DE2112842B2

DE2112842B2 - Schaltungsanordnung für einen Transistor-Gegentaktverstärker

Info

Publication number: DE2112842B2
Application number: DE2112842A
Authority: DE
Inventors: Tadao Tokyo Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1970-03-26
Filing date: 1971-03-17
Publication date: 1981-07-09
Also published as: GB1321946A; FR2083614A1; CA926477A; JPS5027344B1; DE2112842C3; US3681659A; DE2112842A1; NL7104017A; NL171213C; FR2083614B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Aus »Wireless World, Juni 1%8, Seiten 154- 15b« ist eine Schutzschaltung für einen Transistorverstärker bekannt, die auf den Ausgangsstrom und die Ausgangsspannung des Verstärkers anspricht. Wie auf Seite 155, rechte Spalte, Zeilen 9 — 21, angegeben ist, muli der Betrieb der bekannten Schutzschaltung durch eine Grenzlastlinie festgelegt sein, wenn eine Blindlast angesteuert werden soll, wobei IM einen Sicherheitsgren/.wert bildet (Fig. 6 sowie Seite 155, mittlere Spalte, Abs. 3). IM muß dabei 2,25 Amper bei einem Ausgangsspit/cnstrom von einem Amper und einer Last von Ib Ohm betragen. Dies hat zur Folge, daß der l.cistungsverbraiich des Ausgangslransistors entsprechend dem erhöhten Ausgangsstrom /unimmi, wenn die Last kurzgeschlossen wird.

Der F.rfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Schutzschaltung der eingangs genannten so auszubilden, daß bei möglichst einfachem Schaltungsaufbau der Leistungsvcrbraiich im Betrieb der Schutzschaltung möglichst gering ist.

Gelöst wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs I angegebenen Merkmale.

Bei dieser Schutzschaltung ändert sich die Schutzgrenz.linie in Abhängigkeit von tier l.asispannung, so daß der l.eislungsverbraiich des Ausgangstransistors verringert wird, wenn die Last kurzgeschlossen wild.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. I —8 beispielsweise erläutert. Es zeigt

F" i g. I ein Schaltbild eines mit der Schutzschaltung

ausgestatteten Gegentaktverstärkers,

F i g. 2 ein Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 1,

F i g. 3 ein Ersatzschaltbild eines Teils der Schaltung der F i g. 1,

Fig.4—6 Diagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 1,

F i g. 7 ein Schaltbild einer weiteren Ausführurigsform der Erfindung, und

F i g. 8 ein Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der F i g. 7.

Fi g. 1 zeigt einen Tonfrequenzverstärker 1 mit einer Ausgangsschaltung 2 in Form eines Transistor-Gegentaktverstärkers, der aus zwei im Gegen takt geschalteten Verstärkerstufen 2A und 2ß besteht. |ede Verstärkerstufe 2Λ bzw. 2ß enthält zwei Verstärkertransistoren QX, Q2 bzw. QX', Q2' in Darlingtonschaltung und einen vorgeschalteten Transistor Q 3 bzw. Q 3'. Den Transistoren Q I, Q 2 bzw. QV, Q 2' sind Schutztransistoren Q3 bzw. Q3' vorgeschaltet, deren Basis über einen Widerstandsspannungsteiler vorgespannt ist, der zwischen den Anschluß plus Seiner Betriebsspannungsquellc und den Anschluß für einen Last L, z. B. einen Lautsprecher, geschaltet ist. Bei jeder positiven und negativen Halbwelle des der Ausgangsschaltung 2 zugeführten Signals werden die Transistoren Q2 und Q 2' abwechselnd geöffnet und gesperrt, so daß sie die Last abwechselnd speisen.

Da die Stufe 2ß, die bei der negativen Halbwelle des Signals arbeitet, den gleichen Aufbau wie die Stufe 2A hat, wird nur die Stufe 2/1 beschrieben. Beide Stufen sind am Punkt A an die Last L angeschlossen. Der Spannungsteiler besteht aus der Reihenschaltung von Widerständen RS, /?4, R 2 und R 1, die zwischen den Anschluß plus ßund den Punkt A geschaltet und deren Verbindungspunkt der Widerstände R 4 und R 5 mit der Basis des Transistors Q3 verbunden ist. Zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände R 2 und R 4 und Masse ist außerdem die Reihenschaltung einer Diode D 1 und eines Widerstandes R 3 geschaltet. Parallel zum Widerstand R 2 ist ein Kondensator Cl geschaltet. Der ausgangsseitige Verbindungspunk'. des Kondensators Cl und des Widerstandes R 2 ist auch mit dem Emitter des Transistors Q 2 verbunden. In der Stufe 2ß ist der entsprechende Verbindungspunkt mit dem Kollektor des Transistors Q 2' und dem Emitter des Transistors Q V verbunden.

