem Ausgang des Pseudorauschimpiiisgenerators S30 und den Phasendetektoren 62,63 ein Selektionsfiltei 142 mit einer darin aufgenommenen Phasenkorrekturanord- jo nung anzubringen um die betreffende Frequenzkomponente ohne Phasenfehler aus dem Frequenzspektrum des Ausgangssi₆iials des Pseudorauschimpulsgenerators 130 zu selektieren, t:nd insbesondere können die Selektionsfilter 142 mit den darin aufgenommenen r> Phasenkorrekturanordnungeri ausg -bildet werden, wie der bereits eingehend beschriebene Frequenzanalysator 35.

Zusammen mit seiner Funktion als Phasenbezugsquelle 130 wird der Pseudorauschimpulsgenerator zugleich für eine weitgehende Unterdrückung des ebenfalls an der Zusammenfügungsanordnung 45 auftretenden Einstellsignals benutzt, was nämlich auf einfache Weise dadurch verwirklicht wird, daß einem a«i die Zusammenfügungsanordnung angeschlossenen Dif- 4-, ferenzerzeuger 135 zugleich das Ausgangssignal des Pseudorauschimpulsgenerators 130 über ein geeignetes Tiefpaßfilter 136 mit einer dazu gehörenden Phasenkorrekturanordnung 137 zugeführt wird. Weil bei der Phasenregelung des Pseudorauschimpulsgenerators 130 -,0 sowie der Phasenregelstufe 41 praktisch keine Beeinflussung durch das Informationssignal auftritt, können ohne Beeinträchtigung der Wirkung der Entzerrungsanordnung die am Ausgang des Differenzerzeugers 135 restlichen Komponenten des Einstellsignals dadurch -,<-, gedämpft werden, daß sendeseitig (F i g. 25) das Impulsmuster des Pseudorauschimpulsgenerators 33 gegenüber den Ausgangsimpulsen des Impulsgenerators 1 gedämpft wird. Insbesondere wird dies dadurch erreicht, daß zwischen dem Pseudorauschimpulsgenera- _ho tor 133 und der Zusammenfügungsanordnung 122 ein Dämpfer 138 mit einem Dämpfungsfaktor von beispielsweise 10 dB vorgesehen wird, wobei dann empfangsseitig in der Verbindungsleitung zwischen dem Pseudorauschimpulsgenerator 130 und dem Differenzerzeuger _hi 135 ein entsprechender Dämpfer 139 angeordnet wird. Als solches weist diese Maßnahme weiter den Vorteil auf, daß die erforderliche Leistung für die Übertragung des Einstellsignals verringert werden kann.

Nach der weiteren Ausarbeitung der in Fig.25 und Fig.26 angegebenen adaptiven Entzerrungsanordnung geht hervor, daß der bereits geringe Einfluß der Informationssignale auf die richtige Einstellung der Entzerrungsanordnung noch weiter dadurch verringert werden kann, uaß sendeseitig vor der Zusammenfügungsanordnung 122 eine geeignete Signalumwandlung der Signale der Impulsquelle in einem Signalwandler 140 durchgeführt werden kann, wobei dann enpfangsseitig hinter der Zusammenfügungsanordnung 45 ein inverser Signalwandler 141 zur Rückgewinnung der durch die Impulsquelle 1 übertragenen Impulse angeordnet ist.

In den Fig. 28 und 31 sind einige besonders vorteilhafte Ausführungsformen derartiger Signalwandler 140 angegeben und die F i g. 29 und 32 zeigen die entsprechenden inversen Signalwandler, die nun an Hand der zugehörigen Frequenzdiagramme in den F i g. 30 und 33 erläutert werden.

Zur Verringerung der Einflüsse der Signale der Impulsquelle 1 auf die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung werden bei dem in Fig.28 angegebenen Signalwandler 140 eine Unterdrückung von diskreten Frequenzkomponenten im ausgesandten Frequenzspektrum der Impulsquelle 1 bewerkstelligt, die mit den Frequenzkomponenten der periodischen Impulsmuster des Pseudorauschimpuisgenerators 33 zusammenfallen. Die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung erfährt nämlich gerade durch diese Komponenten des Frequenzspektrums der Impulsquelle 1 den stärksten Einfluß.

Dazu ist in den Signalwandler 140 ein Spektrumwandler 143 aufgenommen, und zwar derart, wie dies in Fig.23 durch 111 angegeben ist, welcher Wandler einen Differenzerzeuger 144 enthält, dem die von der Impulsquelle 1 herrührenden Impulse einerseits unmittelbar und andererseits über einen Verzögerungskreis 145 mit einer Verzögerungszeit, die eine ganze Anzahl Male der Wiederholungsperiods der durch den Pseudorauschimpulsgenerator 33 erzeugten periodischen Impulsmuster von ISTbeträgt, zugeführt werden. Insbesondere wird der Verzögerungskreis 145 durch ein Schieberegister mit fünfzehn Schieberegisterelementen gebildet, deren Inhalt durch die Taklimpulse durch den Zeitverteiler 12 über die Leitung 7 weitergeschoben wird.

Auf völlig entsprechende Weise wie bei F i g. 23 wird die Umhüllende des Frequenzspektrums des Ausgangssignals des Differenzerzeugers 144 einen sinusförmigen Verlauf aufweisen, der bei der angegebenen Bemessung der Verzögerungszeit von 15Γ durch die Formel sin 7,5 ωT gegeben wird, deren Nullpunkte mit den Spektrumkomponenten des Ausgangssignals des Pseudorauschimpulsgenerators 33 genau zusammenfallen.

Wenn F i g. 30a das Frequenzspektrum des Ausgangssignals des Pseudorauschimpulsgenerators 33 hinter dem Filter 2 darstellt, gibt F i g. 30b die Umhüllende des dem Signalwandler 140 entnommenen Signals ebenfalls nach dem Durchlaufen des filters 2, während in Fig. 30c das Frequenzdiagramm der Summe dieser beiden Signale angegeben ist, die nach Zusammenfügung in der Zusammenfügungsanordnung 122 und nach dem Durchlaufen des Filters 22 erhalten wird.

