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Gleichrichtende elektrische Schaltung Die vorliegende Erfindung betrifft
eine gleichrichtende elektrische Schaltung mit einem Eingang zum Einspeisen einer
Wechselspannung und einem Ausgang, an welchem ein von der Grösse der Eingangsspannung
abhängiges Gleichstromsignal abnehmbar ist.
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Es ist bereits eine Schaltung dieser Art bekannt, bei welcher zwischen
dem Eingang und dem Ausgang der Schaltung ein Wechzelspannungsverstärker und ein
nachfolgendes gleichrichtendes Schaltungsglied eingeschaltet sind und ein Spannungs-Gegenkopplungspfad
von der dem Ausgang zugewandten Seite des gleichrichtenden Schaltungsgliedes zum
Verstärkereingang zurückgeführt ist. Im Gegenkoppkungspfad befindet sich ein ohmscher
Widerstand, der einen linearen Zusammenhang zwischen dem hindurchfliessenden Strom
und dem am Widerstand auftretenden Spannungsabfall zeigt. Eine solche elektrische
Schaltung hat die Eigenschaft, eine in-hohem Mass lineare Gleichrichtung der an
den Eingang gelegten Wechselspannung herbeizuführen. Die Linearität der Gleichrichtung
nimmt mit steigendem Verstärkungsgrad des Verstärkers zu.
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Die der Erfindung zu Grunde liegende Aufgabe besteht darin, eine
gleichrichtende elektrische Schaltung zu schaffen, welche eine vorbestimmte nichtlineare
Abhängigkeit des Gleichstromsignals von der eingespeisten Iechselspannung zeigt.
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Zur Lösung dieser Aufgabe wird von der erwähnten bekannten Schaltung
ausgegangen, bei welcher zwischen dem Ein gang und dem Ausgang der Schaltung ein
Wechselspannungsverstärker und ein nachfolgendes gleichrichtendes Schaltungsglied
eingeschaltet sind und ein Spannungs-Gegenkopplungspfad von der dem Ausgang zugewandten
Geite des gleichrichtenden Schaltungsgliedes zum Verstärkeretagang zurückgeführt
ist.
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Die Erfindung liegt zur Hauptsache darin, dass der Gegenkopplungspfad
ein einen Spannungsabfall erzeugendes Schaltungsglied mit einer nichtlinearen Strom-Spannungs-Charakteristik
entsprechend der gewtinschten Abhangigkeit des Gleichstromsignals von der eingespeisten
Wechselspannung enthält.
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Bei dieser erfindungsgemässen Schaltung hat die Kennlinie des dem
Verstärker nachgeschalteten gleichrichtenden Schaltungsgliedes praktisch keinen
influss auf die Gleichrichter-Charakteristik der Schaltung. Die Gleichrichter-Charakteristik
wird praktisch einzig und allein von der Strom-Spannungs-Charakteristik des im Gegenkopplungspfad
liegenden Schaltungsgliedes bestimmt.
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weitere Einzelheiten und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus
den Ansprüchen, aus der nun folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen und
aus den zugehörigen Zeichnungen, in denen einige Ausfilhrungsmöglichkeiten der erfindungsgemässen
Schaltung schematisch und rein beispielsweise veranschaulicht sind.
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Fig. 1 zeigt ein erstes AusführungsbeiQtiel der Schaltung für Einweggleichrichtung;
Fig. 2 stellt den zeitlichen Verlauf der- Spannungen -am Eingang und am Ausgang
der Schaltung nach Fig. 1 dar, für den Fall, dass das im Gegenkopplungspfad liegende
Schaltungsglied
eine sogenannte quadratische, d.h. mit der zweiten
Potenz ansteigende Srom-spannungs-Charakteristik aufweist; Fig. 3 zeigt eine analoge
Darstellung der Spannungen am Eingang und am Ausgang der Schaltung nach Fig. 1,
für den Fall, dass das im Gegenkopplungspfad liegende Schaltungsglied eine logarithmische
Strom-Spannungs-Charakteristik aufweist; Fig. 4 und 5 zeigen verschiedene Ausführungsvar:ianten
ies im Gegenkoplungspfad enthaltenden Schaltungsgliedes; Fig. 6 veranschaulicht
eine Ausführungsform der Schaltng für Zweiweggleichrichtung; Fig. 7 stellt den zeitlichen
Verlauf der Spannungen am Eingang und am Ausgang der Schaltung nach Fig. 6 dar,
für den Fall, dass das Schaltungsglied in den Gegecopplungspfaden der beiden Verstärker
eine logarithmische Strom-Spannungs-Charakteristik autiweist; Fig. 8 veranschaulicht
ein weiteres Ausführungsbeispiel der Schaltung für Einweggleichrichtung; Fig. 9
stellt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Schaltung für Zweiweggleichrichtung
dar; Fig. 10 zeigt zur Kompensation von Temperatureinflüssen dienende zusätzliche
Schaltungsmassnahmen, die an jeder der in den Fig. 1, 6, 8 und 9 veranschaulichten
Schaltungen anwendbar ist.