Der beschriebene Gegentaktverstärker arbeitet wie folgt: Die Impedanz RL der Last L und die Widerstandswerte rl. rl, r3, r4 und r5 der Widerslände RX, R 2, RX R 4 und R 5 werden so gewählt, daß RLunil rl wesentlich kleiner als r2, r.3, r4 und r% sind; die Widerstandswerte rl, r4 und rS der Widerstände R 2, R 4 und R 5 werden so gewählt, daß r5 wesentlich größer als r2 und r4 ist, so daß der Transistor Q3 gesperrt ist, wenn der Transistor Q2 gesperrt ist. Die Werte dieser Widerstände werden beispielsweise wie folgt gewählt: rl =0,5Ω, r2 = r4=lk£2, r5 = 27kO. und r3 = 2kil. Die Spannung der Diode D 1 bei der Leitfähigkeit, die Spannung zwischen Basis und Emitter des Transistors Q 3 bei Leitfähigkeit und die Spannung zwischen Emitter und Kollektor des Ausgangstransislors Q2 sind mit VDl. ^vlil^:. bzw. VC bezeichnet, praktisch liegen die Spannungen VDund Vß/f bei 0.6 bis 0,7 Volt.

Es sei angenommen, daß sich die Transistoren Q 2 und C 2' beide gesperrt sind, und daß das Potential am Ausgangspunkt A gleich dem Massepotential ist. In

diesem Falle ist der Transistor Q 3 gesperrt, da die Widerstandswerte der Widerstände so gewählt sind, daß r5 wesentlich größer als r4, r2 und rl ist. Der Reihenschaltung aus der Diode D 1 und dem Widerstand R 3 werden ferner Spannungen zugeführt, die an den Widerständen R 2 und Rl erzeugt werden; diese Spannungen erreichen jedoch nicht die Leitfähigkeitsspannung VD1 der Diode Dl; die Diode D 1 bleibt daher in gesperrtem Zustand. In gleicher Weise werden auch der Transistor Q 3' und die Diode DY im Sperrzusttid gehalten.

Gelangt die positive Halbwelle des Signals an die Basis des Transistors QX, so wird der Ausgangstransistor Q2 leitend. Ein Ausgangsstrom IC gelangt zum Widerstand R1 und zur Last L. so daß an diesen Elementen Spannungen entsprechend dem Ausgangsstrom IC auftreten. Übersteigen die Spannungen die Leitfähigkeitsspannung VD 1 der Diode D 1, so wird die Diode D 1 leitend; infolgedessen wird für einen Teil des Ausgangsstromes /C ein NebenschluC über den Widerstand /?2, die Diode D 1 und den Widerstand R 3 geöffnet.

Die Bedingung, unter der der Transistor Q3 bei gesperrter Diode D 1 !eilend wird und die Schutzwirkung einleitet, lautet wie folgt:

Vm.2 ''<

'-.. + '4
Ci t- C₄ + Cs

/·, I₁

I heraus ergibt siel

/, ti

C, \ C,

(I)

(2)

In einer graphischen Darstellung wird die Gleichung (2) durch eine gerade Linie ;/ in Fig. 2 veranschaulicht. Die Gleichung 2 wird also im Hereich oberhalb der I inic a erfüllt, wobei der Transistor Qi leitend wird und die .Schulzwirkung einleitet. Unter diesen Umständen wird der Transistoi Qi gesteuert durch eine Spannung entsprechend der Summe einer Spannung zwischen dem Kollektor und limitier des Transistors Q₂ und einer Spannung, die durch den Kollektorstrom des Transistors Qi hervorgerufen wird. Praktisch wird der Transistor Qi jedoch kaum im Nichtbetrie'jsbereich der Diode D\ leitend gemacht; dieses Phänomen tritt im Falle ein, in dem eine Phasendifferenz /wischen dem Ausgangsslrom /<· und d_T Spannung V₍ auftritt, wenn die Last L beispielsweise induktiv ist. Ist die Spannung V( gleich Null, so isi ein maximaler Strom begrenzt auf Vm/ri; der Gradient der geraden Linie α wird lusgedrüekldurch:

I Ci

I,

c, + R₁ c,

erhall man aiis einem
folgende Gleichungen:

t R₁

(c, t

Durch Auflösen dieser Gleichungen (3) und (4) erhält man folgende Gleichungen:

c, c, + C₁ I c

In dem Hereich, in dem Diode O, leitend ist, wenn also die folgende Gleichung gilt:

Hrsai. schaltbild der Fi g. i

<0	I-	0)	V₁ + Kr,	+ R₁)	U	- I	/H lO
		(Cs-	l-c₄ +/_,)	(C,+/	3>	— /-,
(Cs	+	14 +	0> In +	*Kl) IL*		' /Il	J + r₂ r_c

(5)

(es + Cj + c,) (c, + C₁) -r.

Ferner ergibt sich folgende Gleichung aus dem Ersatzschaltbild der F i g. 3:

V₁₁₁ =-- c₄/,

(7)

Setzt man die Ausdrücke für /i und h gemäß den Gleichungen 5 und 6 in die Gleichung 7 ein und formt diese Gleichung um, so erhält man:

Vri. Ko + r\) ('4 + 's) + Q · Ol - '''zu ' 0 · ''s /·, |c_, ο + /;, (/s t- 's + C₄ + /,)} - R, 's /s

V(

im l-al

c. Ic, · ;, +r_}{!\ + C₄ + c_,)} - R₁ ■ c, -Cs _(S)

je, C₄ +C₁ (C; f C₁ + /.))

isl der Ausgangsstrom /₍ in der Gleichung 8 kleiner als Null. Praktisch ist jedoch /< ÄO; wenn daher die Impedanz Ri der Last /,größer als dieser Wert ist. bleibt der Transistor Qi im nichtleitenden Zustand und übt

ι, keinen Einfluß auf den Verstärkungsvorgang aus. Eine Kurve, die durch Gleichung (8) ausgedrückt weiden könnte, besitzt die Form der Kurve b in Fig 4. Im Hereich Λ oberhalb de. Kurve b ist der Transistor C>i leitend und begrenzt den Ausgangsstrom Ic läng^c der

ic Kurver). Isl die Impedanz Ri der Last /.kleiner als

I₁ |C, ■ C| +Q (Cs 4 C₁ + Cj)|

O ' 's

ι; so wird die Schutzwirkung eingeleitet und der Ausgangspunkt /(entsprechend der Kurve b begrenzt. Isl die Impedanz Ri der Last L größer als Ri_<t, so wird der Transistor Qi nicht leitend; der Ausgangsstrom /< wird nicht durch die Schutzschaltung begrenzt. In

",Ii diesem Falle ist ein möglicher Ausgangsstrom üblicherweise durch die Kurve c begrenzt, die ausgedrückt werden kann durch

I c, I R,) I, I

) /■

14 ι

'Ί I-<

Die obige Schutzwirkung sei weiter mit Hilfe der Kennlinien des Ausgangstransislors erläutert. Die durch die Gleichung 8 gegebenen Verhältnisse sind in I- i g. 5 veranschaulicht. Gerade Linien du, d\, dz und c/j (F i g. 5) stellen die Grenzkennlinien der Schutzschaltung dar. wenn die Lastimpedanz Ri. kleiner als Ri_lt (aufgetragen in l·'i g. 4) ist. Die Linie du ist die Grenzkcnnlinie der .Schallung, wenn die Lastimpedaiv Ri gicich Null ist. Die G'Tadc (A mil der größten Neigung ist die Grcnzkennlinie wenn die Lastimpedanz Ri gleich oiler wenig kleiner als /i_(ll isl. Hei solchen Lasiimpedan/en erfüllt die Schaltung die Schutzwirkung in Bereichen oberhalb

dieser geraden Linien; die maximalen Ströme bei solchen Lastimpcdtin/.cn sind durch die geraden Linien (L. du d₂ und di jeweils begrenzt.