Sowohl bei der Erzeugung der Regelspannung für den Pseudorauschimpulsgenerator 130 an der Empfangsseite und für die Phasenregelstufe 41 im Ausgangskanal des Frequenzanalysators 37 wird wegen der weitgehen-

den Reduktion der Komponenten der Impulsquelle I an der Stelle und in der unmittelbaren Nähe der Spektrumkomponenten des Einstellsignals (vgl. F i g. 30c) die bereits geringen Beiträge dieser Komponenten der Impulsquelie 1 auf die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 133, 60, 61 noch weiter abgeschwächt werden, was eine weitere wesentliche Verringerung der Beeinflussung der Einstellung der adaptiven automatischen Entzerrungsanordnurig bedeutet.

Damit bei Verwendung des beschriebenen Spektrumwandlers 143 im Signalwandler 140 aus der erhakenen pseudoternären Impulsreihe an der Sendeseite die binäre Impulsreihe der Impulsquelle 1 im inversen Signalwandler 141 auf besonders einfache Weise zurückgewonnen wird, ist ;n den Signalwandler 140 ein Modulo-2-Addierer 149 aufgenommen, dessen Ausgang über einen Verzögerungskreis 145 mit einem Eingang und zugleich mit dem Differenzerzeuger 144 verbunden ist, während der andere Eingang des Modulo-2-Addierers 149 über die Leitung 150 an die Impulsquelle 1 angeschlossen ist. Bei Verwendung dieses Modulo-2-Addierers 149 stellt es sich nämlich heraus, daß der inverse Signalwandler 141 durch einen einfachen Zweiweggleichrichter gebildet werden kann, wie dies schematisch in F i g. 29 angegeben ist.

Fig.31 zeigt eine weitere Ausführungsform eines Signalwandlers 140, wobei die Reduktion des Einflusses der Signale der Impulsquelle 1 auf die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung nach einem anderen Prinzip stattfindet. Insbesondere wird dabei die Eigenschaft des durch eine Impulsreihe gegebenen Linienspektrums benutzt, das je nachdem die Unregelmäßigkeit im Auftreten der Impulse in der Impulsreihe zunimmt und folglich die Impulse mehr dem Charakter eines Rauschsignals annähern, die Anzahl Spektrumkomponenten des Linienspektrums größer wird, mit der Folge einer entsprechenden Abnahme der abgegebenen Leistung und folglich auch der Amplitude jedes der Spektrumkomponenten des Linienspektrums, da ja die insgesamt ausgesandte Leistung im wesentlichen konstant bleibt.

Unter Anwendung dieses Prinzips um dadurch den Einfluß der Signale der Impulsquelle 1 auf die Einstellung der automatischen Entzerrungsanordnung zu verringern ist dazu der an die Impulsquelle 1 angeschlossene Signalwandler 140 als Pseudorauschimpulsgenerafor 151 der in Fig. 25 unr* F i g. 26 durch 33 bzw. 130 angegebenen Art ausgebildet. Insbesondere enthält der Pseudorauschimpulsgenerator 151 ein rückgekoppeltes Schieberegister 152 mit Schieberegisterelementen 153, 154, 155, 156, 157 deren Ausgang über einen ebenfalls an den Ausgang des Schieberegisterelementes 155 angeschlossenen Modulo-2-Addierer 158 mit dem Eingang des Schieberegisters 152 verbunden ist, und zwar mit Hilfe eines Modulo-2-Addierers 159, der über die Leitung 150 durch die Impulse der Impulsquelie 1 gespeist wird, während die Ausgangsimpulse des Modulo-2-Addierers 159 der Leitung 160 entnommen werden. Der Inhalt der Schieberegisterelemente 153—157 wird dabei durch Taktimpulse von der an den Zeitschalter 12 angeschlossenen Leitung 7 weitergeschoben.

Mathematisch läßt sich darlegen, daß durch Verwendung eines derartigen Impulsgenerators 151 die Unregelmäßigkeit in Auftreten der ausgesandten Impulse mit der Anzahl Schieberegisterelemente auf progressive Art und V/eise vergrößert wird, insbesondere folgt diese Vergrößerung der Unregelmäßigkeit im Auftreten der ausgesandten Impulse der
der Wiederholungsperiode des Pseudorauschimpuls generators 151, der, wie bereits erwähnt, durch d,_L· Formel 2"-l gegeben wird, wobei η die Anzahl Schieberegister darstellt.

ZiT Erläuterung des obengenannten Effektes sind in Fig. 33a und Fig. 33b einige Frequenzdiagramnu· maßstäblich dargestellt für den FaU, daß der Pseudorauschimpulsgeneraior 151 vier Schieberegisterelemente enthält. So stellt beispielsweise Fig. 33a das Linienspektrum von dem Eingang des Pseudorauschimpulsgenerators 151 zugeführten Impulssignalen di-.r, während F i g. 33b das Linienspektrum des Ausgangssignals des Pseudorausehimpulsgenerators 151 darstellt.

Wie aus diesen Frequenzdiagrammen hervorgehen dürfte, ist die Anzahl Spektrumkomponenten der ausgesandten Impulssignale in wesentlichem Maße vergrößert, insbesondere um einen Faktor 2⁴ —1 = 15. entsprechend einer Verringerung der abgegebenen Leistung jeder der Spektrumkomponenten um einen Faktor 15 und der Amplitude um einen Faktor i/T5 = 3.88. Bei der praktischen Anwendung dieses Signalwandlers wird im Pseudorauschimpulsgenerator eine wesentlich größere Anzahl Schieberegisterelemente, beispielsweise 20, verwendet.

Ebenso wie bei dem in Fig. 29 angegebenen Signalwandler 141 wird die Beeinflussung der adaptiven automatischen Entzerrungsanordnung durch die Signale der Impulsquelle 1 in wesentlichem Maße verringert und zwar gilt auch hier, daß bei Erzeugung der Regelspannungen für den Pseudorauscnimpulsgeneratcr 130 empfangsseitig und für die Phaseregelstufe 41 im Ausgangskanal 37 des Frequenzanalysator 35 durch die weitgehende Verringerung in der Amplitude der Komponenten des umgewandelten Frequenzspektrums der Impulsquelle 1 an der Stelle und in der unmittelbaren Nähe der Spektrumkomponenten des Einstellsignals die bereits geringen Beiträge dieser Komponenten des umgewandelten Impulsspektrums auf die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 133, 60, 61 noch weiter gedämpft.

