DE1236032B

DE1236032B - Zeitmultiplex-UEbertragungssystem

Info

Publication number: DE1236032B
Application number: DEN24946A
Authority: DE
Inventors: Sukehiro Ito
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1963-05-09
Filing date: 1964-05-08
Publication date: 1967-03-09
Also published as: US3349181A; NL6405187A; GB1051757A; BE647719A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

H 04 j

Deutsche KX: 21 a4 - 49

Nummer: 1236 032

Aktenzeichen: N 24946IX d/21 a4

Anmeldetag: 8. Mai 1964

Auslegetag: 9. März 1967

Zur drahtlosen Übertragung eines Vielkanal-Signalgemisches mittels eines Frequenzmultiplexverfahrens mit hoher Übertragungsqualität war die Frequenzmodulation das bisher gebräuchliche Modulationsverfahren.

Der Grund für eine vorteilhaftere Anwendung der Frequenzmodulation liegt darin, daß mit ihm eine wirksame Unterteilung in einzelne radiofrequente Frequenzbänder ermöglicht wird, da die durch das Vielkanalgemisch beanspruchte Bandbreite der Radiofrequenz im Falle einer Einseitenbandmodulation kleiner als bei jedem anderen Modulationsverfahren ist. Selbst bei einem derartigen Übertragungssystem, bei dem sich naturgemäß verschiedene Geräusche oder Verzerrungen mit der Anzahl der notwendigen Relaisstellen addieren, kann die erforderliche Übertragungsqualität mit zunehmender Anzahl der verwendeten Relaisstellen nicht erreicht werden.

Bei Verwendung eines derartigen Übertragungssystems werden insbesondere mit steigender Kanal- zahl außerdem einige Amplituden-, Phasen- und Laufzeitausgleichsglieder erforderlich, so daß auch die Herstellungskosten für derartige Übertragungssysteme anwachsen. Um eine weitere Verringerung der von der Radiofrequenz benötigten Bandbreite zu erzielen, sind andererseits Übertragungssysteme bekanntgeworden, die eine Anordnung zur Phasenumkehrmodulation der Trägerwelle durch binäre Signale, wie beispielsweise im Zeitmultiplex aufbereitete PCM-Signale, aufweisen. Bei derartigen Übertragungssystemen tritt jedoch eine gegenteilige Wirkung auf, nämlich plötzliche Unterbrechungen des Übertragungsweges und ähnliche, unten im einzelnen näher erläuterte Erscheinungen.

Aufgabe der Erfindung ist es demnach, ein Übertragungssystem mit geringerem Bandbreitenbedarf bei gleichzeitiger Verhinderung der dadurch bedingten nachteiligen Effekte zu schaffen.

Mit dem erfindungsgemäßen Übertragungssystem, bei dem die zu übertragende Nachricht, beispielsweise ein Vielkanalgemisch, nach dem Zeitmultiplexverfahren aufbereitet wird und dann die zeitmultiplexen Signale in vier Spannungswerte quantisiert werden, und als in dieser Weise codierte Signalelemente kann jedem Komponentenpaar des Trägers, deren Phase jeweils um 90° zueinander verschoben sind, durch eine sogenannte Phaseninversionsmodulation aufmoduliert werden. Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß jedes der codierten Signalelemente innerhalb einer dem Zeitmultiplexsystem zugrunde liegenden Zeiteinheit nur einem Kanal zugeteilt ist.

Zeitmultiplex-Übertragungssystem

Anmelder:

Nippon Electric Company Limited, Tokio

Vertreter:

Dipl.-Ing. M. Bunke, Patentanwalt,
Stuttgart 1, Schloßstr. 73 B

Als Erfinder benannt:
Sukehiro Ito, Tokio

Beanspruchte Priorität:

Japan vom 9. Mai 1963 (24 675)

Bei dem erfindungsgemäßen Übertragungssystem kommt auch mit zunehmender Relaisstellenzahl weder eine Geräusch- noch eine Verzerrungsaddition wie bei den bisher bekannten Übertragungssystemen zustande.

Bei diesem bereits bekannten Übertragungssystem werden beide Trägerfrequenzen pro Zeiteinheit veranlaßt, jedes Bit über zwei verschiedene Kanäle auszusenden, selbst wenn zwei Träger wie bei dem erfindungsgemäßen Übertragungssystem eine Phasendifferenz von 90° gegeneinander haben. Wenn deshalb irgendwelche Fehler beim Übertragungsweg, wie beispielsweise eine plötzliche Unterbrechung in einer Zeiteinheit, auftritt, dann erstreckt sich die schädliche Wirkung auf beide Kanäle. Bei dem erfindungsgemäßen Übertragungssystem hingegen werden die zwei um 90° in der Phase verschobenen Träger als resultierender Träger mit vier Phasenlagen als Ganzes verwendet. Dieser resultierende Träger wird veranlaßt, pro Zeiteinheit zwei Bits der zeitmultiplexaufbereiteten Information auszusenden. Deshalb erstreckt sich der Fehler, selbst wenn die oben beschriebenen Übertragungsfehler genau während einer Zeiteinheit auftreten, nur auf den Kanal, der veranlaßt wurde, die Informationsschritte während dieser Zeiteinheit zu übertragen. Mit anderen Worten kann der bei den bisherigen Übertragungssystemen auftretende nachteilige Effekt mit dem erfindungsgemäßen Übertragungssystem um die Hälfte verringert werden.