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Zur grundsätzlichen Erläuterung der Erfindung wird zunächst auf das
Ausführungsbeispiel zemäss Fig. 1 verwiesen.
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Die dort dargestellte elektrische Schaltung weist einen Eingang mit
zwei Elemmen 11 und 12, sowie einen Ausgang mit zwei Klemmen 13 und 14 auf. Je eine
der Eingangs- und Ausgangsklemmen, nämlich 12 und 14, sind miteinander direkt verbunden
und an Masse gelegt. Die andere Eingangsklemme 11 steht über einen ohmschen Widerstand
R0 mit dem einen Pol des Einganges eines Wechselspannungsverslärkers 15 in Verbindung,
dessen anderer Eingangsol an Masse liegt. Der Verstärkerausgang
ist
über ein gleichrichtendes Schaltungsglied 16, z.B. eine Halbleiterdiode mit weitgehend
beliebiger Kennlinie an die Ausgangsklemme 13 angeschlossen. Ein Spannungs-Gegenkopplungspfad
17 ist von der Ausgangsklemme 13 zum Verstärkereingang zurückgeführt. Dieser Gegenkopplungspfad
enthält ein einen Spannungsabfall erzeugendes Schaltungsglied Rx mit einer nichtlinearen
Strom-Spannungs-Charakteristik. Im vorliegenden Beispiel ist das Schaltungsglied
Rx durch eine Diode 18 gebildet, das jedoch nicht die Aufgabe hat, einen Strom gleichzurichten,
sondern lediglich als nichtlinearer Widerstand dient. Die Polung der Dioden 16 und
18 muss aufeinander abgestimmt sein, so dass diese Dioden mit gleicher Durchlassrichtung
in Reihe in einem Strompfad zwischen dem Verstärkereingang und dem Verstärkerausgang
liegen. Dabei könnte die Polarität der beiden Dioden 16 und 18 auch umgekehrt als
in Fig. 1 sein.
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Ein zweiter Gegenkopplungspfad 19 führt direkt vom Verstärkerausgang
zum Verstärkereingang. Dieser zweite Gegenkopplungspfad 19 enthält ein gleichrichtendes
Schaltungsglied 20, z.B.
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eine Diode, deren Polarität jener im ersten Gegenkopplungspfad 17
entgegengesetzt ist. Während also die Dioden 16 und 18 jeweils nur für die eine
Halbwelle der Wechselspannung am Verstärkerausgang durchlässig sind, ist die Diode
20 jeweils nur für die andere Halbwelle der genannten Wechselspannung durchlässig.
Auf diese Weise ist gewährleistet, dass der Verstärker 15 während jeweils einer
Halbwelle über den Pfad 17 und während der andern Halbwelle über den Pfad 19 gegengekoppelt
ist. Damit eine Gegenkopplung, d.h. negative Rückkopplung entsteht, ist es erforderlich,
dass die Eingangs-Wechselspannung und die Ausgangswechselspanung des Verstärkers
15 atets um 180° gegeneinander verschobene Phase aufweisen.
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Die Gebrauchs- und Wirkungsweise der beschriebenen Schaltung gemäss
Fig. 1 ist wie folgt: Der Momentanwert der in den Eingang 11, 12 der Schaltung eingespeisten
Wechseispannung ist uo, der Momentanwert der
Wechselspannung am
Verstärkereingang ist u1 und der Momentanwert der Gleichspannung am Ausgang 13,
14 der Schaltung ist u2. Der durch den ohmschen Widerstand R0 fliessende Strom hat
den Momentanwert io, während der durch den Gegenkopplungspfad 17 fliessende Strom
den Momentanwert ix hat. Der Verstärkungsgrad des Verstärkers 15, einschliesslich
des Spannungsabfalles über der Diode 16, beträgt G. Demzufolge gilt: U2 u1 = - 2/G
(1) Ausserdem gelten die Spannungsgleichungen : - u0 + R0 i io + U1 = 0 (2) - u1
+ Rv . iv + u0 = 0 (3) Durch Einsetzen von (1) in (3) und durch Umformen erhält
man U2 (1 + 1 x (4) = -R . i Nimmt man an, dass der Verstärkereingang im Vergleich
zu sehr hochohmig ist oder/und eine hohe Transferimpedanz besitzt, was in der Praxis
durchaus der Fall ist, dann kann man näherungsweise annehmen-, dass io = ix = i.