F i g. 32 zeigt den inversen Signalwandler 141, der die inverse Signalbearbeitung auf die Ausgangssignale der Entzerrungsanordnung nach etwaiger Impulsbildung zur Rückgewinnung der durch die Impuisr]uelle 1 ausgesandten Impulse anwendet. Dazu wird ebenso wie in den Signalwandlern 140 an der Sendeseite eine Anordnung mit einem Schieberegister 15Γ verwendet, das abgesehen vom Fehlen der Rückkopplung auf völlig entsprechende Weise ausgebildet ist wie der Signalwandler 140 an der Sendeseite. Dabei werden die Ausgangssignale der automatischen Entzerrungsanordnung über die Leitung 161 dem Eingang des inverser Signalwandlers 141 zugeführt, während die Schiebeimpulse uei Schieberegisters 152' der an dem Zeitschalter 29 angeschlossenen Leitung 31 entnommen werden (vgl. Fig. 2).

Dem Signalwandler 140 an der Sendeseile entsprechende Elemente sind mit denselben aber mit einem Index versehenen Bezugszeichen angedeutet. Da der inverse Signalwandler 141 auf dieselbe Weise ausgebildet ist wie der Signalwandler 140 in der Sendeseite aber die Rückkopplung fortgelasser ist. wird durch den inversen Signalwandler 141 genau die inverse Signalbearbeitung durchgeführt werden, so daß der Ausgangsleitung 160' des Moduh-2-Addierers 159', der durch die Eingangsimpulse und die Ausgangsimpulse des Schieberegisters 152' gespeist wird, die durch die Impulsquelle

ausgesandten Impulse entnommen werden.

In der angegebenen Anordnung bewerkstelligt der beschriebene Signalwandler 140 eine besonders effektive Verringerung des Einflusses der Signale der Inipulsquelle 1 auf die Einstellung dieser adaptiven Entzcrrungsanordnung, und zwar dadurch, daß hier eine progressive Wirkung erhalten wird, da ja gleichzeitig die Beinflussung der Einstellung des örtlichen Pseudorauschimpiilsgenerators 30 sowie der Einstellung der Phascnregelstufe 41 in den Ausgangskanälen 37 des Frequenzanalysator 35 durch die Signale der Impulsquclle I verringert werden. Kennzeichnend bei der adaptiven Entzcrrungsanordniing nach der Erfindung ist, da 13 die Beeinflussung der Einstellung durch die Signale der Impiilsquelle I auf ein Minimum zurückgebracht wird.

F" i g. 34 und F i g. 35 zeigen eine weitere Ausführiingsform für adaptive Entzerrung mit in I ι g. 34 der Scndcanordniing und in F" i g. 35 der Empfangsannrdnung, wobei zusammen mit den informationsimpuiscn der Impulsquelle 1 als Einstellsignal die Impulse eines Prüfimpulsmustergcnerators 33 übertragen werden. Auf die Art und Weise, wie bereits bei F^r i g. 14 angegeben wurde, wird in dieser Ausführungsform einerseits eine wesentliche Vereinfachung der Entzerrungsanordnung erhalten, und zwar dadurch, daß die aufeinanderfolgenden Ansehlicßpunkte der Wägungsnetzwcrkc 38, 40 an den Verzögerungskreis 36 der Taktperiode /"gleichgemacht werden und andererseits durch eine wesentliche Verbesserung der Entzerrungskennlinien, die durch eine derartige Phasenstabilisierung des örtlichen Prüfimpulsmustergencrators 130 auf der halben Taktfrequenz des eingetroffenen Prüfimpulssignals realisiert ist. daß die Phasenabweichung zwischen dieser Frequenzkomponente in dem an den Frequenzanalysator 35 angeschlossenen Ausg?ngskanal 127 und derjenigen im örtlichen Prüfimpulsmuster praktisch auf eine ganze Anzahl Male K der Phasendrehung rc bringt mit k = 0.1,2, 3 ...

L'oenso wie in der Sendeanordnung nach F i g. 25 ist der Pseudorauschimpulsgenerator 33 mit oinem rückgekoppelten Schieberegister 191 versehen, das in der angegebenen Ausführungsform durch drei Schieberegistere'emente 192, 193, 194 gebildet wird, deren Inhalt durch Schiebeimpulse weitergeschoben wird und wobei der Ausgang des Schieberegisters 191 über einen zugleich zwischen den Schieberegisterelcmentcn 192, 193 liegenden Modulo-2-Addierer 195 zum Eingang zurückgekoppelt ist. Wird nun beim Einschalten des Pseudorauschimpulsgenerators 33 ein von einer Startimpulsquelle 129 herrührender Startimpuls dem Eingang des Schieberegisters 191 z.ugeführt, so wird das Schieberegister I'M infolge der Rückkopplung Impulsmuster erzeugen mit einer jeweils zurückkehrenden Wiederholungsperiode entsprechend 2"— 1 Perioden der Schiebeimpulse, in de*- η die Anzahl Schieberegisterelemente darstellt.

Um dafür zu sorgen, daß die halbe Taktfrequenz im Spektrum des ausgesandten Pseudorauschimpulsmusters mit ausreichender Stärke auftritt, werden die Ausgangsimpulse des rückgekoppelten Schieberegisters 191 einem UND-Tor 196 zugeführt mit periodischen Impulsen der halben Taktfrequenz, die einen an die Taktimpulsleitung 7 angeschlossenen Frequenzteiler 197 mit einem Teilungsfaktor 2 entnommen werden, welcher Frequenzteiler 197 zugleich die Schiebeimpulse des rückgekoppelten Schieberegisters 191 liefert. Im Zeitdiagramm in Fig.37a sind zur Erläuterung die Ausgangsimpuise während einer Periode des Pseudo-

rauschimpulsmustersdes UND-Tores 1% angegeben.