Bei dem erfindungsgemäßen Übertragungssystem ist die günstigste Anzahl für die Phasenstellung vier. Obwohl die Übertragung einer Information durch

709 518/185

mehr als fünf Phasenstellungen prinzipiell denkbar ist und die Phasendifferenz zwischen den einzelnen Phasen mit wachsender Phasenzahl abnimmt und infolgedessen die für das System typischen Vorteile der Störungsfestigkeit und der geringeren Herstellungskosten entfallen, werden in dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel deshalb nur vier Phasen verwendet.

Die Erfindung soll an Hand der Figuren näher erläutert werden. In

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Anordnung dargestellt;

F i g. 2 zeigt Schaltungseinzelheiten auf der Sendeseite der in der F i g. 1 dargestellten Anordnung;

F i g. 3 und 4 zeigen Vektordiagramme, an Hand denen die Wirkungsweise der Erfindung erläutert werden soll;

F i g. 5 zeigt eine Schaltungsanordnung des in der Fig. 1 dargestellten Empfängers;

Fig. 6 gibt ein anderes Ausführungsbeispiel für den Sender wieder.

Das in der F i g. 1 dargestellte Übertragungssystem weist einen Sender 10 a mit den Anschlüssen 111, ... 11 η auf, die mit einer Vielzahl von Kanälen, beispielsweise Telefonkanälen, verbunden sind. Der Sender 10 a besteht aus folgenden Bauelementen:

1. Einem Verteiler 13, der beispielsweise als rotierender Schalter ausgebildet ist und der durch über den Anschluß 12 gelangende 8-kHz-Taktimpulse fortgeschaltet wird und der die Information der einzelnen Kanäle in eine Reihe zeitmultiplexer PAM-Impulse umwandelt.

2. Einer Anordnung 14, in der eine am Ausgang des Verteilers 13 auftretende PAM-Impulsserie quantisiert wird.

3. Einem frequenzstabilisierten Oszillator 15.

4. Einem Phasenmodulator 16, dem die Bezugsphase der Frequenz des stabilisierten Oszillators 15 zugeführt wird und der eine gemäß dem Ausgang der Anordnung 14 phasenmodulierte Welle erzeugt.

5. Einem Sendeoszillator 17.

6. Einem Sendermischer 18, dem die Ausgangsspannung des Oszillators 17 zugeführt wird und der die Frequenz der phasenmodulierten Welle umsetzt.

7. Einer Sendeantenne 19.

Empfängerseitig besteht das erfindungsgemäße Übertragungssystem aus folgenden Bauteilen:

1. Einer Empfangsantenne 29.

2. Einem Umsetzer 28.

3. Einem Oszillator 27.

4. Einem ZF-Verstärker 30.

5. Einem Phasengleichrichter 26, der die Phase des zwischenfrequenten Ausgangssignals des Verstärkers 30 gleichrichtet.

8. Einer Kanalverzweigungsanordnung 23, die die Kanäle entsprechend den Taktimpulsen aufteilt.

9. Einer Reihe von PAM-Impulsen, die durch Nachbildung mittels des Dekoders 24 auf die Anschlüsse 211, 212 ... 21 π zustande gekommen sind.

Auf der Sendeseite wird ein Vielkanalsignalgemisch, das in die Anschlüsse 111 bis 11 η eingespeist ist, in eine Reihe von zeitmultiplexen PAM-Impulsen durch den Verteiler 15 umgesetzt. Aus einer Reihe durch Kombination von vier Spannungswerten codierter Impulse entsteht durch die Anordnung 14 ein Vierercode. Das derart codierte Signalgemisch wird nun in phasenmodulierte Wellen und in eine aus vier Phasen des Trägers beim Phasenmodulator 16 bestehende Kombination umgewandelt, um anschließend nach einer Frequenzumsetzung durch den Umsetzer 18 von der Sendeantenne 19 _ao ausgesendet zu werden. Das auf der Empfangsseite mit der Antenne 29 empfangene Signal wird durch den Umsetzer 28 in eine Zwischenfrequenzlage umgesetzt und in dieser verstärkt. Dann wird es in eine Reihe von Impulsen im Vierercode nach erfolgter, durch den Gleichrichter 26 vorgenommener Phasengleichrichtung umgewandelt. Durch den Dekoder 24 werden die Impulse wieder in die ursprüngliche Impulsfolge zurückgewandelt und auf die Kanäle mit den n-Ausgängen 211 bis 21 η durch die Kanalverzweigungsanordnung 23 aufgeteilt.

