DE19546588A1

DE19546588A1 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe

Info

Publication number: DE19546588A1
Application number: DE19546588A
Authority: DE
Inventors: Klaus Dipl Ing Fischer
Original assignee: Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Current assignee: Osram GmbH
Priority date: 1995-12-13
Filing date: 1995-12-13
Publication date: 1997-06-19
Also published as: KR970058386A; EP0779768A3; CN1155825A; EP0779768B1; DE59605182D1; EP0779768A2; US5828187A; JPH09219293A; KR100432541B1; CN1199525C; CA2192506C; CA2192506A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren bzw. eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe nach dem Oberbegriff der Ansprüche 1 und 2 bzw. nach Anspruch 11.

In Lampenvorschaltgeräten zum hochfrequenten Betrieb von Niederdruck entladungslampen wird die Netzspannung gleichgerichtet und geglättet. Diese Gleichspannung wird üblicherweise mit einem Inverter, der vorzugs weise als Halbbrückenanordnung ausgestaltet ist, in eine hochfrequente Wechselspannung umgewandelt, mit der über eine Serienschwingkreis anordnung die Lampe mit elektrischer Energie versorgt wird.

Bei derartigen Schaltungen sind die Schaltelemente mit einer Ansteuer leistung im Takt der Schaltfrequenz zu versorgen.

Im Leistungsbereich bis 25W werden zur Zeit üblicherweise fast aus schließlich sogenannte freischwingende Schaltungskonzepte eingesetzt, die zur Steuerung von Schaltelementen (insbes. Transistoren) des Inverters bzw. der Halbbrücke entweder separate Stromwandler (Sättigungsstrom wandler oder als Übertrager mit definiertem Luftspalt) oder Sekundär wicklungen auf der Lampendrossel mit signalumformenden Netzwerken für jeden Halbbrückenschalter vorsehen. "Freischwingend" bedeutet in diesem Zusammenhang, daß die Ansteuerleistung für die Schaltelemente des Inverters unmittelbar aus dem Lastkreis entnommen wird.

Diese freischwingenden Schaltungskonzepte haben jedoch den Nachteil, daß Verluste in den Ansteuerschaltungen (Sättigungsstromwandler, Sekun därwicklungen auf der Lampendrossel mit signalumformenden Netzwer ken) den Wirkungsgrad der Gesamtanordnung beeinträchtigen und daß eine relativ hohe Anzahl von Bauteilen (Ansteuerschaltungsbauteile) benötigt wird.

Fortschritte in der Halbleitertechnik ermöglichen integrierte Schaltungs- bzw. Ansteuerkonzepte, bei denen die Steuerung der beiden Halbbrücken transistoren in einem integrierten Schaltkreis implementiert werden kann. Die Ansteuerleistung für die Transistoren wird durch Treiber zur Ver fügung gestellt, die durch digitale Signale gesteuert werden. Diese Schal tungskonzepte werden mit dem Begriff "fremdgesteuert" bezeichnet.

Bisher bekannte Ausführungsformen für fremdgesteuerte Halbbrücken mit integrierter Ansteuerung verwenden Oszillatoren, die üblicherweise mit einer fest eingestellten, ungeregelten Frequenz die Schaltelemente (übli cherweise spannungsgesteuerte Transistoren wie FET-Transistoren (Feld effekttransistor) oder IGBT-Transistoren (Insulated Gate Bipolar Transi stor)) des Inverters über Treiber ein- und ausschalten.

Mit solchen Lösungen, bei denen nur eine Oszillatorfrequenz vorgegeben werden kann, ist jedoch ohne ein die Eigenresonanzfrequenz des Last kreises variierendes Bauelement (z. B. Kaltleiter parallel zu einem Teil oder der ganzen lampenparallelen Kapazität (C5 in Fig. 1), vgl. EP 0 185 179 B1) nahezu unmöglich.

Mit dazu alternativen Lösungen, bei denen zur Realisierung einer Vor heizung eine oder mehrere weitere feste Oszillatorfrequenzen vorgegeben werden, kann jedoch aus den im folgenden erläuterten Gründen eine optimale Vorheizung der Lampenwendeln vor der Zündung der Lampe nicht erreicht werden.

Zur Vorheizung der Wendeln ist die Frequenz des Inverters entsprechend dem Güteverlauf des Lastkreises so zu wählen, daß sie innerhalb eines bestimmten Frequenzbereichs liegt. Liegt die Frequenz des Inverters oberhalb der oberen Grenze dieses Frequenzbereichs, so reicht bei einer fest vorgegebenen Vorheizdauer der im Lastkreis fließende Strom nicht aus, die Lampenwendeln auf eine Temperatur aufzuheizen, bei der sie emissionsfähig sind. Liegt die Frequenz des Inverters unterhalb der unteren Grenze dieses Frequenzbereichs, wird die am zur Lampe (vgl. EL in Fig. 1) parallel geschalteten Kondensator (C5) anliegende Span nung größer als ein durch die Lampe (EL) definierter Höchstwert, woraus eine Frühzündung der Lampe folgt.

Der Güteverlauf des Lastkreises hängt ab von den frequenzbestimmenden und üblicherweise toleranzbehafteten Bauteilen im Lastkreis (Drossel L2, Kondensatoren C5 und C6) sowie der durch ohmsche Widerstände (hauptsächlich Wendelwiderstände sowie Wirkwiderstand der Drossel L2) hervorgerufenen Dämpfung im Lastkreis.

Eine feste Steuerfrequenz des Oszillators bei bisher bekannten Ausfüh rungsformen wird mit ebenfalls toleranzbehafteten Bauteilen vorgegeben. Ohne einen Abgleich der Oszillatorfrequenz auf den aktuell in einem Vorschaltgerät vorliegenden Lastkreisgüteverlauf kann bei Zugrundelegung üblicher Toleranzen der elektronischen Bauteile des Lastkreises die erforderliche Frequenz zur Vorheizung nicht sicher realisiert werden. Ein individueller Abgleich jedes Vorschaltgeräts in der Produktion ist jedoch aus Kostengründen kaum realisierbar. Da im zeitlichen Verlauf der Vorheizung der Widerstand der Wendeln durch ihre Erwärmung zu nimmt, steigt auch die Dämpfung im Lastkreis an. Bleibt nun die Oszil latorfrequenz im Verlauf der Vorheizung konstant, nimmt der Strom im Lastkreis entsprechend der Abnahme der Güte des Lastkreises ab.

Eine verbesserte Vorheizung könnte dadurch realisiert werden, daß die Frequenz des Inverters während der Vorheizung so erniedrigt wird, daß der Strom im Lastkreis während der gesamten Vorheizphase nahezu konstant bleibt. Dies ist jedoch mit einer fest implementierten Oszillator frequenz nicht möglich.