Als solches bildet das UND-Tor 196 einen Amplitudenmodulator, dessen halbe Taktfrequenz den Träger bildet und das modulierte Signal wird durch die Ausgangsimpuise des rückgekoppelten Schieberegisters 191 mit einem Spektrum, das an der Stelle der halben Taktfrequenz einen spektralen Nullpunkt hat infolge der Schiebefrequenz der halben Taktfrequenz. Im Ausgangssignal des als Amplitudenmodulator wirksamen UND-Tores 196 bewerkstelligt die Amplitudenmodulation. d?R die durch die halbe Taktfrequenz gebildete I rägerschwingung mit großer Starke auftritt, wie dies im Frequenzdiagramm in F i g. 37b durch den gestrichelten Pfeil /'angegeben ist. Im angegebenen Ausführtingsbcispiel bildet die halbe Taktfrequenz die höchste ausgesandte Frequenz des ausgesandten Pseiidorauschimpulsmustcrs.

lievor das Pseudorauschimpulsmusier in der Ziisammenfügungsanordnung 122 über den Dämpfer 138 mit den informationsimpuisen zusammengefügt wird, steift es sich in der Praxis heraus, daß es vorteilhaft ist. eine .Spektrumkorrektur des Spektrums des Pscudorausehimpulsmusters in einer Spektrumkorrekturanordnung 198. beispielsweise in einem frcquenzabhängigen Dämpfungsnetzwcrk zur Erhaltung des durch die gezogenen Pfeile in F i g. 37b dargestellten flachen Frequenzspektrums, das mit den Informationsimpulsen mitgesandt wird, durchzuführen.

F i g. ':. ι zeigt einen mit der Sendeanordnung in F i g. 39 zusammenarbeitenden Empfänger, der als Abwandlung des in Fig. 14 angegebenen [Empfängers ausgebildet ist. Der Fig. 14 entsj/rechende Elemente sind mit denselben Bczugszetchcn angedeutet.

Auf die Art und Weise, wie bereits in F i g. 14 erläutert wurde, wird hier die Phasenregelung bewerkstelligt. Insbesondere ist der Ausgangskanal 37 mit einer Phasenregelstufe 41 mit Proportionalregelverstärkern 58, 59 versehen, wobei die Regelspannungen für die Regelverstärker 58, 59 dadurch erhalten werden, daß die den Teilbandfiltern 38, 40, 47; 38', 40', 47' entnommene Spektrumkomponente des eingetroffenen Prüfimpulssignals in einem Phasendetektor 62, 63 mit den gegebenenfalls in Selektionsfiltern 142 selektierten entsprechenden Spektrumkomponenten eines örtlichen Prüfimpulsmusters, das von einem örtlichen Prüfimpulsmustergencrator 33' in der noch zu beschreibenden Phasenbezugsquelle 130 herrührt, verglichen wird; im Ausgangskanal 177. der die halbe Taktfrequenz des Prüfimpulssignals durchläßt, ist keine Phasenregelstufe vorhanden, da durch Phasensynchronisation des örtlic'ien Prüfimpulsmustergenerators 33' bereits dafür gesorgt ist. daß ebenso wie beim Empfänger in Fig. 1 der Phasenunterschied zwischen der Frequenzkomponente der halben Taktfrequenz im eingetroffenen Prüfimpulssignal im Ausgangskanal 177 und derjenigen betreffenden Anteil der Phasenbezugsquelle 130 untereinandergleich jt .τ ist. mit k = 0. !.2.3

Ebenso erfolg· die Amplitudeneinstellung der Ausgangskanäle wie in Fig. 14 in den Amplitudenregelstufen 42 mit inversen Regelverstärkern 65, wobei die Ampütudenregelspannungen unter Verwendung einer Gleichspannungsquelle 71 als Amplitudenbezugswert erhalten werden. Eine Zusammenfügung der Ausgangssignale der Ausgangskanäle 37,177 in einer Zusammenfügungsanordnung 45 ergibt das Ausgangssignal der Entzerrungsanordnung, wobei auf die Art und Weise, wie dies bereits bei F i g. 26 angegeben ist, durch einen noch zu beschreibenden Differenzerzeuger 135 und

einen inversen Signalwandler 141 die entzerrten Informationsimpulse erhalten werden. Weil bei der angegebenen adaptiven Entzerrung während der Übertragung der Informationssignale die Phasen und die Amplitudenregelspannungen ständig nachgeregelt werden und nicht, wie bei der Preset-Entzerrung in Speichernetzwerken gespeichert werden, fallen in dieser A nordnung die elektronischen Schalter 75,76,77, 184aus Pig. I fort.

Wie im angegebenen Empfänger mit adaptiver Entzerrung schematisch und detailliert in Fig. 36 dargestellt ist, enthält die verwendete Phasenbezugsquelle 130 einen Pseudorauschimpulsgenerator 33' gleichen Aufbaues wie der sendeseitige Generator, sowie einen Phasenregelkreis 199, der zusammen mit dem Pseudorauschimpulsgenerator 33' eine Phasenstabilisierungsschleife bildet. In der Figur sind Elemente des Pseudorauschimpulsgenerators 33', die denen des Pseudorauschimpulsgenerators 33 an der Sendeseitc entsprechen, mit denselben jedoch mit einem Index versehenen Bezugszeichen angedeutet.

Zusammen mit seiner Funktion in der Phasenbezugsquelle wird der örtliche Pseudorauschimpulsgenerator 33' zugleich zur weitgehenden Unterdrückung des ebenfalls an der Zusammenfügungsanordnung 45 auftretenden Einstellsignals in Form eines Pseudorauschimpulsmusters benutzt, welches Ziel nämlich auf einfache Weise dadurch verwirklicht wird, daß dem an die Zusammenfügungsanordnung 45 angeschlossenen Differenzerzeugf.r 135 zugleich das Ausgangssignal des Pseudnrauschimpulsgenerators 33' über einen Dämpfer 139, ein geeignetes Tiefpaßfilter, das mit einer Spektrumkorrekturanordnung zu einem Netzwerk 136 zusammengefügt ist und einer Phasenkorrekluranordnung 137 zugeführt wird. Auf diese Weise werden am Ausgang des inversen Signalwandlers 141 bei einer weitgehenden Unterdrückung des Einstellsignals die entzerrten Informationsimpulse erhalten.