Ein Ausführungsbeispiel für den im Sender 10 A verwendeten Phasenmodulator 16 ist in der F i g. 2 teilweise als Blockschaltbild dargestellt. Die in der Fig. 2 verwendeten Bezugszeichen stimmen mit denen der in der F i g. 1 gezeigten Anordnung überein. Dieser Phasenmodulator 16 besteht

1. aus einem quantisierenden Signaleingang 31, der mit der als Verteiler wirkenden Anordnung 14 verbunden ist;

2. aus einer Anordnung 32 zur Erzeugung eines Steuersignals, die entsprechend dem auf den Leitungen 321 und 323 herrschenden Signal ge-, steuert wird;

3. aus dem eingangsseitigen Anschluß 33 für die Bezugsphase des Trägers, der mit dem frequenzstabilisierten Oszillator 15 verbunden ist;

4. aus einem ersten, mit diesem Eingang 33 verbundenen Ringmodulator 34, der als phaseninvertierender Kreis wirkt und der über die Leitung 321 mit Steuersignalen versorgt wird;

5. aus einem zweiten, mit dem Anschluß 33 über einen 90°-Phasenschieber 36 verbundenen Ringmodulator 35, der über die Leitung 322 mit

" Steuersignalen für den phasenumkehrenden Kreis gespeist wird;

6. aus einem Kombiner 37, der die Aussendung dieser Ringmodulatoren 34 und 35 zusammenfaßt;

7. aus dem Ausgang 38, von dem die im Kombiner 37 gewonnene Ausgangsspannung abgegriffen wird.

6. Einem Generator 25, der zur Erzeugung eines Bezugssignals (Phase) dient, das dem Phasengleichrichter 26 zugeführt wird.

7. Einem Dekoder 24, der das Ausgangssignal des ■ Phasengleichrichters 26 dekodiert.

8. Der das Steuersignal erzeugende Kreis 32 ist für die Aufnahme von quantisierenden Signalen ausgebildet.

Er weist einen vierwertigen Spannungsdiskriminator32a auf, der die Transistoren 3201, 3202 und

i 236

3203 enthält, deren Basen alle an dem Eingang 31 über die Widerstände 3201«, 3202 a und 3203 a liegen. Der Emitter 3201 e des Transistors 3201 liegt an Masse, während der Emitter 3202 e mit dem Verbindungspunkt der Dioden 3204 und 3205 verbunden ist, an dem eine konstante Spannung herrscht. Die Dioden liegen in Serie zueinander in einem eine Vorspannung erzeugenden Kreis, der aus den Dioden

3204 und 3205 und einem Widerstand 3206 besteht. Der Emitter 3203 e des Transistors 3203 liegt gleichfalls an dem Verbindungspunkt der Diode 3205 und des Widerstandes 3206. Die in diesem Kreis entstandenen Vorspannungen für die Transistoren 3202 und 3203 werden so ausgewählt, daß bei vom Eingang 31 her gelangenden O-Volt-Signalen, was also einer »0« im Vierercode entspricht, keiner der Transistoren 3201 bis 3203 zur Erzeugung eines negativen Ausgangssignales veranlaßt wird, jedoch bei V 1-Volt-Signalen, was einer »1« im Vierercode entspricht, wird der Transistor 3201 zur Erzeugung eines negativen Ausgangssignals angeregt. Bei einer Spannung V 2 werden beide Transistoren 3201 und 3202 zur Abgabe eines negativen Impulses veranlaßt und bei einer Spannung V 3 geben sogar alle drei Transistoren 3201 bis 3203 negative Impulse ab. Andererseits sind die Kollektoren 3201c bis 3203 c dieser Transistoren 3201 bis 3203 mit einem positiven Anschluß 3207 d über die Widerstände 32011 bis 32031 verbunden. Der Kollektor 3201c des Transistors 3201 ist über eine Diode 3208 und eine Diode mit konstanter Vorspannung 3209 mit den Basen

3210 b und 3211 b der Transistoren 3210 und 3211 vom p-Typ und η-Typ verbunden, in welchen die Basen 3210 & und 3211 b und die Emitter 321Oe und

3211 e gemeinsam miteinander verkoppelt sind. Der Kollektor 3210 c eines Transistors 3210 ist mit einer negativen Spannungsquelle über den Anschluß 3207 verbunden, und der Kollektor 3211 c des Transistors 3211 liegt an einer positiven Spannungsquelle über den Anschluß 3207 p. Die Basen 3210 b und 3211b. sind miteinander gekoppelt und sind mit einer negativen Spannungsquelle 3207 η über einen Widerstand 3210 a verbunden. Der Kollektor 3202 des Transistors 3202 ist über eine Diode mit konstanter Spannung 3212 mit den Basen 3213 und 3214 & vom p-Typ und η-Typ verbunden, in welchen die Basen 3213 b und 3214 b und die Emitter 3213 e und 3214 e miteinander gekoppelt sind. Die Kollektoren 3213 c und 3214 c der Transistoren 3213 und 3214 sind mit der Leistungsquelle über die Anschlüsse 3207 η und 3207 p verbunden. Die Basen 3213 b und 3214 b, die miteinander verkoppelt sind, liegen an einer Spannungsquelle 3207« über einen Widerstand 3213 a. Weiterhin ist der Kollektor 3203 c des Transistors 3203 mit der Basis 3215 b des Transistors 3215 verbunden, der seinerseits mit einem Transistor 3203 in Kaskade geschaltet ist. Der Kollektor 3215 c dieses Transistors 3215 ist an eine Spannungsquelle 3207 ρ über einen Lastwiderstand 3215/ und den Emitter 3215 e desselben angeschlossen und liegt damit an den bereits erwähnten Kreis an dem gemeinsamen Verbindungspunkt mit dem Emitter 3203 e des Transistors 3203. Andererseits ist der Kollektor 3215 des Transistors 3215 mit der Diode 3209 konstanter Spannung über eine Diode 3216 in Verbindung mit der Diode 3208 an den Kollektor 3201 c des Transistors 3201 angeschlossen. Der Transistor 3215 ist so eingefügt, daß die Transistoren 3210 und 3211 mit den Ausgangsimpulsen des Transistors 3203 nach erfolgter Umkehrung der Impulse beaufschlagt werden. An die bereits erwähnten und miteinander verbundenen Emitter der Transistoren 3210 und 3211 ist die bereits genannte Leitung 321 angeschlossen, und mit den Emittern der Transistoren 3213 und 3214 ist eine andere Leitung 322 verbunden.