Ein weiterer Nachteil der bekannten Lösungen mit einer einzigen festen Betriebsfrequenz des Inverters ergibt sich aus folgender Überlegung:
Die Polstelle des Lastkreises, die durch

gegeben ist, muß einen Wert aufweisen, der es ermöglicht, mit der gleichen Oszillatorfrequenz, mit der der Inverter während dem normalen Lampenbetrieb arbeitet, eine ausreichende Spannung über dem der Lampe parallel geschalteten Kondensator (C5 in Fig. 1) zu erzeugen. Damit hat der Kondensator (C5) eine unüblich hohe Kapazität aufzuwei sen mit der Folge, daß während dem normalen Lampenbetrieb ein hoher Strom in den Lampenwendeln fließt. Abgesehen davon, daß ein Kon densator mit der genannten hohen Kapazität vorzusehen ist, besteht ein weiterer Nachteil darin, daß die Wendeln übermäßig belastet werden und der Gesamtwirkungsgrad der Anordnung sinkt.

Ausgehend von diesem Stand liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die bei einer Fremdsteuerung der Schaltelemente des Inver ters eine ausreichende Vorheizung der Lampenwendeln ermöglichen.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren und durch eine Schaltungs anordnung gelöst, die in den Ansprüchen definiert sind.

Die Erfindung ist mit einer Mehrzahl von Vorteilen verbunden. Ein erster praktisch wichtiger Vorteil besteht in der einfachen schaltungs technischen Realisierbarkeit. Alle Steuerfunktionen lassen sich in einer integrierten Schaltung realisieren. Die durch das vorgeschlagene Verfahren benötigten Funktionen können schaltungstechnisch so ausgeführt werden, daß zur externen Beschaltung dieser integrierten Schaltung zur Betriebs parametereinstellung nur relativ preisgünstige Widerstände erforderlich sind.

Ein zweiter wichtiger Vorteil des vorgeschlagenen Verfahrens liegt darin, daß eine Mehrzahl der schaltungstechnisch in einer Schaltungsanordnung zu realisierenden Funktionen in allen Betriebsphasen der Lampe ver wendet werden können und deshalb nur die betriebsphasentypischen Parameter für jede Phase vorzugegeben sind.

Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Ver fahrens ist dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Betriebsphase jede einzelne Periodendauer des Stroms im Lastkreis auf einen vorgebbaren Sollwert geregelt wird. Damit wird ein einfaches, robustes und weitge hend nicht toleranzbehaftetes Regelprinzip geschaffen, da anstelle sonst verwendeter toleranzbehafteter Regelkennlinien nur einfache Vergleichs funktionen benötigt werden.

In diesem Zusammenhang ist in vorteilhafter Weise vorgesehen, daß positive und negative Halbwellen des Stroms im Lastkreis auf denselben Sollwert geregelt werden. Durch die Vorgabe des gleichen Sollwerts für positive und negative Halbwellen des Laststroms ist inhärent gewähr leistet, daß sich Toleranzen bei der Sollwertbildung in gleichem Maße bei positiven wie bei negativen Halbwellen des Laststroms auswirken und dadurch das Verhältnis zwischen den Tastverhältnissen der beiden Halb brückenschaltelemente (Transistoren T1, T2) konstant bleibt. Dieser Vorteil wird durch den weiteren Vorteil ergänzt, daß die Bildung eines Sollwerts schaltungstechnisch einfacher als die Erzeugung zweier getrenn ter Sollwerte für positive und negative Laststromhalbwellen ist.

In diesem Zusammenhang ist vorgesehen, daß zur Regelung der Peri odendauer des Stroms im Lastkreis der Istwert der Strom-Zeit-Fläche einer Halbschwingung bzw. einer Schwingung des Laststroms erfaßt wird und daß diese Fläche mit dem Sollwert der Strom-Zeit-Fläche einer Halbschwingung bzw. einer Schwingung des Laststroms in der jeweils aktuellen Betriebsphase verglichen wird. Bei Übereinstimmen von Ist- und Sollwert wird der Inverter in der Weise angesteuert, daß ein gerade aktiviertes Schaltelement (z. B. T2) deaktiviert wird und ein gerade nicht aktviviertes Schaltelement (z. B. T1) aktiviert wird. Dabei reicht als Regelkriterium das Überschreiten des Istwerts über den Sollwert aus, um den Zustand des Inverters zu verändern. Durch die Erfassung der Ist- Strom-Zeit-Fläche und dem Vergleich mit einer Soll-Strom-Zeit-Fläche ergibt sich automatisch ein Deaktivieren des aktuell aktivierten Schalt elements zu dem zur Erfüllung des Regelziels erforderlichen Zeitpunkt bezogen auf den zeitlichen Verlauf des Stroms im Lastkreis.

In diesem Zusammenhang ist weiterhin vorgesehen, daß zwischen dem Deaktivieren des gerade aktivierten Schaltelements und dem Aktivieren des gerade nicht aktivierten Schaltelements eine vorgebbare Totzeit realisiert wird. Diese Totzeit ermöglicht die Schaltentlastung der Schalt elemente z. B. durch Parallelschalten mindestens einer Kapazität zu mindestens einem der beiden Schaltelemente. Hierdurch wird der am Halbbrückenmittelpunkt (Anschluß 9 in Fig. 1) beim Umschalten der Halbbrücke auftretende Spannungsgradient dU(t)/dt begrenzt. In der Zeit, in der diese Kapazität(en) beginnend mit dem Deaktivieren des aktuell aktivierten Schaltelements durch die in der Drossel (L2) eingespeicherte Energie umgeladen werden, ist keines der beiden Halbbrückenschalt elemente aktiviert.

Erfindungsgemaß kann in diesem Zusammenhang weiterhin vorgesehen sein, daß in einem ersten Zeitraum einer Anlaufphase unmittelbar nach der Beendigung der Zündphase ein dritter zeitlich konstanter Sollwert des Laststroms für einen vorgebbaren dritten Zeitraum gebildet wird. Durch die Vorgabe des dritten Sollwertes nach Beendigung der Zündphase kann für einen vorgebbaren Zeitraum der Lastkreis mit einem erhöhten Strom beaufschlagt werden. Damit wird ein beschleunig tes Anlaufverhalten der Lampe und damit ein schnelleres Erreichen des Nennlichtstroms erzielt.

In diesem Zusammenhang ist weiterhin vorgesehen, daß in einem zweiten Zeitraum der Anlaufphase ein zweiter zeitlich variabler Sollwert gebildet wird, der ausgehend von dem dritten zeitlich konstanten Sollwert kon tinuierlich in den zweiten zeitlich konstanten Sollwert übergeführt wird. Durch das kontinuierliche Überführen des dritten Sollwerts auf den zweiten Sollwert wird ein kontinuierlicher und damit für den Betrachter der Entladungslampe kaum wahrnehmbarer Übergang von dem Istwert, der dem dritten Sollwert entspricht, auf den Istwert, der dem zweiten Sollwert entspricht, erreicht.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung beschrieben.