Wird also die Stromquellensp.iiinung /.:'. μ mit /:\ «, angenommen, so ändert sich die Spannung V, /wischen dem Emitter und Kollektor des Ausgangstransistors Q₂ /wischen Null und E. «,. Im Falle, in dem die Lastliiic aufgrund der Lastimpedanz. Ri in einen¹ Winkel Bi liegt (der Neigungswinkel der Lastlinie gegenüber der Abszisse ist also kleiner als H\). wenn also die I astimpcdan/ R/ größer als Ri₁, ist. so existieren die geraden Begrenzungslinien du. d\, d₂ und d< nicht; die Schaltung erfüllt ihre normale Funktion, ohne daß eine Begrenzung des Ausgangsstromes I, erfolgt.

Liegt dagegen die Lastimpedanz Ri in einem Winkelbereich Θ?. so wird der Ausgangsstrom /< an den Schnittpunkten der Lastlinien Zo, Zi. Zi und Zi mit den geraden Linien du, d\. d₂ und d\ begrenzt; Ströme mit Werten, die jene der Schnittpunkte übersteigen, fließen nicht. Selbst wenn ferner die Stromquellenspannung von F. H₁ auf F₁ », geändert wird, bleiben die obigen Be/iehungen unverändert. Die Lastlinien sind in einem solchen Falle mit Zu. Z₁, Z? und Zy bezeichnet.

Der Schul/vorgang für die Ausgangsschaltung 2. basierend auf den obigen Kennlinien, ergibt sich aus I i g. b. In dieser Figur bezeichnet Z eine Lastlinie für den Fall, daß die Lastimpedanz einen bestimmten Wert oberhalb Ri,, besitzt. Liegen die Spannungen V, /wischen den Kollektoren und Emittern der Transistoren Q₂, Q₂ im Bereich zwischen Null und F. «, (E. n, ist die Betriebsspannung und 2E₄ n\ ( — E, «, —\- E, H₁) wird /wischen Kollektor des Transistors Q₂ und Emitter des Transistors Q₂ in F i g. 1 angelegt), so befinden sich die Dioden D, und D₂ im Linschaltzustand; der Ausgangsstrom /, wird durch die geraden Begrenzungslinien du. du d₂. di und di entsprechend den Lastimpedanzen beim Hinschaltvorgang des Transistors Qi begrenzt. Sind die Spannungen V, der Transistoren Q₂. Q₂ zwischen Emitter und Kollektor größer als die Betriebsspannung E. /j., so sind die Dioden Di, D₁ im nichtleitenden Zustand, ebenso auch die Transistoren ζ>). Qi. Infolgedessen wird der Ausgangsstrom /< durch die gerade Linie ..(Fi g. 2) begrenzt. Die Bereiche A und A ' sind also Schut/.bereiche der Transistoren Q₂. Q₂. in denen die Ausgangsströme /₍ die Transistoren nicht durchfließen.

Bei der obigen Beschreibung ist die Lastlinie Zfürdcn Fall angenommen, in dem die Last L ein reiner Widerstand ist. Praktisch besitzt jedoch ein Lautsprecher beispielsweise eine induktive Charakteristik; in diesem Falle bildet die Lastlinie eine Ellipse Z; mit der Lastlinie ZaIs langer Achse. Bei kleinem Ausgang greift <!ie Ellipse Z_; in die Bereiche A und A' nicht ein; bei großem Ausgang besteht dagegen die Möglichkeit, daß die Ellipse Zi in die Bereiche A. A ' für den Schutz der Transistoren Q₂-Q₂ eingreift, wodurch der Schutztransistor ζ)ϊ eingeschaltet wird und das Ausgangssignal abschaltet.

Um eine solche Möglichkeit auszuschließen, wird bei einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung eine Vorspannung, erzeugt durch Gleichrichten der in der Last /. erzeugten Ausgangsspannung, R₂. R, besteht. Der Schaltwcrt des Schutztransistors Q_t wird daher entsprechend der Ausgangsspannung geändert, womit sich die Bereiche der Schutzzonen A und A ändern; auf diese Weise wird ein Abschalten im Falle einer induktiven Last vermieden.

I'i g. 7 veranschaulicht ein abgewandeltes Ausfiihrungsbcispicl der Erfindung, das für eine solche Funktion geeignet ist. Die an der Last /. erzeugte Spannung wird durch Dioden Di. Dy gleichgerichtet. Das gleichgerichtete Ausgangssignal wird Tcilerpunkten zugeführt, an denen die Widerstände R₁, Ri in die Widerstände Wj.,, /?ihund Ru und Rit, unterteilt sind. Die Potentiale der Kathoden und Anoden der Dioden D₁, D₂ werden entsprechend der Ausgangsspannung vorgespannt, wodurch sich die Schaltwerte der Schutztransistoren Qi. Qi ändern.