Wie aus dem Aufbau des Kontrollgenerators 16 hervorgeht, wird kein negativer Impuls von einem der Transistoren 3201 bis 3203 des Diskriminators 32^4 erzeugt, wenn der Spannungswert des quatisierten Signals vom Eingang 31 0 Volt beträgt, was im Vierercode eine »0« bedeutet. Deshalb erscheinen an jeder der Leitungen 321 und 322 positive Kontrollsignale. Wenn nun der Spannungswert mit V 1 Volt festgestellt wird, was im Vierercode eine »1« darstellt, dann öffnet lediglich der Transistor 3201 des Spannungsdiskriminators 32^4 und die Transistoren 3210 und 3211 geben negative Impulse ab, so daß die Steuersignale auf der Leitung 321 negativ werden. Auf der anderen Seite ändern sich die positiven Steuersignale, die auf der Leitung 322 auftreten, nicht. Wenn nun der Spannungswert V 2 Volt beträgt, was im Vierercode eine »2« darstellt, dann öffnen die beiden Transistoren 3201 und 3202 des Diskriminators 32/4, wodurch beide auf den Leitungen 321 und 322 erscheinenden Steuersignale negativ werden. Wenn ferner die zu analysierende Spannung V 3 Volt beträgt, was im Vierercode eine »3« darstellt, dann werden alle Transistoren 3201 bis 3203 des Diskriminatorkreises 32 A geöffnet, wodurch der zum Transistor 3203 in Kaskade geschaltete Transistor 3215 sperrt, so daß die Transistoren 3210 und 3211 mit positiven Ausgangsimpulsen beaufschlagt werden. Diese positiven Impulse erscheinen auf der Leitung 321. Da der Transistor 3202 noch geöffnet ist, gelangen auf die Basen der Transistoren 3213 und 3214 negative Impulse, wodurch die auf der Leitung 322 erscheinenden Steuerimpulse negativ sind.

Zusammenfassend muß festgestellt werden, daß bei einem 0-Volt-Signal jedes der an den Ausgängen 321 und 322 erscheinende Steuersignal positiv ist, bei einem V 1-Volt-Signal, was eine »1« im Vierercode darstellt, sind jedoch die Ausgänge 321 und 322 negativ und positiv und bei einem V 2-Volt-Signal, was eine »2« im Vierercode darstellt, alle negativ und bei einem V 3-Volt-Signal, was im Code eine »3« darstellt, positiv und negativ sind.

Andererseits werden diese Bezugssignale vom frequenzstabilisierten Oszillator 15 dem Eingang 33 des Ringmodulators 34 zugeführt, der die Steuersignale über die Leitung 321 als phaseninvertierte Steuersignale empfängt. Diese Signale werden außerdem einem anderen Ringmodulator 35 zugeführt, der sie über eine andere Leitung 322, die als 90° R phaseninvertierteSteuersignale über einen 90°-Phasenschieber empfängt. Diese Ringmodulatoren 34 und 35 werden von dem eingangsseitigen Bezugssignal, ohne eine Phasendrehung zu erfahren, durchlaufen, wenn das Steuersignal an dem diesbezüglichen Ausgang positiv ist, und erleiden eine Phasendrehung von 180°, wenn das Steuersignal negativ ist.

Ein zusammenfassender Kreis 37, der aus den Ausgangssignalen der Ringmodulatoren 34 und 35 ein zusammenfassendes Signal bildet, besteht aus den Transistoren 371 und 372, die von den Ausgangsspannungen der Ringmodulatoren 34 und 35 über

ihre Basen 371 δ und 372 b, die in geeigneter Weise vorgespannt sind, beaufschlagt werden. Der Emitter 371 e des Transistors 371 ist über einen Widerstand

371 e R und einen Kondensator 371 e C der zu dem Widerstand parallel liegt, mit Masse verbunden und der Emitter 372 e des Transistors 372 ist über die aus dem Widerstand 372 e R und 372 <? C bestehende Parallelschaltung mit Masse verbunden. Die Kollektoren 371c und 372 c dieser Transistoren 371 und

372 liegen gemeinsam an der Primärwicklung 3731, von der eine positive Spannungsquelle über den Anschluß 374 angeschlossen ist zu einem anderen Ende des Ausgangstransformators 373. Ein Ende der Sekundärwicklung 3732 dieses Ausgangstransformators

373 liegt an Masse, und das andere Ende dieser Wicklung ist mit dem Anschluß 38 verbunden.

Wie aus dem Aufbau des Kreises 37 hervorgeht, werden die an die Basen der Transistoren 371 und 372 gelegten Eingangssignale in dem Ausgangstransformator 373 zusammengefaßt, und es wird von dem Anschluß 38, der mit dem Umsetzer 18 verbunden ist, ein kombiniertes Signal abgeleistet.