Es zeigt

Fig. 1 eine Ausführungsform einer erfindungsgemaßen Schaltungs anordnung;

Fig. 2 ein Funktions-Blockschaltbild einer Steuerschaltung in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1;

Fig. 3 ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen Steuerfre quenz, mit der der Inverter angesteuert wird, und Eigenre sonanzfrequenz des Lastkreises vor und nach der Zündung der Lampe darstellt; und

Fig. 4 schematisch den zeitlichen Verlauf der Ausgangssignale ausgewählter Schaltungskomponenten der Schaltung nach Fig. 1 bzw. Fig. 2.

Das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe EL weist ein gangsseitig in einer Zuleitung eine Sicherung SI auf, der ein Gleichrich ter BR nachgeschaltet ist. Dessen Ausgang ist durch einen Glättungskon densator C1 überbrückt. Die nachgeschaltete Induktivität L1 und der Kondensator C2 bilden ein Funkentstörungsglied.

Eine Schaltungskomponente IC, die wie in Fig. 2 dargestellt aufgebaut sein kann, ist eine Steuerschaltung zur Ansteuerung eines Transistors T1 (Basis- bzw. Gate-Elektrode Anschluß 10 der Steuerschaltung IC) und eines Transistors T2 (Basis- bzw. Gate-Elektrode am Anschluß 8 der Steuerschaltung IC). Beide Transistoren T1 und T2 bilden eine Halb brückenanordnung bzw. einen Inverter. Widerstände R3, R4, R5 und R6 sind einerseits an die Anschlüsse 2 bis 5 und andererseits an den An schluß 6 geschaltet. Mit dem Widerstand R3 wird ein Sollwert (SW1, Fig. 4a) des Laststroms in der Vorheizphase und mit Widerstand R4 wird ein Sollwert (SW3, Fig. 4a) des Laststroms in der Normalbe triebsphase gebildet. Mit dem Widerstand R5 wird eine Totzeit program miert, die das Einschalten des einen Transistors nach dem Ausschalten des anderen Transistors verzögert. Deren Funktion wird anhand von Fig. 2 beschrieben.

Ein Kondensator C7 dient zur Glättung der Spannungsversorgung für die Schaltungskomponente IC. Bei Inbetriebnahme der in Fig. 1 gezeigten Gesamtanordnung wird dieser Kondensator über den Widerstand R1 durch Energieentnahme aus dem Netz aufgeladen. Um Verluste in dem Widerstand R1 zu minimieren, wird dieser sehr hochohmig gewählt. Für eine ausreichende Spannungsversorgung der Schaltungskomponente IC ist jedoch ein größerer Strom als der über R1 zuführbare Strom erforder lich. Im Betrieb der Gesamtanordnung wird die Schaltungskomponente IC deshalb im Takt des Inverters mit Energie aus dem Lastkreis versorgt.

Dazu, sowie zur Schaltentlastung der beiden Schaltelemente T1 und T2 ist der Kondensator C4 zwischen dem Halbbrückenmittelpunkt (IC-An schluß 9) einerseits und den Verknüpfungspunkt zweier Dioden D2 und D3 andererseits geschaltet.

Ist T1 aktiviert, so ist der Kondensator C4 auf die Spannung an C2 abzüglich der Spannung am Kondensator C7 aufgeladen. Wird nun T1 deaktiviert, wird C4 durch die in der Drossel L2 eingespeicherte Energie über den Lastkreis (L2, EL/C5, C6 und R2) und die Diode D3 ent laden. Durch diesen Vorgang wird der Spannungsgradient dU(t)/dt am Halbbrückenmittelpunkt (IC-Anschluß 9) und die Schaltverluste in T1 begrenzt. Während T2 aktiviert ist, bleibt C4 entladen. Wird nun T2 deaktiviert, wird C4 durch die in der Drossel L2 eingespeicherte Energie über die Dioden D2, den Kondensator C7 und den Lastkreis (L2, EL/C5, C6 und R2) geladen. Dieser Ladestrom führt zu einer Aufladung von C7, der Spannungsgradient dU(t)/dt am Halbbrückenmittelpunkt (IC-Anschluß 9) und die Schaltverluste in T2 werden in analoger Weise wie oben beschrieben begrenzt.

Eine Begrenzung für die Spannung am Kondensator C7 kann wie in Fig. 1 gezeigt dadurch erfolgen, daß die Diode D3 als Zenerdiode ausgeführt wird. Eine Aufladung von C7 kann nur solange erfolgen, wie die Spannung an C7 zuzüglich der Flußspannung der Diode D2 kleiner als die Zenerspannung der Diode D3 ist.

Eine weitere Möglichkeit zur Begrenzung der Spannung an C7 ist die Implementierung einer Zenerdiode in der Schaltungskomponente IC mit der Kathode am Anschluß 1 sowie der Anode am Anschluß 6.

Über die Diode D1, die innerhalb (zwischen den Anschlüssen 1 und 11) der Schaltung IC oder außerhalb der Schaltung IC angeordnet sein kann, wird ein mit dem Anschluß 9 der Schaltung IC verbundener Kondensator C3 auf die Spannung von C7 aufgeladen, wenn der Transistor T2 akti viert ist (Bootstrap-Stufe bestehend aus D1 und C3).

An Anschlüssen 9 und 6 der Schaltung IC ist der Lastkreis mit der Entladungslampe EL angeschaltet; dieser besteht aus einer Serienschal tung der Drossel L2, der Entladungslampe EL mit dem parallelgeschalte ten Kondensator C5, einem Kondensator C6 und einem (Shunt-)Wider stand R2, der zwischen die Anschlüsse 6 und 7 der Steuerschaltung IC geschaltet ist. Der Widerstand R2 erfaßt den im Lastkreis fließenden Strom; der erfaßte Stromwert wird der Steuerschaltung IC am Anschluß 7 zugeführt, die diesen Stromwert weiterverarbeitet, wie noch beschrieben wird.

Vor der Zündung der Lampe EL, also in der Vorheizphase und in der Zündphase, hat der Lastkreis eine erste Polstelle mit der Frequenz f_res1, die durch die Formel

gegeben ist.

Mit der Zündung der Entladungslampe ergibt sich sprungartig eine zweite Polstelle mit der Frequenz f_res2, die näherungsweise durch die Formel

gegeben ist, da nun die lampenparallele Kapazität (C5 in Fig. 1) durch die Lampe nahezu kurzgeschlossen wird.

Die Frequenz f_res1 der ersten Polstelle (Vorheizphase TV und Zünd phase TZ in Fig. 4) ist also größer als die Frequenz f_res2 der zweiten Polstelle (Anlaufphase TA und Normalbetrieb TN in Fig. 4), da C6 größer ist als die Serienschaltung aus C5 und C6. Damit ist die Peri odendauer des Laststroms in der Vorheizphase TV und in der Zündphase TZ kleiner als die Periodendauer des Laststroms in der Anlaufphase und im Normalbetrieb.