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Unter dieser Voraussetzung lässt sich der Strom i aus (2) berechnen:
= 1/R0 (u0 u1) Durch Einsetzen von (1) ergibt sich:
Setzt man den zuletzt ermittelten Ausdruck für den Strom i in der Gleichung (4)
ein, erhält man:
Wenn der Verstärkungsfaktor G gross ist, z.B. G = 1000, dann ist
G vernachlässigbar klein, und die Gleichung (6)-wird näherungsweise
Die zuletzt erhaltene Gleichung (7) zeigt, dass der Momentanwert u2 der Spannung
am Ausgang 13, 14 nicht nur proportional dem Momentanwert u0 am Eingang 11, 12 ist,
sondern auch proportional dem nichtlinearen Widerstand Rx im Gegenkopplungspfad
17. Da u2 = - X u i und i = R . uOs besteht zwischen der Ausgangsspannung u2 und
der Eingangsspannung u der gleiche nichtlineare Zusammenhang wie zwischen dem Strom
durch das Schaltungsglied 18 und dem an diesem Glied 18 entstehenden Spannungsabfall.
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Das gilt natürlich nur für jene Halbwellen der lFechselspannung,
in denen die Dioden 16 und 18 durchlassig sind, d.h.
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im vorliegenden Beispiel für positive Werte von uO. In den anderen
Halbwellen ist die Spannung u2 am Ausgang 13, 14 gleich Null. Es ergibt sich somit
eine Einweggleichrichtung.
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Für den Fall, dass das Schaltungsglied Rx in seiner Durchlassrichtung
einen mit der zweiten Potenz der Stromstärke ansteigenden Widerstandswert aufweist,
wird u - Konstante . uo2 wenn uO positiv ist. Der sich dabei ergebende Verlauf der
Spannungen u und u2 ist in Fig. 2 dargestellt.
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Wenn hingegen der Widerstandswert des Schaltungsgliedes Rx eine logarithmische
Funktion der Stromstärke ist, dann wird die Ausgangsspannung u2 = k1 + k2 log i
= k1 + k3 log u wenn u0 positive ist. k1, k2 und k3 sind Konstantene Der sich ergebende
zeitliche Verlauf der Spannungen u0 und u2 ist in Fig. 3 veranschaulicht.
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Um die gewünschte Strom-Spannungs-Charakteristik des nichtlinearen
Schaltungsgliedes Rx zu erhalten, kann es notwendig sein, eine oder mehrere Dioden
mit einem oder mehreren ohmschen Widerständen durch Reihen- oder Parallelschaltung
zu kombinieren. Beispiele hierfür sind in den Fig. 4 und 5 gegeben. Nach Fig. 4
ist eine erste Diode 21 mit einem ohm--schen Wilderstand 22 in Reihe geschaltet,
während eine zweite Diode 23 an die erwähnte Reihenschaltung parallel angeschlossen
ist. Im Beispiel von Fig. 5 sind lediglich eine Diode 24 und ein ohmscher Widerstand
25 miteinander in Reihe geschaltet.
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Die starke Spannungs-Gegenkopplung, die von der Ausgangsklemme 13
der Schaltung über den Pfad 17 zum Verstärkereingang führt, bringt als weitere Vorteile,
dass die Kennlinie der gleichrichtenden Diode 16 praktisch keinen Einflilss auf
die Ausgangsspannung u2 hat, und dass die Ausgangsspannung u2 weitgehend unabhängig
von der an die Ausgangsklemmen 13 und 14 angeschlossenen Belastung ist. Ein allenfalls
auftretendes Absinken der Ausgangsspannung infolge hoher Belastung wird durch entsprechende
Reduktion der Gegenkopplung automatisch kompensiert.
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Das in Fig. 6 dargestellte zweite Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen
Schaltung gewährt eine Zweiweggleichrichtung, bei der während jeder Halbwelle der
Wechselspannung u eine AusgangsgleichsparmlIng u2 auftritt. Die Schaltung nach Fig.