Wenn man nun in dem in der F i g. 3 dargestellten Vektordiagramm annimmt, daß der Phasenvektor 40 die Phase des vom Oszillator 15 stammenden Bezugssignals darstellt und 0° hat, dann ist die Phase des Eingangssignals im Ringmodulator 34 durch den Vektor ΈΆ dargestellt und befindet sich in derselben Phasenlage wie der Vektor 40. Andererseits ist die Phase des am Ringmodulator 35 auftretenden Eingangssignals durch den Vektor ΈΕ dargestellt und im Vergleich zu dem Vektor EA infolge der Wirkung des Phasenschiebers 36 um 90° phasenverschoben. Wenn nun der Spannungswert des quantisierten Signals 0 Volt ist, was im Vierercode eine »0« darstellt, dann sind die beiden an den Leitungen 321 und 322 auftretenden Impulse positiv, und es findet keine Phaseninversion bei den Ringmodulatoren 34 und 35 statt. Deshalb wird die Eingangsspannung am Ringmodulator 34 durch den Vektor EA und die an dem Ringmodulator 35 durch den Vektor ΈΕ dargestellt. Beide Spannungen werden in einem Additionskreis 37 zusammengefaßt, und das zusammengefaßte Ausgangssignal, das durch den Vektor EO dargestellt ist, hat eine Phasenlage von 45° und tritt am Ausgang 38 auf. Wenn nun der Spannungswert der quantisierten Signalspannung V 1 Volt beträgt, was im verwendeten Code eine »1« darstellt, dann werden nur die Steuerimpulse, die von dem Anschluß 321 an den Ringmodulator 34 geführt werden, negativ und erzeugen ein durch den Vektor EC dargestelltes Ausgangssignal, das durch einen Phasenversatz des Eingangssignals am Ringmodulator 34 entstanden ist. Deshalb erscheint an dem Ausgang 38 ein durch den Vektor EI dargestelltes und gegenüber dem Vektor EU um 90° verschobenes Ausgangssignal. Wenn nun der Spannungswert der quantisierten Spannung V 2 beträgt, was' im Code einer »2« entspricht, dann werden beide von den Leitungen 321 und 322 kommenden Signale negativ, wodurch an beiden Ringmodulatoren 34 und 35 eine Phaseninversion stattfindet. Infolgedessen entsteht am Ausgang 38 aus den durch die Vektoren TZC und ED dargestellten Vektoren ein durch den Vektor E 2 dargestelltes Ausgangssignal, dessen Phase um. 180° gegenüber dem Vektor EO nacheilt. Wenn nun der Spannungswert des quantisierten Signals V 3 Volt ist, was im Code eine »3« darstellt, dann wird das von den Leitungen 321 und 322 kommende Steuersignal positiv und negativ. Deshalb findet die Phaseninversion nur am Ringmodulator 35 statt, mit dem Ergebnis, daß die durch den Vektor ΈΕ dargestellte Eingangsspannung am Ausgang als Vektor ΈΊ) austritt. Infolgedessen erscheint an dem Ausgang 38 ein durch den Vektor E 3 dargestelltes Ausgangssignal.

Wenn also durch die Anordnung 14 quantisierte Signale am Eingang 31 auftreten, dann entspricht

ίο jedem Spannungswert 0, Vl, V2 und Vb eine Ziffer im Vierercode »0«, »1«, »2« und »3«. Die Phasen des am Ausgang 38 erscheinenden Signals sind entsprechend um 45°, 45 + 180° und 45 + 270° von der ursprünglichen Phasenstellung verschoben.

Unter der Annahme, daß die Anzahl der Mulliplexkanäle η ist, ist ein anderer Kanal zur Einhaltung des Synchronismus zwischen Sender und Empfänger vorgesehen, damit die Information jedes Kanals entsprechend im Vierercode codiert wird und damit eine Phasenmodulation am Phasenmodulator 16 so ausgeführt wird, daß das modulierte Ausgangssignal jede der Phasenstellungen 45°, 45 + 90°, 45 + 180° und 45 + 270° entsprechend den Spannungswerten 0, Vl, V2 und Vb des quantisierten Eingangssignals annehmen kann. Eine Serie von im Spannungscode als

01232201013321...2300001123

dargestellten Eingangsimpulsen 41 (α) gemäß der Fig. 4 wird in eine phasenmodulierte Impulsserie ^; 41 (b) gemäß Fig. 4b umgesetzt, in welcher auf der Abszisse die Zeit und auf der Ordinate der Phasenwert P aufgetragen sind. Über einen auf den n-ten Kanal folgenden η + 1-ten Kanal, den man auch als 0-ten Kanal bezeichnen kann und durch die Codeziffer 0000 gekennzeichnet ist, werden die für das Zeitmultiplexverfahren erforderlichen synchronisierenden Stopsignale übertragen. In dem Maße, wie das Kanalsignal sendeseitig durch einen 8-kHz-Taktgenerator gebildet wird, beträgt die durch den Code definierte Zeit, also die im Diagramm gemäß F i g. 2 mit To (Tc) bezeichnet wird, im Fall des im vorliegenden Beispiel angenommenen Vierercodes (Vn) · (¹A) · (Vs) ■ ΙΟ"³ Sekunden, wobei η die Anzahl der Kanäle ist.