Ganz auf die Art und Weise, wie in der obenstehenden Fig. 14 erläutert wurde ist durch die Phasensynchronisation des örtlichen Pseudorauschimpulsgenerators 33' die Phasenabweichung zwischen der Frequenzkomponente der halben Taktfrequenz des eingetroffenen Einstellsignals im Ausgangskanal 177 und der entsprechenden Frequenzkomponente im örtlichen Pseudorauschimpulsmuster 33' praktisch auf den Wert

k.rr gebracht mit k = 0, 1, 2, 3 was wieder dadurch

erreicht wird, daß die dem Ausgangskanal 177 entnommene Frequenzkomponente mit halber Taktfrequenz über die Steuerleitung 181 und das phasendrehende Netzwerk 182 als Steuersignal dem Phasenregelkreis 199 des örtlichen Pseudorauschimpulsgenerators 33 zugeführt wird. Zugleich ist dabei dafür gesorgt worden, daß das eingetroffene und das örtliche Pseudorauschimpulsmuster untereinander die richtige Zeitlage einnehmen, und zwar durch Verwendung von Einstellimpulsen, die von der selektierten Wiederholungsfrequenz des eingetroffenen Pseudorauschimpulsmusters hergeleitet werden, beispielsweise wie in Fig. 14 vom Ausgangssignal 37. Dabei wird jedoch nicht unmittelbar das Ausgangssignal des Teilbandfilters 38, 40, 47 im Ausgangskanal 37 benutzt wie bei Fig. 14, sondern die Phasenregelspannungen der zu diesem Ausgangskanal 37 gehörenden Phasendetektoren 62, 63, die dazu über die Leitungen 200, 201 an den Phasenregelkreis 199 angeschlossen sind.

Bei der hier beschriebenen Phasenregelung und Phaseneinstellung des örtlichen Pseudorauschimpuls-

generators 130 stellt es sich heraus, daß in der angegebenen adaptiven Entzerrung ebenso wie bei der in Fig. 14 beschriebenen Entzerrung νο·η Voreinstelltyp der bemerkenswerte und überraschende Effekt verwirklicht ist, daß die Entzerrungskennlinien in wesentlichem Maße verbessert sind oder umgekehrt bei gleichbleibenden Entzerrungskennlinien die Anzahl Ausgangskanäle verringert werden kann. Für die erhaltenen Entzerrungskennlinien gelten auch hier die Kurven V" und Z', die in Fig. 15a und Fig. 15b dargestellt sind.

In F i g. 36 ist detailliert die verwendete Phasenbezugsquelle 138 angegeben, die mit dem Pseudorauschimpulsgenerator 33 versehen ist sowie der Phasenregelkreis 199 in Form einer Phasenstabilisierungsschleife, die nacheinander einen Phasendetektor 202, ein Tiefpaßfilter 203 und ein frequenzbestimmendes Glied 204 des Schiebeimpulsgenerators 205 der halben Taktfrequenz, beispielsweise einen einstellbaren Kondensator enthält, wobei der Ausgang des Pseudorauschimpulsgenerators 33' gegebenenfallii über ein zur Selektion der halben Taktfrequenz wirksames Sclektionsfilter 206 an den Phasendetektor 202 angeschlossen ist. Wird nun das Teilbandfilter 38, 40, 47 im Ausgangskanal 177 über die Steuerleitung 181 ebenfalls an den Phasendetektor 202 angeschlossen, so wird dank des jT/2-phasendrehenden Netzwerkes 182 in der Steuerleitung 181 zwischen den Frequenzkomponenten der halben Taktfrequenz im Ausgangskanal 177 und im örtlichen Pseudorauschimpulsgenerator 33' unabhängig von den Eigenschaften der Übertragungsstrecke der gewünschte feste Phasenunterschied von kx auftreten, mit k = 0, I. 2, 3. ... Die Wirkungsweise der beschriebenen Phasenstabilisierungsschleife ist bereits bei Fig. 14 eingehend beschrieben worden und bedarf nachstehend keiner weiteren Erläuterung.

Um für die richtige Zeitlage zwischen dem eingetroffenen und dem örtlich erzeugten Pseudorauschimpulsmuster zu sorgen ist zwischen dem Schiebeimpulsmustergenerator 205 mit der halben Taktfrequenz und dem Pseudorauschimpulsgenerator 33' eine Phaseneinstellstufe 207 angeordnet, die mit zwei parallelgeschalteten Kanälen 208, 209 versehen ist mit in jedem der Kanäle 208,209 einem Selektionstor in Form eines UND-Tores 210,211 und in Kanal 2OP einem Inverter 212, wobei den UND-Toren 210,211 Einstellimpulse zugeführt werden, die von einem Einstellimpulsgenerator 213 herrühren, der über Leitungen 200,201 durch die Phasenregelspannungen der Phasendetektoren 62, 63 gesteuert werden. Insbesondere enthält der Einstellimpulsgenerator 213 zwei in die Leitungen 200, 201 angeschlossene Enf.cheidungsschalter 214, 215, an denen durch Frequenzteilung in einem Frequenzteiler 216 der Impulse des Schiebeimpulsgenerators 205 Impulse mit einer niedrigeren Wiederholungsfrequenz als die der Pseudorauschimpulsmuster erhalten werden. Weiter enthält der Einstellimpulsgenerator 213 an die Entscheidungsschalter 214,215 angeschlossene Selektionstore in Form von UND-Toren 217, 218, deren jeweiliger Ausgang an einen Eingang des UND-Tores 210 bzw. 211 der Phaseneinstellstufe 207 angeschlossen ist. Vor dem Entscheidungsschalter 214 liegt in der angegebenen Ausführungsform eine Schwellenschaltung 219, während der Ausgang des Entscheidungsschalters 215 und des UND-Tores 218 über einen Inverter 220 bzw. 221 mit dem UND-Tor 217 des Einstellimnuls^enerators 213 bzw. mit dem UND-Tor 211 der Phaseneinstellstufe 207 verbunden ist

Im beschriebenen Einstellimpulsgenerator 210 wird die Eigenschaft benutzt, daß die beiden Phasenregelspannungen der Phasendetektoren 62, 63 über Leitungen 200. 201 eine eindeutige Anzeige erteilen über die Zeitlage zwischen den eingetroffenen und den örtlich erzeugten Pseudorauschimpulsmustern untereinander. Insbesondere wird in dem Fall der gewünschten Zeitlage der eingetroffenen und örtlich erzeugten Pseudoraiischirnpulsmuster untereinander die Phasenregelspannung des über die Leitung 200 an den Entscheidungsschalter 214 angeschlossenen Phasendetektors 62 die .Schwellenspannung der Schwellenanordnung 219 überschreiten, was zur Folge hat, daß durch den Entscheidungsschaltcr 214 keine Impulse des Frequenzteilers 216 durchgelassen werden, die UND-Tore 217, 218 nach wie vor gesperrt sind und die Schiebeimpulse des Schiebeimpulsgenerators 205 das Schieberegister 19Γ unbehindert über das UND-Tor 211 erreichen können, welches Tor über den Inverter Hi an den Ausgang des gesperrten ÜND-Tores 2i8 angeschlossen ist.