Fig. 2 zeigt ein Funktions-Blockschaltbild einer Ausführungsform der in Fig. 1 dargestellten Steuerschaltung IC. Einzelne oder alle der in Fig. 2 dargestellten Funktionsblöcke können als integrierte Schaltung realisiert sein.

Aufbau der Steuerschaltung IC

Im folgenden wird der Aufbau eines Ausführungsbeispiels der Steuer schaltung IC beschrieben:

Die Steuerschaltung IC weist eingangsseitig (Anschluß 7) eine Eingangs stufe ES auf. Die Eingangsstufe ES ist mit einer Stromreglerschaltung SR über deren ersten Eingang SRE1 verbunden. Die Stromreglerschaltung SR ist weiterhin über einen zweiten Eingang SRE2 mit einer Stromsoll werterzeugungsschaltung SWE und über einen dritten Eingang SRE3 sowie einen Ausgang SRA1 mit einer Ausgangsstufe AS verbunden.

Die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE ist über einen ersten Eingang SWEE1 mit einem Zähler Z und über einen zweiten Eingang SWEE2 mit einem D/A-Wandler DAW verbunden. Weiterhin sind an zwei weiteren Eingänge SWEE3 und SWEE4 der Stromsollwerterzeugungsschal tung SWE, die zugleich Anschlüsse 2 und 3 der Steuerschaltung IC sind, die Widerstände R3 und R4 angeschaltet. Mit R3 wird ein zeitlich konstanter Sollwert SW1 (Fig. 4a) und mit R4 wird ein zeitlich kon stanter Sollwert SW5 (Fig. 4a) realisiert.

Ein Taktgenerator TG ist über einen Eingang TGE1 mit einer Zünd erkennungsschaltung ZE verbunden; er ist weiterhin über einen ersten Ausgang TGA1 mit dem Zähler Z und über einen zweiten Ausgang TGA2 mit der Zünderkennungsschaltung ZE verbunden. An einen Ein gang TGE2, der zugleich Anschluß 5 der Steuerschaltung IC ist, ist der Widerstand R6 geschaltet.

Die Zünderkennungsschaltung ZE ist über einen Eingang ZEE1 mit dem Taktgenerator TG, über einen zweiten Eingang ZEE2 mit der Ausgangs stufe AS und über einen dritten Eingang ZEE3 sowie einen dritten Ausgang ZEA3 mit dem Zähler Z verbunden. Die Zünderkennungs schaltung ZE ist über einen ersten Ausgang ZEA1 mit dem Taktgenera tor TG und über einen zweiten Ausgang ZEA2 mit der Ausgangsstufe AS verbunden.

Der Zähler Z ist über einen ersten Eingang ZE1 mit der Unterspan nungsschutzschaltung USS, über einen zweiten Eingang ZE2 mit dem Taktgenerator TG und über einen dritten Eingang ZE3 sowie einen ersten Ausgang ZA1 mit der Zünderkennungsschaltung ZE verbunden. Der Zähler Z ist über einen zweiten Ausgang ZA2 mit der Stromsoll werterzeugungsschaltung SWE und und über einen dritten Ausgang ZA3 mit dem D/A-Wandler DAW verbunden.

Die Ausgangsstufe AS ist über einen ersten Eingang ASE1 mit der Unterspannungsschutzschaltung USS, über einen zweiten Eingang ASE2 mit der Stromreglerschaltung SR und über einen dritten Eingang ASE3 mit der Zünderkennungsschaltung ZE verbunden. Die Ausgangsstufe AS ist über einen ersten Ausgang ASA1 mit einem Totzeitglied TZG sowie mit der Zünderkennungsschaltung ZE verbunden; sie ist über einen zweiten Ausgang ASA2 mit der Stromreglerschaltung SR verbunden.

Das Totzeitglied TZG ist über einen Eingang TZGE1 mit der Ausgangs stufe AS, über einen ersten Ausgang TZGA1 mit einem ersten Treiber TT1 des ersten Transistors T1 (Fig. 1) und über einen zweiten Ausgang TZGA2 mit einem zweiten Treiber TT2 des zweiten Transistors T2 (Fig. 1) verbunden. An einen Eingang TZGE2, der zugleich ein An schluß 4 der Steuerschaltung IC ist, ist der Widerstand R5 geschaltet.

Der erste Treiber TT1 des ersten Transistors T1 (Fig. 1) und der zweite Treiber TT2 des zweiten Transistors T2 (Fig. 1) sind über Eingänge TT1E1 und TT2E1 mit dem Totzeitglied TZG verbunden. Der erste Treiber TT1 wird über den IC-Anschluß 1 bzw. VS mit einem Bezugspotential am IC-Anschluß 6 bzw. GND mit der zum Steuern des Transistors T1 erforderlichen Energie versorgt. Der zweite Treiber TT2 wird mit der Bootstrap-Stufe, die durch den Kondensator C3 und die Diode D1 gebildet ist, über den IC-Anschluß 11 bzw. BOOT mit einem Bezugspotential am IC-Anschluß 9 bzw. OUT mit der zum Steuern des Transistors T2 erforderlichen Energie versorgt.

Der erste Treiber TT1 steuert über seinen Ausgang TT1A1 (zugleich IC-Anschluß 10 der Steuerschaltung IC) den ersten Transistor T1 (Fig. 1) und der zweite Treiber TT2 steuert über seinen Ausgang TT2A1 (zu gleich IC-Anschluß 8 der Steuerschaltung IC) den zweiten Transistor T2 (Fig. 1).

Eine Referenzspannungsschaltung REF stellt den einzelnen Schaltungskom ponenten innerhalb der Steuerschaltung IC ein Referenzsignal zur Ver fügung, das eine hohe Genauigkeit aufweist und idealerweise unabhängig von sämtlichen Umgebungsbedingungen ist. Sie ist zu diesem Zweck mit dem IC-Anschluß 6 bzw. GND und dem IC-Anschluß 1 bzw. VS, der an den Kondensator C7 (Fig. 1) geschaltet ist, verbunden.

Eine Unterspannungsschutzschaltung USS wertet die Höhe der Versor gungsspannung am IC-Anschluß 1 (Fig. 1) bzw. VS aus. Liegt diese Spannung unter einem vorgebbaren Wert, so wird die Ausgangsstufe AS über ein entsprechendes Signal über ihren Eingang ASE1 gesperrt und in einen definierten Anfangszustand gesetzt. Gleichzeitig wird der Zähler Z, wenn die genannte Spannung unter dem vorgebbaren Wert liegt, durch die Unterspannungsschutzschaltung USS über den Zählereingang ZE1 in seinen definierten Anfangszählzustand zurückgesetzt.