Das Bezugssignal, das ununterbrochen phasenmoduliert worden ist, wird in die Radiofrequenz auf der Sendeseite umgesetzt und über die Antenne 19 ausgesendet.

Das durch die Antenne 29 im Empfänger 10 b '■■ empfangene radiofrequente Signal wird zunächst in ein zwischenfrequentes Signal durch den Umsetzer 28 umgesetzt und wird nach einer Verstärkung im Zwischenfrequenzverstärker 30 dem Phasengleichrichter 26 zugeführt.

In der F i g. 5 wird im einzelnen ein Ausführungsbeispiel des Phasengleichrichters 26 des Empfängers 10b gezeigt. Dabei sind alle Bezugszeichen gleich denen im Blockschaltbild der F i g. 1. Der hier verwendete Gleichrichter 26 besteht aus einem synchronisierten Phasengleichrichter 51, der so ausgebildet ist, daß er mit den Bezugssignalen vom Generator 25 direkt beaufschlagt werden kann. Der Gleichrichter 26 besteht aus einem anderen synchronisierten Phasengleichrichter 53, der so ausgebildet ist, daß er mit dem gleichen, jedoch durch einen Phasenschieber 52 um 90° phasenverschobenen Bezugssignal beaufschlagt werden kann. Ferner hat der

Gleichrichter 26 einen Eingang 54, der mit den beiden Phasengleichrichtern 51 und 53 so verbunden ist, daß diese Gleichrichter 51 und 52 mit zwischenfrequenten Signalen parallel gespeist werden, und einen codeumformenden Kreis 55, der von diesen Gleichrichtern 51 und 53 zur Codeumsetzung gespeist wird, und einen Vierercode oder einen sonstigen zur Decodierung geeigneten Code und einen Anschluß 56, der mit der Ausgangsseite des Codeumsetzers 55 verbunden ist..

Der codeumsetzende Kreis 55 besteht aus den Transistoren 5503 und 5504, deren Basen 5503 b und 5504 b mit den Eingängen verbunden sind und deren Emitter 5503 e und 5504 e an Masse liegen. Die Kollektoren 5503 c und 5504 c dieser Transistoren 5503 und 5504 sind mit der positiven Spannungsquelle 5505/7 über die Lastwiderstände 55031 und 5504/ verbunden. Der Kollektor 5503 c des Transistors 5503 ist mit der Basis 5508 b des Transistors

5508 über eine Diode 5506 und einen CR-Parallelkreis 5507 verbunden. Der von dem Transistor 5508 abgelegene Anschluß des Parallelkreises 5507 ist mit dem Anschluß 5505 p über den Widerstand 5507' verbunden. Die Basis 5508 liegt an einer negativen Spannungsquelle 5505 η über den eine Vorspannung erzeugenden Widerstand 5508 a. Ein Kollektor 5508 c liegt an einer positiven Spannungsquelle 5505 p über einen Lastwiderstand 5508/ und ist gleichzeitig mit der Basis 5512 b des Transistors 5512 über eine Diode 5510' und einen i?C-Kreis 5511 verbunden. Der Verbindungspunkt der Diode 5510' und des i?C-Gliedes 5511 liegt an einer positiven Spannungsquelle 5505 ρ über einen Widerstand 5511'. Der Kollektor 5504 c des Transistors 5504 ist mit der Basis 5512 b eines Transistors 5512 über die Dioden 5509 und 5510' und das i?C-Glied 5511 verbunden. Die Basis 55126 des Transistors 5512 liegt an einer negativen Spannungsquelle 5505 π über den Widerstand 5512 a. Der Kollektor 5503 c des Transistors 5503 ist mit dem obenerwähnten Verbindungspunkt mit den Dioden

5509 und 5510 über die Diode 5513 verbunden, der Kollektor 5504 c des Transistors 5504 liegt an den bereits erwähnten Verbindungspunkten der Diode 5506 und des ÄC-Kreises 5507 über die Diode 5514. Von diesen Verbindungspunkten liegt der erstere an einer negativen Spannungsquelle 5505 η über einen Widerstand 5516 und der letztere ist mit einer positiven Spannungsquelle 5505 p über den Widerstand 5507' verbunden. Der Kollektor 5504 c des Transistors 5504 ist mit der Basis 5518 b des Transistors 5518 über das i?C-Glied 5517 verbunden, und die Basis 5518 b liegt außerdem an einer negativen Spannungsquelle 5505« über den Widerstand 5518 a. Der Kollektor 5512 c des Transistors 5512 ist mit einer positiven Spannungsquelle 5505 p über die Widerstände 5512 Z₁ und 5512Z₂ und dem Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände mit der Basis 5519 b des Transistors 5519 verbunden. Der Emitter 5519 e dieses Transistors liegt über einen Emitterwiderstand 5520 an der positiven Spannungsquelle 5505 p. Der Kollektor 5518 c des Transistors 5518 ist mit'der erwähnten Spannungsquelle über die Widerstände 5518Z₁ und 5518Z₂ verbunden. Der Verbindungspunkt dieser Widerstände 5518 Z₁ und 5518 Z₂ liegt an der Basis des Transistors 5521. Der Emitter 5521 des Transistors 5521 liegt ebenfalls an der positiven Spannungsquelle 5505 ρ über den in den Emitterkreis eingefügten Widerstand 5522. Der Kollektor 5521, der mit der Basis 5523/? des Transistors 5523 verbunden ist, stellt einen Emitterverstärker dar. Die Basis 5523 b ist über einen Widerstand 5523 a und dem Kollektor 5523 c mit der positiven Spannungsquelle 5505p verbunden. Der Emitter 5523 e des Transistors 5523 ist über den Widerstand 5524 geerdet, und ein Anschluß 56 liegt außerdem an dem Emitter 5523 e. Er ist so verbunden, daß von beiden Enden des Widerstandes 5524 die Ausgangsspannung

ίο abgegriffen werden kann. Der Kollektor 5519 c des Transistors 5519 ist mit der Basis 5523 des erwähnten Emitterverstärkers 5523 verbunden.