Falls die gewünschte Zeitlage zwischen den beiden Pseudorauschimpulsmustern untereinander nicht auftritt, liegt die Phasenregelspannung über die Leitung 200 unterhalb des Schwellenwertes der Schwellenanordnung 219 und die Impulse des Frequenzteilers 216 werden über den Entscheidungsschalter 214 den beiden UND-Toren 217, 218 zugeführt, während der Entscheidungsschalter 215 die Impulse des Frequenzteilers 216 gegebenenfalls abhängig von der Polarität der über die Leitung 201 zugeführten Phasenregelspannung durchläßt, welche Spannung angibt, ob die Zeitlage des erzeugten Pseudorauschimpulsmusters vor- bzw. nacheilend ist gegenüber dem eingetroffenen Pseudorauschimpulsmuster.

So werden bei Nacheilung des erzeugten Pseudorauschimpulsmusters durch den Entscheidungsschalter 215 keine Impulse des Frequenzteilers 216 durchgelassen werden, das über den Inverter 220 an dem Ausgang des Entscheidungsschalters 215 angeschlossene UND-Tor liefert einen Ausgangsimpuls und das UND-Tor 210 in der Phaseneinstellstufe 207 einen zusätzlichen Schiebeimpuls zum Schieberegister 191'. In den darauffolgenden Wiederholungsperioden der Impulse des Frequenzteilers 216 wiederholt sich der obenstehend beschriebene Prozeß, bis das erzeugte Pseudorauschimpulsmuster in die gewünschte Zeitlage gebracht ist.

Umgekehrt werden bei einer Voreilung des erzeugten Impulsmusters durch den Entscheidungsschalter 215 die Impulse des Frequenzteilers 216 durchgelassen werden, das UND-Tor 218 liefert einen Ausgangsimpuls und das UND-Tor 211 in der Phaseneinstellstufe 207 unterdrückt in den aufeinanderfolgenden Wiederholungsperioden von den Impulsen des Frequenzteilers 216 jeweils einen Schiebeimpuls des Schiebeimpulsgenerators 205 zum Schieberegister 19Γ bis auch hier das erzeugte Pseudorauschimpulsmuster in die gewünschte Zeitlage gebracht ist.

Auf diese WHse wird bei der in Fig. 36 detailliert angegebenen Anordnung gleichzeitig mit der gewünschten Phasenstabilisierung auf die halbe Taktfrequenz des eingetroffenen Pseudorauschimpulsmusters auch das erzeugte Pseudorauschimpulsmuster in die gewünschte Zeitlage gebracht.

Im Vorstehenden wurden bereits die besonderen Vorteile der automatischen Entzerrungsanordnung in der Voreinstell- und adaptiven Ausbildung beschrieben, aber die Anordnung kann ebenfalls mit Vorteil beim Vorentzerriingstyp verwendet werden, wobei den ausgesandten Signalen eine Phasen- und Amplitudenvorverzerrung gegeben wird, und zwar einer derartigen Größe, daß diese gerade durch die Phase- und Amplitudenfrequenzkennlinie der Übertragungsstrecke ausgeglichen wird. Dazu enthält dieser Typ von auton mischer Enu.ermrigsanordnung zwei getrennte Frequenzanalysator^, und zwar einen an der Sendeseite und einen an der Empfangsseiie, wobei an der Empfangsseite die Phasen- und Amplitudenkomparatoren mit der dazu gehörenden Bezugsquelle zur Erzeugung der Phasen- und Amplitudenregelspannungen aufgenommen sind und an der Sendeseite in den Ausgangskanälen des Frequenzanalysators die Phasen- und Amplitudenregelstufen, die durch die von der Empfangsseite übertragenen Phasen- und Amplitudenregelspannungcn gesteuert werden, beispielsweise über einen gesonderten Rückführungskreis vom Sender zum Empfänger unter Verwendung einer von der Übertragungsstrecke wenig abhängigen Übertragungsstrecke als Frequenzmodulation.

Auch für die Ausbildung der unterschiedlichen Typen von Entzerrung wie Voreinstell-, Adaptiv- und Vorentzerrung stellt es sich auf diese Weise heraus, daß bei der automatischen Entzerrungsanordnung nach der Erfindung keine einzige Beschränkung auftritt.

Durch die Erfindung ist ein neuer Weg auf dem Gebiet der automatischen Entzerrung geöffnet worden, der wie aus den obenstehenden eingehenden Betrachtungen hervorgeht, in seinen unterschiedlichen Aspekten als bedeutender technischer Fortsehnt, bezeichnet werden kann. Charakteristisch ist das gleichzeitige Auftreten der für die automatische Entzerrung bemerkenswerten Vorteile namentlich die minimale Akquisitionszeit, die stabile Wirkung auch bei Übertragungswegen sehr schlechter Qualität, die universale Verwendbarkeit für die unterschiedlichen Typen von automatischer Entzerrung und keine Beschränkungen in dem Gebrauch für unterschiedliche Typen von Signalen, aber außerdem auch die Vorteile, welche die praktische Verwirklichung besonders interessant machen wie der überraschend einfache Aufbau, der sich insbesondere zur Ausbildung in digitalen Techniken und Integration in Halbleiterkörpern besonders eignet, wobei noch weitergehende Vereinfachungen bei der Anpassung an die Eigenschaften der Übertragungsstrecke hinzukommen.