Funktionsweise der Steuerschaltung IC

Im folgenden wird die Funktionsweise des vorstehenden Ausführungsbei spiels der Steuerschaltung IC beschrieben:
Beim Anlegen der Netzspannung an die Gesamtanordnung wird bei ausreichend hoher Versorgungsspannung am IC-Anschluß 1 (Fig. 1) bzw. VS für die Steuerung durch die Unterspannungsschutzschaltung USS über die Ausgangsstufe AS ein Integrator in der Stromreglerschaltung SR auf einen definierten Startwert gesetzt und der Halbbrückentransistor T1 eingeschaltet, der den Lastkreis an die gleichgerichtete und geglättete Netzspannung schaltet.

Dadurch beginnt im Lastkreis ein Stromfluß durch die Lampendrossel L2, den Kondensator C5, die beiden Wendeln der Lampe, den Kondensator C6 sowie den Widerstand R2, der aufgrund der resonanten Struktur des Lastkreises sinusförmig aufschwingt.

Am Ausgang des Integrators der Stromreglerschaltung SR ergibt sich nun eine cosinusförmig verlaufende Spannung, die sich ausgehend von einem fest definierten Anfangswert dem durch die Stromsollwerterzeugungs schaltung SWE gebildeten Sollwert im zeitlichen Verlauf der ersten Halbwelle des Laststroms im Lastkreis annähert.

Dabei kann die Ausgangsspannung des Integrators von einem hohen Startpegel aus sinken ("Abintegration" des Laststroms) oder von einem niedrigen Startwert aus zunehmen ("Aufintegration"). Im folgenden wird nur beispielhaft von einer Aufintegration ausgegangen.

Erreicht die Ausgangsspannung des Integrators den Sollwert, liefert ein Vergleicher der Stromreglerschaltung SR am Ausgang SRA1 ein impuls förmiges Signal (Fig. 4f), das an die Ausgangsstufe AS weitergeleitet wird. Dies hat zur Folge, daß der eingeschaltete Halbbrückentransistor T1 ausgeschaltet wird und der zu diesem Zeitpunkt ausgeschaltete Transi stor T2 nach einer von dem Totzeitglied TZG realisierten Totzeit t_T (Fig. 4, Zeilen e1 und e2) eingeschaltet wird. Während dieser Totzeit t_T wird gleichzeitig der Integrator auf seinen Anfangswert zurückgesetzt. Nach Ablauf der Totzeit t_T beginnt zeitgleich mit dem Einschalten des Transistors T2 der Integrator wieder mit der Integration des Resonanz stroms, bis seine Ausgangsspannung und der Sollwert wieder überein stimmen, der Transistor T2 ausgeschaltet wird und die Totzeit abermals abläuft, bevor wieder T1 eingeschaltet wird und somit der Zyklus für die nächste und alle folgenden Schwingungen des Laststroms fortgesetzt wird.

Dieser selbstschwingende Ablauf bietet den Vorteil, daß kein Oszillator zur Anregung des Serienschwingkreises in der Steuerung vorhanden sein muß.

Die Istwert-Erfassung des Stroms I_L im Lastkreis (Fig. 1), und damit dessen Frequenz erfolgt in allen Betriebsphasen der Lampe mittels des Shuntwiderstandes R2, wobei der Spannungsabfall U_Shunt an diesem Widerstand der Eingangsstufe ES zugeführt wird.

Die Eingangsstufe ES verstärkt diesen Spannungsabfall und verarbeitet ihn beispielsweise so, daß jede Halbwelle des Laststroms einzeln von der der Eingangsstufe ES nachgeschalteten Stromreglerschaltung SR verarbei tet werden kann.

Die Stromreglerschaltung SR besteht aus einem in Fig. 2 nicht darge stellten Integrator und aus einem in Fig. 2 nicht dargestellten Verglei cher.

Der Integrator integriert das Ausgangssignal der Eingangsstufe ES, das am Eingang SRE1 übernommen wird, ausgehend von einer festen, vor gebbaren Anfangsspannung U_int (t = 0) gemäß

auf. In dieser Formel bezeichnen R_int und C_int einen Widerstand bzw. eine Kapazität, die zur schaltungstechnischen Realisierung einer Integra tionsfunktion in SR erforderlich sind.

Der Vergleicher vergleicht die Ausgangsspannung U_int des Integrators mit von der Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE gebildeten Soll werten (SW1, SW2(t), SW3, SW4(t), SW5 in Fig. 4) des Laststroms, die der Stromreglerschaltung SR über ihren Eingang SRE2 zugeführt werden.

Die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE erzeugt in der Vorheizphase TV (Fig. 4) einen ersten zeitlich konstanten Sollwert SW1 (Fig. 4a) des Laststroms, der dem in der Vorheizphase gewünschten Istwert des Vorheizstroms entspricht.

In der Zündphase TZ (Fig. 4) erzeugt die Stromsollwerterzeugungs schaltung SWE einen zeitlich variablen Sollwert SW2(t) des Laststroms, welcher Sollwert ausgehend von dem ersten zeitlich konstanten Sollwert SW1 des Laststroms auf einen vorgebbaren Wert (z. B. SW2max in Fig. 4a) geführt wird.

In einem ersten Teil TA1 der Anlaufphase TA erzeugt die Stromsoll werterzeugungsschaltung SWE einen zweiten zeitlich konstanten Sollwert SW3 des Laststroms, welcher Sollwert einem gewünschten Istwert des Laststroms im ersten Teil TA1 der Anlaufphase TA entspricht.

In einem daran anschließenden zweiten Teil TA2 der Anlaufphase TA erzeugt die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE einen zweiten zeitlich variablen Sollwert SW4(t) des Laststroms, welcher Sollwert ausgehend vom Sollwert SW3 des Laststroms auf einen Sollwert SW5 des Last stroms in der Normalbetriebsphase TN geführt wird.

In der Normalbetriebsphase TN erzeugt die Stromsollwerterzeugungsschal tung SWE den dritten zeitlich konstanten Sollwert SW5 des Laststroms, welcher Sollwert einem gewünschten Istwert des Laststroms in der Nor malbetriebsphase TN entspricht.

Die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE wird sowohl von Ausgangs signalen des Zählers Z (über den Eingang SWEE1) als auch von Aus gangssignalen des D/A-Wandlers DAW (über den Eingang SWEE2) gesteuert.

Die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE erzeugt wie bereits erwähnt den der jeweiligen Betriebsphase entsprechenden Sollwert für die Strom- Zeit-Fläche einer Halbwelle des Stroms I_L im Lastkreis. Über ihren Eingang SWEE1 erhält die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE vom Ausgang ZA2 des Zählers Z (Fig. 4h) die Information, ob sich die Gesamtanordnung in der Vorheizphase TV bzw. in der Zündphase TZ (Lampe EL brennt nicht) oder in der Anlaufphase TA bzw. Normalbe triebsphase TN (Lampe EL brennt) befindet.