Wie aus dem Aufbau dieses codeinvertierenden Kreises hervorgeht, sind, wenn das zwischenfrequente Signal durch den in der Fig. 3 dargestellten Vektor EO" gegeben ist, beide Ausgangssignale der Phasengleichrichter 51 und 53 positiv. Deshalb werden die Transistoren 5503 und 5504 geöffnet. Infolgedessen sind die Dioden in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß der Transistor 5508 gesperrt wird. Wenn jedoch der Transistor 5504 geöffnet ist, wird infolge des über die Dioden 5509 und 5510 und den i?C-Kreis

5511 gelangenden Impulses der Transistor 5512 und ebenfalls der Transistor 5519 gesperrt.

Infolge des über das i?C-Glied 5517 gelangenden negativen Impulses wird der Transistor 5518 gesperrt und damit auch der Transistor 5521, so daß kein Strom über den Widerstand 5523 α fließt. An dem an dem Transistor 5523 gelegenen Ausgang erscheint eine Ausgangsspannung von 0 Volt, die im Vierercode eine »0« darstellt.

Das zwischenfrequente Signal sei durch den Vektor EI dargestellt. Dann werden die von den Phasendetektoren 51 und 52 erzeugten Signale negativ und positiv. Die Transistoren 5503 und 5504 werden gesperrt bzw. geöffnet. Infolgedessen sind die Dioden 5514 und 5513 in Durchlaßrichtung vorgespannt, der Transistor 5508 wird gesperrt und der Transistor

5512 geöffnet. Sofern die Ausgangsspannung des Gleichrichterkreises 53 positiv ist, wird der Transistor 5504 geöffnet, so daß die Transistoren 5518 und infolgedessen auch der Transistor 5521 sperren. So ergibt sich durch das Passieren des Stromes /1, der durch die Widerstände 5512 Z₁, 5512Z₂ und 5520 bestimmt ist die Spannung Vl zu Rl · Ii, wobei das Produkt dieses Stromes /1 und des Widerstandes 5523a mit dem Werti? eine »1« darstellt. Die sich am Ausgang 56 ergebende Spannung ist ungefähr Vl.

In der gleichen Weise ergibt sich eine eine »2« darstellende Spannung, wenn ein zwischenfrequentes Signal, das durch den Vektor E2 dargestellt wird, am Anschluß 56 erscheint. Diese Spannung ist dann ungefähr 2 Rl₁ = V₂ Volt. In gleicher Weise ergibt sich bei einer »3« eine Spannung von 3JRZ₁ = F₃VoIt.

Wie bereits beschrieben, wird ein derartiges Signal als Zeitmultiplex-Telefonsignal übertragen nach vorheriger unstetiger Phasenmodulation.

In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das Signal, obwohl angenommen wurde, daß es durch ein Zeitmultiplexverfahren gemäß der F i g. 4 aufbereitet

'' wird, durch die erfindungsgemäße Ubertragungsanlage ausgesendet. Ein anderes Ausführungsbeispiel für den Sender soll nun an Hand der in der F i g. 6 dargestellten Schaltungsanordnung erläutert werden.

Alle in dieser Figur mit den gleichen Bezugszeichen wie in der F i g. 1 versehenen Bauteile erfüllen die gleiche Funktion wie die in der Fig. 1 dargestellten Bauteile. Der Sender 10 Λ' besteht aus