6 ist im wesentlichen eine Verdoppelung der in Fig. 1 gezeigten Schaltung in Gegentaktanordnung.
Im einen Kanal sind die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 benutzt, im anderen
Kanal jedoch entsprechende Bezugszeichen mit einem Beistrich. An die Eingangsklemmen
11 und 12 der Schaltung ist die Primärwicklung 26 eines transformatorischen Uebertragers
27 angeschlossen, der zwei gleiche Sekundärwicklungen 28 und 28 aufweist. Das eine
Ende jeder Sekundärwicklung liegt an Isse, während das andere Ende der einen Sekundärwicklung
28 mit dem Widerstand Ro des einen Kanals und das
entsprechende
Ende der andern Sekundärwicklung 28' mit dem Widerstand Rol des andern Kanals in
Verbindung steht. Die Ausgänge beider Kanäle sind an die ihnen gemeinsame Ausgangsklemme
15 angeschlossen.
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Die beiden nichtlinearen Schaltungsglieder Rx und Rx' in den Gegenkopplungspfaden
17 und 17t haben eine übereinstimmende Strom-Spannungs-Charakteristik. Für den Fall,
dass die Widerstandswerte der Schaltungsglieder Rx und Rxl eine logarithmische Funktion
des Stromes sind, ergibt sich der in Fig. 7 dargestellte zeitliche Verlauf der Spannungen
u und u2. Wird an die Ausgangsklemmen 13 und 14 der Schaltung nach Fig. 6 ein Gleichstromgalvanometer
angeschlossen, so entspricht der Ausschlag des Galvanometerzeigers dem Logarithmus
der Eingangsspannung an den Klemmen 11 und 12.
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Die Skala des Galvanometers kann daher mit linearer Teilung unmittelbar
in Dezibel oder Neper geeicht werden. Sei geeigneter Dimensionierung der Verstärker
15 und 15t gelingt es, auf dem Galvanometer eine sich über 30 oder 40 Dezibel erstreckende,
streng lineare Teilung der Skala zu erhalten.
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Eine Anordnung mit der Schaltung nach Fig. 6 und einem nachfolgenden
Gleichstromgalvanometer ist vorzüglich zur Verwendung als Aussteueamgsmesser in
Tonstudios für Radio, Fernsehen und Film geeignet.
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In Fig. 8 ist eine abgeänderte Ausführung der Einweggleichrichter-Schaltung
nach Fig. 1 veranschaulicht. Der haupt sächliche Unterschied besteht darin, dass
anstelle der Diode 16 (Fig. 1) nun ein Transistor 30 als gleichrichtendes Schaltungsglied
dem Verstärker 15 nachgeschaltet ist. Dabei ist die Basis des Transistors 30 mit
dem Verstärkerausgang verbunden, während der Emitter an die Ausgangsklemme 13 der
Schaltung und der Kollektor an eine konstante Gleichstromquelle 31 angeschlossen
sind. Beim dargestellten Beispiel und der gezeigten Polung der Diode 18 im Gegenkopplungspfad
17 ist der Transistor 30 ein p-n-p-Typ. Er wirkt nicht nur als gleichrichtendes
Schaltungsglied, sondern zugleich auch
als zusätzliche Verstärkerstufe
in der Emitterschaltung, die am Ausgang 13, 14 einen besonders niedrigen Innenwiderstand
der Schaltung gewährleistet. Demit wird die Wirkung der Schaltung noch mehr unabhängig
von der äusseren Belastung, die an den Ausgangsklemmen 15 und 14 angeschlossen wird
Als weiterer Unterschied gegenüber der Schaltung von Fig. 1 ist zu erwähnen, dass
im zweiten Gegenkopplungspfad 19 anstelle der Diode 20 nun ebenfalls ein Transistor
32 vorhanden ist. Die Basis des Transistors 32 ist mit dem Verstärkerausgang verbunden,
der Emitter ist an den Verstärkereingang angeschlossen, und der Kollektor steht
mit einer konstanten Gleichstromquelle 33 in Verbindung. Dieser zweite Transistor
32 ist ein n-p-n-Typ, damit die erforderliche Durchlassriohtung zwischen Basis und
Emitter gewährleistet ist. In jenen Halbwellen, in denen die Ausgangsspannung u2
jeweils Null ist, bewirkt der Transistor 32 nicht nur eine kräftige Gegenkopplung
des Verstärkers 15, sondern auch ein Kursschliessen des Verstärkereinganges, wodurch
gegebenenfalls störende .Spannungsspitzen im Verstärirr -vermieden werden.