Für beide Phasengruppen (1: Lampe brennt nicht; 2: Lampe brennt) wird ein über jeweils einen externen Widerstand (R3, R4) vorgebbarer zeitlich konstanter Sollwert (vgl. Fig. 4a: SW1 bzw. SW5) erzeugt. Liefert nun der D/A-Wandler DAW ein analoges Signal über den Eingang SWEE2 an die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE, so wird in Abhängigkeit vom Zustand des Eingangssignals an dem Eingang SWEE1 der eine zeitkonstante Sollwert SW1 (definiert durch R3, Vorheiz-/Zündphase) oder der andere zeitkonstante Sollwert SW5 (definiert durch R4, Anlauf-/Normalbetriebsphase) entsprechend dem zeitlichen Verlauf und der Größe des analogen Signals an dem Eingang SWEE2 der Stromsollwert erzeugungsschaltung SWE verändert. Damit wird ein erster zeitlich varia bler Sollwert SW2(t), ein dritter zeitlich konstanter Sollwert SW3 und ein zweiter zeitlich variabler Sollwert SW4(t) gebildet.

Der Vergleicher der Stromreglerschaltung SR liefert über den SR-Aus gang SRA1 immer dann einen Schaltimpuls (Fig. 4f) an die Ausgangs stufe AS, wenn die aufintegrierte Ist-Strom-Zeitfläche eine Soll-Strom-Zeit fläche und damit die entsprechende Ausgangsspannung U_int des Stromreglerschaltungs-Integrators den jeweiligen Sollwert (SW1, SW2(t), SW3, SW4(t), SW5) überschreitet.

Weiterhin wird während jeder Totzeit t_T (Fig. 4e1, 4e2) des Totzeit glieds TZG der Integrator der Stromreglerschaltung SR über deren dritten Eingang SRE3, der mit dem Ausgang ASA2 der Ausgangsstufe AS verbunden ist, in seinen Anfangszustand gesetzt, um den nächsten Aufintegriervorgang für die nächste Halbwelle des Laststroms I_L zu beginnen.

Der Taktgenerator TG besteht aus einem Zeitglied, das eine Perioden dauer t_TG definiert, nach deren Ablauf ein zeitlich begrenzter Ausgangs impuls (Fig. 4c) am Taktgeneratorausgang TGA2 erzeugt wird, und aus einem Rückkopplungsnetzwerk, das gewährleistet, daß die Periodendauer nach der Erzeugung dieses Ausgangsimpulses erneut abläuft. Der sich dadurch ergebende freilaufende Multivibrator schwingt mit der Eigen schwingungsfrequenz

Die Periodendauer t_TG ist mit dem externen Widerstand R6 (Fig. 1) vorgebbar.

Der Taktgenerator TG weist einen Steuereingang TGE1 auf, um ihn als Zeitmeßglied verwenden zu können: Wird ein Steuersignal an diesen Steuereingang TGE1 gelegt, wird das Zeitglied - solange das Steuersignal anliegt - in denjenigen Zustand versetzt, in dem es sich im freischwin genden Betrieb zu Anfang jeder Schwingungsperiode befindet. Damit ist es mit dem Taktgenerator möglich, unabhängig vom momenta nen Zustand seines Zeitglieds den Beginn einer Periodendauer einer von der Eigenschwingungsfrequenz f_TG abweichenden Schwingungsfrequenz vorzugeben.

Am Ausgang TGA2 liefert der Taktgenerator TG immer dann Schalt impulse (Fig. 4d), wenn sein Zeitglied durch sein Rückkopplungsnetz werk nach Ablauf einer Periodendauer t_TG in den dem Anfang einer Periodendauer t_TG entsprechenden Zustand zurückgesetzt wird.

Am Ausgang TGA1 des Taktgenerators TG werden die Schaltsignale, die das Zeitglied des Taktgenerators in seinen Anfangszustand versetzen, zur Verfügung gestellt und dem Zähler Z zugeführt. Arbeitet der Taktgenera tor TG in der Zündphase TZ als Zeitmeßglied, werden am Ausgang TGA2 zuerst keine Signale erzeugt, über den Ausgang TGA1 werden Schaltsignale mit der der Inverterfrequenz entsprechenden Frequenz an den Zähler Z weitergegeben. Im freilaufenden Betrieb TV, TA und TN erzeugt der Taktgenerator TG an beiden Ausgängen TGA1 und TGA2 zeitgleiche und gleichfrequente Signale.

An dem Ausgang TGA2 des Taktgenerators wird in der Zündphase (die noch zu beschreibende ZE ist aktiviert) genau dann ein Impuls (Fig. 4d) erzeugt, wenn die Dauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schalt impulsen am Steuereingang TGE1 des Taktgenerators größer ist als die Periodendauer der durch das Zeitglied definierten Periodendauer t_TG der Eigenschwingungsfrequenz f_TG des Taktgenerators.

Der Zähler Z wird über seinen Eingang ZE1 von der Unterspannungs schutzschaltung USS in einen definierten Anfangszählzustand gesetzt. Ausgehend von diesem Anfangszählzustand zählt der Zähler Z die über seinen Eingang ZE2 vom Taktgenerator TG zugeführten Schaltsignale. Beim Erreichen eines vorgebbaren Zählstandes, der nach der gewünsch ten Dauer TV (Fig. 4) der Vorheizphase erfolgt, aktiviert der Zähler Z über seinen Ausgang ZA1 die Zünderkennungsschaltung ZE, womit die Zündphase beginnt. Über den Zählereingang ZE3 wird dem Zähler Z das Ende der Zündphase angezeigt.

Über den Zustand des am Zählerausgang ZA1 zur Verfügung stehenden Signals zeigt der Zähler Z die Zündphase an. Über den Zustand des am Ausgang ZA2 zur Verfügung stehenden Signals zeigt der Zähler Z an, ob sich die Gesamtanordnung in der Vorheiz-/Zündphase TV/TZ (Lampe brennt nicht) oder in der Anlauf-/Normalbetriebsphase TA/TN (Lampe brennt) befindet.

An seinem Ausgang ZA3 stellt der Zähler Z bestimmte Einzelsequenzen vorgebbarer, aufeinanderfolgender Zählwerte (d. h. z. B. die Zählerstände 298 bis 450) zur Verfügung, die in dem D/A-Wandler DAW in analoge, dem aktuellen Zählerstand entsprechende Signale umgewandelt werden. Diese analogen, zeitveränderlichen Signale ermöglichen die zeitkontinuier lichen Veränderungen der Sollwerte SW2(t) und SW4(t) für die Strom- Zeit-Fläche einer Stromhalbwelle im Lastkreis, die der Stromreglerschal tung SR in der Zündphase TZ und in dem Teil TA2 (Fig. 4) der Anlaufphase TA vorgegeben werden.

Der D/A-Wandler DAW wandelt die ihm vom Zähler Z übergebenen Zählerstände in analoge Signale um. Werden keine Zählerstände am Ausgang ZA3 des Zählers Z zur Verfügung gestellt, liefert DAW kein Signal an die Stromsollwerterzeugungsschaltung SWE.