Hierzu 28 Blatt Zekin.uncen

Claims (18)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur automatischen Entzerrung der durch die Amplituden-Frequenz- oder die Phasen-Frequenzkennlinie gebildeten Übertragungscharakteristik eines zu einer Übertragungsstrecke gehörenden Übertragungsbandes, das zur Übertragung von Informationssignalen beansprucht wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung zur automatischen Entzerrung durch die Kombination der nachfolgenden Merkmale gekennzeichnet wird:

a) einen Frequenzanalysator (35) zur Aufspaltung des Übertragungsbandes in eine Anzahl Frequenzteilbänder mit einem Verzögerungskreis

(36) und eine Anzahl parallelgeschalteter Ausgangskanäle (37), wobei in jeden der Ausgangskanäle (37) ein festes Teilbandfilter aufgenommen ist, welche Teilbandfilfer dadurcb gebildet werden, daß jeder der Ausgangskanäle (37) über eine Anzahl vor; fester Wägungsnetzwerke (38,39,..., 40) mit Punkten unterschiedlicher Verzögerungszeit im Verzögerungskreis (36) verbunden werden, während den parallelgeschalteten Ausgangskanälen

(37) die in ihrer Frequenz aufgeteilten Frequenzteilbänder entnommen werden;

b) die festen Teilbandfilter in den Ausgangskanälen (37) des Frequenzanalysators (35) weisen für aneinander grenzende Durchlaßbereiche einander derart überlappende Amplituden-Frequenzkennlinien auf, daß einerseits jedes feste Teilbandfilter diejenigen der Frequenzkomponenten eines eingetroffenen Einstellsignals, die außerhalb seines Durch!..3bereiches liegen, unterdrückt und andererseits die festen Teilbandfilter gemeinsam einen über das gesamte Übertragungsband kontinuierlichen Durchlaßbereich ohne Dämpfungsgebiete bilden;

c) in mehrere Ausgangskanäle (37) des Frequenzanalysators (35) ist ein Phasen-und Amplitudenregelkreis (41,42) aufgenommen, die alle durch eine Regelspannung gesteuert werden;

d) einen Regelspannungsgenerator zur Erzeugung der Regelspanmingen zur Steuerung der in die Ausgangskanäle (37) des Frequenzanalysators (35) aufgenommenen Amplituden- und Phasenregelkreise (41, 42), welcher Regelspannungsgenerator mit einer Anzahl Komparatoren (43) versehen ist, die durch mindestens eine Spektrumkomponente des Einstellsignals gespeist werden, welches Signal im Frequenzanalysator (35) in seine Frequenzkomponenten aufgeteilt und der weiter eine Ortsbezugsquelle (44) enthält für die Phasen- und Amplitudenbezugswerte des in die unterschiedlichen Frequenzkomponenten aufgeteilten Einsteilsignals, während dem Ausgang der Komparatoren (43) die Regelspannungen für die unterschiedlichen Phasen- und Amplitudenregelkreise (41, 42) entnommen werden;

e) die Anordnung hat einen Ausgangskreis, der durch eine in die Phasen- und Amplitudenregelkreise (41, 42) in den Ausgangskanälen (37) des Frequenzanalysators (35) aufgenommene Zusammenfügungsanordnung (45) gebildet wird (Fig. 2).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzanalysator (35) Ausgangskanäle (37) enthält, die außer mit dem Teilbandfilter noch mit einem zusätzlichen Teilbandfilter versehen sind, welche zusätzlichen Teilbandfilter ebenfalls dadurch gebildet werden, daß Punkte unterschiedlicher Verzögerungszeit des Verzögerungskreises (36) mit Wägungsnetzwerken (38',..., 40') verbunden werden, wobei das Teilbandfilter und das zusätzliche Teilbandfilter dieselben Amplituden-Frequenz-Kennlinien aber untereinander um πΙ2 phasen verschobene Phasen-Frequenz-Kennlinien aufweisen (F ig. 9).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungskreis durch ein digitales Schieberegister (91) mit einer Anzahl Schieberegisterelemente gebildet wird, deren Inhalt durch Impulse eines Schiebeimpulsgenerators (94) weitergeschoben wird und vor dem Schieberegister (91) ein Analog-Digital-Umsetzer (92) zum Erzeugen eines digitalen Signals angeordnet ist, das als Eingangssignal dem digitalen Schieberegister (91) zugeführt wird, wobei die Elemente des Schieberegisters (91) mit dem Ausgang jedes Teilbandfilters gekoppelt sind mittels Reihenschaltungen von Wägungsnetzwerken (38, 40; 38', 40'), einer Zusammenfügungsanordnung (47, 47') und mindestens einem Digital-Analog-Umsetzer (99,99') (F ig. 21).

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilbandfilter als Filter der Art

sin(oj - ω„,)l(b)~ ω_m)

gebildet sind, wobei ω die Kreisfrequenz und ω™ die Kreisfrequenz einer im Durchlaßbereich liegenden Komponente des eingetroffenen Einstellsignals darstellt (F ig. 8b).

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die mit einem Bezugssignalgenerator (48) versehene „Bezugsquelle (44) als Bezugssignal ein Frequenzspektrum liefert, das Frequenzkomponenten enthält, die auf diskreten Frequenzwerten liegenden Komponenten des durch ein Frequenzspektrum gebildeten Einstellsignals entsprechen und wobei der Auftrittszeitpunkt des Bezugssignals den Phasenbezugswert sämtlicher eingetroffener Komponenten des Einstellsignals bildet (F i g. 2).

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das eingetroffene Einstellsignal durch einen Prüfimpulsmustergenerator (33, Fig. 1) geliefert wird und der in die Bezugsquelle (44) aufgenommene Bezugssignalgenerator (48) als diesem Prüfimpulsmustergenerator (33, Fig. I) entsprechender örtlicher Prüfimpulsmustergenerator ausgebildet ist, der mit dem erstgenannten Prüfimpulsmustergenerator (33, Fig. I) synchronisiert ist (Fig. 2).

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der örtliche Prüfimpulsmustergencrator als Pseudorauschimpulsgenerator (123'—128') ausgebildet ist, der als Prüfimpulsmuster periodischer Impulsmuster in unregelmäßiger Abwechselungauftretender Impulse liefert(Fig. 26).

8. Anordnung einem der Ansprüche I bis 7, wobei in die Ausgangskanäle des Frequenzanalysators ein Teilbandfüter und ein zusätzlicher Teilbandfilter nach Anspruch 2 aufgenommen sind, dadurch

gekennzeichnet, dull ;ils dem Teilbundfilter sowie dem zusätzlichen Teilbunclfilier zugeordneter Phasenkomparator ein Phasendetekior (62, 63) mit einem zugehörenden Tiefpaßfilter (60, 61) aufgenommen ist, welche beiden Phasendelektoren (62, 63) durch dasselbe Phasenbezugssignul der örtlichen Bezugsquelle (44) gespeist werden (Fig. 9).