Die Schutzzonen A. A' bewegen sich infolgedessen entsprechend + E\ und — E\ nach außen und verhindern, daß die elliptische Lastlinie Z; in die Bereiche A. A' eingreift. Wenn sich also die elliptische Lastlinie Z; vergrößert, vergrößert sich das Ausgangssignal, so daß sich die Bewegungen + £1 und —/Ti der Zonen A, A' vergrößern und eine Unterbrechung des Ausgangssignals verhindern.

Die Schutzzonen bewegen sich somit entsprechend der Ausgangsspannung und vermeiden eine Unterbrechung des Ausgangssignals selbst im Falle einer induktiven Last. Bei einem Kurzschluß der Last und einer dadurch bedingten Verringerung der Lastimpedanz Ri unter einen bestimmten vorgegebenen Wert Ri₁₁. wird der Schutzvorgang eingeleitet; die Ansprechgeschwindigkeit ist außerordentlich hoch, so daß der Ausgangstransisior zuverlässig geschützt wird.

Der Wert der Lastimpedanz Ri_ty. bei welchem die Schutzwirkung eingeleitet wird, kann ferner geeignet gewählt werden: dieser Wert kann auf eine relativ niedrige Impedanz eingestellt werden, so daß die Last innerhalb eines weiten Bereiches gewählt werden kann: es können beispielsweise eine größere Anzahl von parallelgeschalteten Lautsprechern Verwendung finden.

Ist die Lastimpedanz /?/<,. bei der der Schutzvorgang eingeleitet wird, verhältnismäßig niedrig, so kann die Schutzschaltung so ausgebildet werden, daß sie nur bei einem Kurzschluß der Last wirksam wird. Es kann nämlich sein, daß bei Musikgeräuschen kurzzeitig ein sehr großer Strom fließt, während der Mittelwert dieses hohen Augenblicksstromes verhältnismäßig klein ist.

Die Erfindung wurde anhand der Fälle erläutert, in denen positive und negative Stromquellen benutzt werden und die Last L direkt zwischen den Ausgangspunkt A und Masse geschaltet ist. Die Erfindung ist jedoch auch bei einer Schaltung anwendbar, bei der eine positive oder negative Stromquelle benutzt wird und ein Kondensator in Reihe zur Last L geschaltet ist. In einem solchen Fall ist der Kondensator zwischen die Last L und Masse geschaltet: der Verbindungspunkt des Kondensators mit der Last L wird als Massepunkt des Schutzsystemes (gleichstrommäßig betrachtet) verwendet.

Hierzu 5 HIaU Zeichnungen

Claims

Pateritansprüche:

1. Schaltungsanordnung für einen Transistor-Gegentaktverstärker, bestehend aus zwei im Gegentakt geschalteten Verstärkerstufen mit jeweils einem Verstärkertransistor und einem vorgeschalteten Schutztransistor, dessen Basis über einen Widerständsspannungsteiler vorgespannt ist, der zwischen den einen Anschluß der Betriebsspannungsquelle und den Anschluß für die Last geschaltet ist, wobei die Basis des Schulztransistors an den Verbindungspunkt zwischen dem ersten und zweiten Widerstand des Spannungsteilers und der Emitter des Verstärkertransistors zwischen den zweiten und dritten Widerstand des Spannungsteilers geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den zweiten und dritten Widerstand (R4, Rl) des Spannungsteilers ein vierter Widerstand (R 2) geschaltet ist, und daß am Verbindungspunkt zwischen dem vierten Widerstand (R 2) und dem zweiten Widerstand (R 4) die Reihenschaltung einer Diode (Dl) und eines Widerstandes (R 3) angeschlossen ist, deren vom Verbindungspunkt abgewandtes Ende an den Bezugspunkt geschaltet ist.

2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (R3) der Reihenschaltung (D 1. R Ϊ) in zwei Teilwiderstände (R 3u, R3b) unterteilt ist, deren Veibiiidungspunkl über eine weitere Reihenschaltung einer Diode (D3) und eines Widerstandes mit der Last (L) verbunden ist.