Die Ausgangsstufe AS steuert das nachgeschaltete Totzeitglied TZG mit einem binären Signal so an, daß nach jedem Schaltsignal, das an einem ihrer Eingänge ASE2 (verbunden mit der Stromreglerschaltung SR) oder ASE3 (verbunden mit der Zünderkennungsschaltung ZE) auftretenden Schaltsignal dieses binäre Ausgangssignal ASA1 seinen Zustand wechselt (Funktion eines Toggle-Flip-Flops). Über den Eingang ASE1 kann die Ausgangsstufe durch die Unterspannungsschutzschaltung USS in einen definierten Zustand gebracht werden.

Das Totzeitglied TZG wird von der Ausgangsstufe AS mit einem binären Signal beaufschlagt, das den Zustand der Halbbrücke (T1, T2 in Fig. 1) anzeigt. Wechselt der Zustand dieses Signals am Ausgang ASA1 der Ausgangsstufe bzw. am Eingang TZGE1 des Totzeitglieds TZG, so deaktiviert das Totzeitglied TZG ohne Verzögerung den gerade aktivier ten Treiber (z. B. TT1) und aktiviert nach Ablauf der durch einen exter nen Widerstand R5 vorgebbaren Totzeit t_T den zuletzt inaktiven Treiber (z. B. TT2) (Fig. 4e, 4e1, 4e2).

Zwei Leistungstreiber TT1, TT2 verstärken die Steuersignale des Totzeit glieds TZG und steuern direkt über die IC-Anschlüsse 8 bzw. LVG (Low Voltage Gate) und 10 bzw. HVG (High Voltage Gate) die Halb brückentransistoren T1, T2 (Fig. 1) an.

Die Zünderkennungsschaltung ZE arbeitet als Durchschalteinrichtung für Signalpfade: Zeigt der Zähler Z durch ein Signal an seinem Ausgang ZA1 der Zünderkennungsschaltung ZE den Beginn der Zündphase TZ an (Fig. 4g), legt diese den Taktgeneratorausgang TGA2 an den Ein gang ASE3 der Ausgangsstufe AS und den Ausgang ASA1 der Aus gangsstufe AS an den Taktgeneratoreingang TGE1. ZE schaltet also Signalwege von AS zu TG frei, wobei das Zeitglied von TG durch Steuerimpulse von AS in seinen dem Beginn einer Perioden dauer des Zeitglieds entsprechenden Zustand gesetzt wird (Verbindungs pfad zwischen ZEE2 und ZEA1) und wobei der Ausgangsstufe AS an ihrem Eingang ASE3 ein Steuerimpuls vom Ausgang TGA2 des TG zugeführt wird (Verbindungspfad zwischen ZEE1 und ZEA2).

Dadurch ist es möglich, daß die Ausgangsstufe AS in der Zündphase den Taktgeneratorausgang TGA1 mit der Frequenz des Inverters synchroni siert, wobei am Taktgeneratorausgang TGA2 solange kein Schaltimpuls auftritt, wie die durch die Stromreglerschaltung SR definierte Inverter frequenz f_Inv (Fig. 3) größer ist als die Frequenz f_TG des freilaufenden Taktgenerators TG.

Während der Zündphase TZ kann der Taktgenerator TG nach Ablauf der im Zeitglied eingeprägten Periodendauer t_TG den Zustand der Aus gangsstufe AS ändern und damit dem Zähler Z über dessen Eingang ZE3 die Zündung anzeigen, wodurch die Stromsollwerterzeugungsschal tung SWE den Sollwert auf den der Anlaufphase TA entsprechenden Wert SW3 setzt.

Dies ist genau dann der Fall, wenn die Zeitdauer zwischen 2 Schalt impulsen des SR während der Zündphase größer als die Periodendauer t_TG des TG ist. Die von der in Fig. 2 dargestellten Steuereinrichtung IC realisierten Funktionen können auch von einer anders strukturierten Steuereinrich tung, insbesondere auch von einem Mikroprozessor realisiert werden.

In Fig. 3 wird ein schematisches Bild des Frequenzbereichs des Arbeits bereiches der Gesamtanordnung gezeigt. An der Abszisse ist der Fre quenzbereich, in dem der Inverter arbeitet, angegeben und an der Ordi nate ist der Strom I_L im Lastkreis bzw. die Spannung U_L über der Entladungslampe EL angegeben.

Fig. 3 zeigt zwei Güteverläufe:

1. Den Güteverlauf G1 des Lastkreises vor der Zündung der Lampe mit der Polstelle f_res1 mit dem zugehörigen Frequenzbereich f_TVmin f_Inv f_TVmax, der durch die Anforderungen an die Vorheizung der Wendeln der Lampe gegeben ist.
2. Den Güteverlauf G2 des Lastkreises mit gezündeter Lampe mit der Polstelle f_res2.

Die obere Grenze f_TVmax für die Inverterfrequenz f_Inv während der Vorheizungsphase TV ist dadurch gegeben, daß bei einer gegebenen Vorheizdauer TV ein für die eingesetzten Lampenwendeln minimaler Vorheizstrom I_L nicht unterschritten werden darf, da sonst die Wendeln nicht ausreichend emissionsfähig sind.

Die untere Grenze f_TVmin für die Inverterfrequenz f_Inv während der Vorheizungsphase TV ist dadurch gegeben, daß die Spannung U_L über der Lampe EL am Kondensator C5 (Fig. 1) während der Vorheizphase der Wendeln einen durch die Lampe definierten Höchstwert nicht über schreiten darf, weil es sonst zu einer Zündung vor Ablauf der Vorhei zung kommen kann (Frühzündung).

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zum Betrieb einer Entladungs lampe EL wird die Frequenz f_Inv = f_TV des Inverters und damit des Laststroms I_L so geregelt, daß sie mit der unteren Grenze f_TVmin des Frequenzbereichs nahezu übereinstimmt. Dadurch wird eine optimale Vorheizung der Wendeln in sehr kurzer Zeit erreicht. Neben diesem signifikanten Vorteil des erfindungsgemaßen Verfahrens bietet dieses den weiteren Vorteil, daß auf die der Erwärmung der Wendeln folgende Abnahme der Güte des Lastkreises (und damit des bei konstanter Fre quenz abnehmenden Stroms) in der Weise reagiert werden kann, daß durch eine geregelte Abnahme der Inverterfrequenz f_Inv die Spannung über der Lampe und der Strom durch die Wendeln während der Vorhei zung nahezu konstant bleibt.

Am Ende der Vorheizphase TV wird die Frequenz f_Inv = f_TZ(t) des Inverters so reduziert, daß sie sich der Polstelle f_res1 des Lastkreises nähert und dadurch eine zur Zündung der Lampe ausreichende Spannung U_L über der Lampe (EL/C5) generiert wird.