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Phasenregelstufe (41) für das Teilbandfilii r sowie für das zusätzliche Teiibandfilter in einen Ausgangskanal (37) des Frequenzanalysator (35) ein Amplitudenregler (58, 59) aufgenommen ist, der durch die Ausgangsspannu igen der Phasendetektoren (62,63) gesteuert wird (Fi g. 9).

10. Anordnung nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß im Ampiiiudenkomparator zur Erzeugung der Amplitudenregelspannungen an den Tiefpaßfiltern (60, 61) in den Ausgängen der an das Teilbandfilter und das zusätzliche Teilbandfilter angeschlossenen Phasendetektoren (62, 63) Quadrieranordnungen (6ö, 67) angeordnet sind, deren AusgaRgsspannüngcn nach Zusammenfügung in einer Zusammenfügir.jgsanordnung (70) in der Größe durch den Amplitudenbezugswert gesteuert werden (Fig. 9).

11. Anordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, eingerichtet zur Entzerrung von Impulssignalen, deren Auftrittszeitpunkte durch eine feste Taktfrequenz (i/TJgekennzeichnet werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine ganze Anzahl Male der Verzögerungszeit (S) zwischen aufeinanderfolgenden Anschlußpunkten der Wägungsnetzwerke (38,

40) gleich einer Taktperiode (T) gemacht ist (F ig. 2).

12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungszeit (S) zwischen aufeinanderfolgenden Anschlußpunkten der Wägungsnetzwerke (38, ..., 40) gleich einer Taktperiode (7}gemacht ist, während der Frequenzbereich des Teilbandfilters bemessen für den höchsten Durchlaßbereich höchstens bei der Nyquist-Frequenz gleich der halben Taktfrequenz (l/(277;iiegt(Fig 14).

13. Anordnung nach einem der Ansprüche 11 oder 12, wobei das Einstellsignal durch ein periodisches Impulsmuster eines Priifimpulsmustergenerators (33) gebildet wird, von welciiem periodischen Impulsmuster die Impulse mit Taktimpulsen zusammenfallen, die mit einer Taktperiode T auftreten, während in die Phasenbezugsquelle ein örtlicher Prüfimpulsmustergeni.rator (48) aufgenommen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die in einer Selektionsanordnong (177) selektierte Frequenzkomponente, die auf der halben Taktfrequenz in dem diese Frequenzkomponente enthaltenden eingetroffenen Einstellsignal liegt, als Steuersignal einem an den örtlichen Prüfimpulsmustergenerator (48) angeschlossenen Phasenregelkreis (176) zugeführt wird, der die Phasenabweichung zwischen dieser Frequenzkomponente in dem an den Frequenzanalysator (35) angeschlossenen Ausgangskanal (177) und derjenigen im örtlichen Prüfimpulsmuter des örtlichen Prüfimpulsmustergenerators (48) praktisch auf eine ganze Anzahl Male K der Phasendrehung η bringt.mit k = 0,1,2,.. .(F ig. 14).

14. Anordnung nach Anspruch 13, wobei der Prüfimpulsmustergenerator (33) durch einen Pseudorauschimpulsmuste generator gebildet wird, der mil einem über einen Modulo-2-Adclierer (145) rückgekoppelten .Schieberegister (191) mil l-imlt Anzahl Schieberegisterelemente (192— (94) versahen ist, deren Inhalt durch einen Schiebeimpulsger.·. ralor weitergeschoben wird, dadurch gekennzeichnet, dall der Ausgang des rückgekoppelten Schieberegisters (191) an ein Selektionsior (196) angeschlossen ist und zugleich an den Ausgang des Schiebeimpulsgenerators (197), der Schiebeimpulse der hulben Taktfrequenz liefert (F i g- 34).

15. Anordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das limstellsignal durch ein periodisches Impulsmuster eines Prüfimpulsmustergenerators gebildet wird, während in die Phasenbezugsquelle ein örtlicher Prüfimpulsmustergenerator aufgenommen ist, dadurch gekennzeichnet, daß vom Ausgangskanal (37), der die Wiederholungsfrequenz des eingetroffenen Impulsmuste.s durchläßt, Einstellimpulse zur Steuerung des örtlichen Prüfimpulsmusterpenerators (48) hergeleitet werden, welche Einstellimpulse die Zeitlage des r'.!getroffenen und des örtlich erzeugten "rüfiffipüisrnüjirrs untereinander auf einen festen Wert einstellen, und zwar entsprechend einem Zeitabstand gleich der halben Verzögerungszeit des Verzögerungskreises (36) des Frecuenzanalysators(35)(F i g. 14).

16. Anordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß für adaptive Entzerrung das übertragende Signal mit dem von einem Pseudorauschimpulsgenerator (33) herrührenden Einstellsignal zusammengefügt ist und in die Entzerrungsanordni..ig ein entsprechender örtlicher Pseudorauschimpulsgenerator (130) aufgenommen ist, der an einen Phasendetektor (132) in einer Phasenregelschleife angeschlossen ist, weicher Schleife zugleich das eingetroffene Signal, das durch die Kombination der übertragenen Signale und des Einstellsignals gebildet wird, zugeführt wird, und zwar zur Erzeugung einer Phasenregelspannung, die nach Glättung in einem Tiefpaßfilter (133) mit einer Zeitkonstante, die größer ist als die Wiederholungs- : sriode des eingetroffenen Einstellsignals ein an den Pseudorauschimpulsgenerator angeschlossenes frequenzbestimmendes Glied (134) steuert (Fig. 25; F i g. 26).

17. Anordnung nach Anspruch 16. dadurch gekennzeichnet, daß an einen durch eine Zusammenfügungsanordnung (45) gebildeten Ausgang der Entzerrungsanordnung ein Differenzerzeuger (135) angeschlossen ist, der an den örtlichen Pseudorauschimpulsgenerator (130) zur Unterdrückung des eingetroffenen Einstellsignals angeschlossen ist (Fig. 26).

18. Anordnung nach Anspruch 17. dadurch gekennzeichnet, daß zur Verringerung der Beeinflussung der Synchronisation des Pseudorauschirnpulsgenerators (130) in der Phasenbezugsquelle durch die übertragenen Signale vor der Zusammenfügung dieser Signale mit dem Einstellsignal diese Signale einem Signalwandler (140) zugeführt werden und daß hinter dem Differenzerzeuger (135) ein inverser Signalwandler(141) angeordnet ist (F i g. 25. F i g. 26).