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Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 8 ist im übrigen gleich
wie jene der Schaltung gemass Fig. 1.
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Fig. 9 zeigt eine Schaltung fur Zweiweggleichrichtung, die analog
der Schaltung nach Fig. 6 ausgebildet ist, aber die Abänderungen gemäss Fig. 8 aufweist.
Am Ausgang 13, 14 tritt in jeder Halbwelle der Eingangswechselspannung uO ein Gleichstromsignal
u2 auf, das weitgehend unabhängig von der äusseren BiNstung ist. Der Zusammenhang
zwischen der Eingangsspannung u0 und der Ausgangsspannung u2 ist wieder praktisch
ausschliesslich durch die Strom-Spannungs-Charakteristik der nichtlinearen Schaltungsglieder
Rx und Rxt in den Gegenkopplungspfaden 17 und 171 bestimmt.
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Die Tatsache, dass die Ausgangsspannung-uz direkt proportional dem
Widerstandswert Rx bzw. Rx' im Gegenkopplungspfad ist, kann sich insofern nachteilig
auswirken, als die
zur Gewinnung einer bestimmten Charakteristik
benutzten Dioden oder andern Halbleiterelemente, z.B. auch Transistoren, meistens
ihre Eigenschaften unter dem Finfluss der Temperatur beträchtlich andern In der
Gleichung u2 = k1 + + k log u ist der Summand k1 verhältnismässig stark temperaturabhängig.
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Diesem Nachteil kann man natürlich dadurch beßegnen,- dass die ganze
Schaltung in einen Behälter mit konstanter Temperatur (mit Thermostet) eingebaut
wird. Statt desser-oder zusätzlich kann die Schaltungserweiterung gemäss Fig. 10
zur Anwendung gelangen.
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Durch den Block 40 ist eine der bisher beschriebenen Schaltungen
mit Eingangsklemmen 11, 12 und Ausgangsklemmen 13, 14 dargestellt. Die Ausgangsklemme
14 ist direkt mit einer weiteren Anschlussklemme 42 verbunden, während die Ausgangsklemme
13 über ein Halbleiterelement ni, das eine Diode sein kann, mit einer zusätzlichen
Ausgangsklemme 41-in Verbindung steht. Die remme 41 ist ferner ueber einen ohmschen
Widerstand Rk mit einer Gleichstromquelle 44 verbunden.
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Die Gleichstromquelle 44 lisfert über den Widerstand Rk einen konstanten
Strom daron des Halbleiterelement 43. Letzteres ist derart gewählt, dass sein Durchlasswiderstand
möglichst die gleiche Temperaturabhängigkeit zaigt wie die Schaltungsglieder Rx
und Rx'. Ueber dem Halbleiterelement 43 entsteht dabei ein Spannungsabfall mit wenigstens
annähern?-. der gleichen Temperaturabhängigkeit, wie sie die Spannung u2 an es den
Klemmen 13, 14 zeigt. Darcit erreicht man, dass die-Ausgangsspannung u3 an den Anschlussklemmen
41 und 42 erheblich weniger oder praktisch kaum mehr temperaturabhängig ist Es gilt:
= k1 + k3 log u2 wobei jetzt der Sujrand k4, im Gegensatz zu dem vorstehend erwähnten
Summanden K1, nur noch eine verhältnismässig geringe oCet gar keine Temperaturabhängigkeit
mehr aufweist.
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Die beschriebene einfache Kompensation der Temperatureinflüsse ist
deshalb möglich, weil die an den Klemmen 13 und 14 erscheinende Ausgangsimpedanz
der Gleichrichterschaltung nach Fig. 1, 6, 8 oder 9 verhältnismässig klein ist,
wie schon weiter oben dargelegt wurde, so dass die Ausgangsimpedanz im Vergleich
zum lliderstandswert des Halbleiterelementes 43 vernachlässigbar ist. Dies ist in
besonders hohem Mass bei den Schaltungen nach Fig. 8 und 9 der Fall.
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Da den Schaltungsgliedern Rx und Rxt in den Gegenkopplungspfaden
17 bzw. 17' keine gleichrichtende Fwaktion zukommt, ist es nicht nötig, in diesen
Schaltungsgliedern Dioden oder Transistoren zu verwenden. Statt solchen können auch
andere Bauteile mit einem nichtlinearen Widerstandswert zur Anwendung gelangen.