.: \ .:■}.■; ■■ ..■ . : 709 518/185

einem örtlichen Oszillator 61, welcher den Zwischenfrequenzträger erzeugt, einem Phasenmodulator 63, der mit den quantisierten Signalen der Schaltungsanordnung 14 über den Anschluß 62 beaufschlagt wird, einem Frequenzvervielfacher 64 und einer Sendeantenne 19. Der Phasenmodulator 63 besteht aus einem Eingangstransformator 6301, dessen Primärwicklung die vom örtlichen Oszillator 61 erzeugte Trägerschwingung in Zwischenfrequenzlage zugeführt wird, und einem Transistor 6302, dessen Basis mit einem Ende der Sekundärwicklung des Transformators 6301 verbunden ist. Das andere Ende der Sekundärwicklung des Transformators 6301 liegt über einen Kreis an Masse, der aus einer Diode 6303 konstanter Spannung und einem parallelgcschalteten Kondensator 6304 besteht. Er ist außerdem mit einer positiven Spannungsquelle 6307 über die Diode 6305 konstanter Spannung und einem Widerstand 6306 mit einer positiven Spannungsquelle 6307 verbunden. Der Emitter 6302 e des Transistors 6302 ist über den aus dem Widerstand 6308 R und 6308 C bestehenden i?C-Glied mit Masse verbunden. Der Kollektor 6302 C ist mit einer Anzapfung 6310 T der Windung 6310 verbunden. Ein Ende der Wicklung 6310 ist mit dem Verbindungspunkt bereits genannter Diode 6305 mit dem Widerstand 6306 verbunden. Gleichzeitig liegt der Anschluß seines anderen Endes an der Basis 6309 b des Transistors 6309. Der Anschluß des anderen Endes dieser Wicklung 6310 ist mit dem Widerstand 6306 über den Kondensator 6311 verbunden und liegt am Eingang 62 über den Kondensator 6312 einer variablen Kapazitätsdiode 6313 und einem Tiefpaßfilter 6314. Zwischen dem. Anschluß 6307 der Spannungsquelle und der Erde ist ein Serienkreis, der durch einen Widerstand 6315 und einen variablen Widerstand 6316 gebildet wird und der Schleifkontakt des variablen Widerstandes 6316 eingefügt, wobei letzterer mit dem Verbindungspunkt der bereits erwähnten Kapazitätsdiode 6316 und dem Kondensator 6312 über einen Widerstand 6317 verbunden ist. Der Transistor 6309 ist dadurch als Emitterverstärker ausgebildet, daß sein Kollektor 6309 c mit der Spannungsquelle 6307 verbunden ist. Eine Ausgangsspannung wird von den beiden Enden des Transistors 6319 abgeleitet und mit dem Emitter 6309 1 verbunden. Die am Emitter 6309 e des Transistors 6309 gewonnene Ausgangsspannung wird dem Transistor 6320 zugeführt, der einen Verstärker in der letzten Stufe darstellt, und ist mit dem nachfolgenden Frequenzvervielfacher 64 über einen Ausgangstransformator 6321 verbunden.

Wie aus dem Aufbau des Phasenmodulators 63 ersichtlich ist, stellt der Transistor 6302 in Verbindung mit der Wicklung 6310 dem Kondensator 6311 und der variablen Kapazitätsdiode 6313 einen abgestimmten Verstärker dar, der auf die bereits erwähnte Zwischenfrequenz abgestimmt ist und dessen Signalausgang gemäß der Änderung der variablen Kapazitätsdiode gemäß des Spannungswertes des über den Eingang 62 gelangenden quantisierten Signals phasenmoduliert ist. Wenn also die quantisierten Signale vom Eingang 62 die Spannungswerte 0, Vl, V2 und V3 haben, was im Vierercode eine »0«, »1«, »2« und »3« bedeutet, dann ändert sich die Kapazität der Kapazitätsdiode entsprechend diesen Spannungswerten mit dem Ergebnis, daß die Resonanzfrequenz des Abstimmkreises sich ändert und infolgedessen eine Phasenmodulation des Verstärkers stattfindet. Der Grad dieser Phasenmodulation wird in folgender Weise bestimmt: Wenn die Frequenz des Zwischenfrequenzträgers 31,25 MHz ist und die Frequenz des vom Sender übertragenen Trägers 2000MHz, dann ist der Multiplikationsfaktor des Frequenzvervielfachers = 64. In diesem Fall kann der Vervielfacher 64 aus sechs Frequenzverdopplern bestehen. Je größer also der Vervielfachungsfaktor des Frequenzvervielfachers ist, desto besser läßt sich die Phasenmodulation mit dem Transistor 6302, der einen abgestimmten Verstärker darstellt, ausführen, so daß die Phasendifferenz zwischen jedem Spannungswert des quantisierten Signals 90° : 64, also 1,41° beträgt. Wie aus dem Vorhergehenden ersichtlich ist, ist der Grad der Phasenmodulation beim abgestimmten Verstärker sehr klein, so daß es notwendig ist die Frequenz des Oszillators 61 sehr konstant zu halten. Diese wird deshalb durch einen Quarzoszillator gesteuert.

Wie bereits beschrieben wurde, genügt ein Bruchteil einer Phasenmodulation beim zwischenfrequenten Träger, der anschließend frequenzvervielfacht wird, um die erforderliche Phasenmodulation des radiofrequenten Trägers zu erhalten.

In dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird zwar die Methode der Phasensynchronisation zur Synchronisierung der Bezugsphasen des Bezugssignals empfangsseitig verwendet, eine Synchronisierung kann jedoch auch durch eine Frequenzvervielfachung oder Frequenzteilung erfolgen, wie sie bereits von der Telegrafentechnik her durch Phasenmodulation bekannt ist.

Claims

Patentanspruch:

Übertragungssystem, bei dem die zu übertragende Nachricht, beispielsweise ein Vielkanalgemisch, nach dem Zeitmultiplexverfahren aufbereitet wird und dann die zeitmultiplexen Signale in vier Spannungswerte quantisiert werden und als in dieser Weise codierte Signalelemente jedem Komponentenpaar des Trägers, deren Phase jeweils um 90° zueinander verschoben sind, durch eine sogenannte Phaseninversionsmodulation aufmoduliert werden, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der codierten Signalelemente innerhalb einer dem Zeitmultiplexsystem zugrunde liegenden Zeiteinheit nur einem Kanal zugeteilt ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

709 518/185 2.67 © Bundesdruckerei Berlin