Wie bereits beschrieben, springt im Augenblick der Zündung der Lampe EL die Polstelle des Lastkreises auf den Wert f_res2, da nun die lampen parallele Kapazität (C5 in Fig. 1) durch die Lampe nahezu kurzge schlossen wird. Der Lastkreis hat bei und nach der Zündung eine deut lich niedrigere Eigenresonanzfrequenz verglichen mit der Eigenresonanz frequenz vor der Zündung.

Bei der erfindungsgemäßen Zünderkennung wird dieser Frequenzsprung erkannt, wobei die Dauer, die zum Erreichen einer Soll-Strom-Zeitfläche durch die Ist-Strom-Zeitfläche verstreicht, mit der Periodendauer t_TG eines Taktgenerators verglichen wird.

Die Frequenz f_TG (Fig. 3) des Taktgenerators wird erfindungsgemäß so gewählt, daß sie kleiner als die Polstellenfrequenz f_res1 und größer als die Polstellenfrequenz f_res2 ist.

Während der Vorheizung ist die Frequenz f_TG des Taktgenerators TG erfindungsgemäß solange kleiner als die Inverterfrequenz f_Inv, solange die Lampe nicht gezündet hat.

Nach der Zündung der Lampe EL ist erfindungsgemäß das Zeitintervall, in dem in der Stromreglerschaltung SR die Ist-Strom-Zeit-Fläche auf den dem Sollwert entsprechenden Wert aufintegriert wird, länger als die Periodendauer t_TG des Taktgenerators TG. Das heißt, daß die Frequenz t_TG des Taktgenerators TG nach der Zündung größer als die Inverter frequenz f_Inv ist.

In der Anlaufphase TA und in der Normalbetriebsphase TN wird die Inverterfrequenz f_Inv so geregelt, daß sich bei einem aktuellen gegebenen Güteverlauf G2 des Lastkreises bei gezündeter Lampe der gewünschte Laststrom I_L einstellt. f_TA ist die Inverterfrequenz f_Inv in der Anlauf phase und f_TN ist die Inverterfrequenz f_Inv in der Normalbetriebsphase. Bei dem kontinuierlichen Übergang von der Anlaufphase in die Normal betriebsphase steigt die Inverterfrequenz f_Inv entsprechend der Abnahme des Sollwerts SW4 (t) von f_Inv = f_TA auf f_Inv = f_TN.

Fig. 4 zeigt a) den zeitlichen Verlauf der Laststromsollwerte, b) die Ausgangsspannung des Zeitgliedes des Taktgenerators TG, c) die Span nung am Ausgang TGA1 des Taktgenerators TG, d) die Spannung am Ausgang TGA2 des Taktgenerators TG, e) die Spannung am Ausgang ASA1 der Ausgangsstufe AS, e1) die Spannung am Ausgang TT1A1 des Treibers TT1, e2) die Spannung am Ausgang TT2A1 des Treibers TT2, f) die Spannung am Ausgang SRA1 der Stromreglerschaltung SR, g) die Spannung am Ausgang ZA1 des Zählers Z, und h) die Spannung am Ausgang ZA2 des Zählers Z.

Die genannten Spannungsverläufe werden für die Vorheizphase TV die Zündphase TZ mit dem Zündzeitpunkt t_Z, der Anlaufphase TA und für den Normalbetrieb TN dargestellt.

In Fig. 4a ist die Entwicklung der Sollwerte SW1, SW2(t), SW3, SW4(t) und SW5 dargestellt. Der Wert SW2(t) steigt, bis die Zündung erkannt wird (Zeitpunkt t_ZE). Im Zeitraum TA1 wird SW3 gebildet. Im Anschluß daran (wenn der Zähler einen bestimmten Zählstand erreicht hat) wird im Zeitraum TA2 der Sollwert SW4(t) in Abhängigkeit der von DAW gebildeten Analogsignale gebildet. Schließlich wird im Anschluß daran (wenn der Zähler einen weiteren bestimmten Zählstand erreicht hat) im Zeitraum TN der Sollwert SW5 gebildet.

In Fig. 4b ist der Verlauf der Ausgangsspannung des Zeitglieds des Taktgenerators TG dargestellt. In den Zeiträumen TV TA (TA1 und TA2) und TN arbeitet der Taktgenerator im freischwingenden Betrieb mit der Periodendauer t_TG. Ab dem Beginn der Zündphase TZ wird das Zeitglied beim ersten und jedem weiteren Auftreten eines Signals am Ausgang SRA1 des Stromreglers SR in seinen Anfangszustand versetzt und dadurch mit der Frequenz f_Inv des Inverters synchronisiert. Tritt am Ausgang SRA1, bedingt durch die Zündung der Lampe, kein Signal innerhalb der Periodendauer t_TG auf, wird damit die zum Zeitpunkt t_Z erfolgte Zündung der Lampe erkannt und die Zündphase beendet.

In Fig. 4c sind die Signale am Ausgang TGA1 des Taktgenerators TG dargestellt. Ein Schaltimpuls tritt immer dann auf, wenn das Zeitglied des Taktgenerators in seinen Anfangszustand gesetzt wird (Fig. 4b). Während der Zündphase TZ entspricht die Frequenz der Schaltimpulse an TGA1 der Inverterfrequenz f_Inv (synchronisierter Betrieb), außer der Zündphase der Frequenz f_TG des freischwingenden Taktgenerators.

In Fig. 4d sind die Signale am Ausgang TGA2 des Taktgenerators TG dargestellt. Ein Schaltimpuls tritt nur dann auf, wenn das Zeitglied des Taktgenerators durch das Rückkopplungsnetzwerk am Ende seiner Peri odendauer t_TG in seinen Anfangszustand gesetzt wird (Fig. 4b). Wäh rend der Zündphase TZ treten keine Schaltimpulse auf, solange das Zeitglied durch die Signale am Eingang TGE1 vor Ablauf der Perioden dauer t_TG zurückgesetzt wird.

Fig. 4e zeigt das Ausgangssignal ASA1 der Ausgangsstufe AS. In Abhängigkeit des Werts des Ausgangssignals werden, wie in Fig. 4e1 und 4e2 gezeigt, die beiden Halbbrückenschaltelemente T1, T2 angesteu ert. Unmittelbar nach jedem Zustandswechsel, bei dem ein aktiviertes Schaltelement deaktiviert wird, beginnt eine Totzeit t_T, nach deren Ablauf das vorher inaktive Schaltelement aktiviert wird.

In Fig. 4f sind die Signale am Ausgang SRA1 der Stromreglerschaltung SR dargestellt. Ein Schaltimpuls tritt immer dann auf, wenn die erfaßte Ist-Strom-Zeitfläche größer wird als die vorgegebene Soll-Strom-Zeitfläche. Die Schaltimpulse bewirken einen Zustandswechsel der Ausgangsstufe AS bzw. des Signals ASA1 (Fig. 4e). Unmittelbar nach dem Zündzeitpunkt t_Z tritt innerhalb einer Periodendauer t_TG des Taktgenerators TG kein Schaltimpuls am Ausgang SRA1 auf.

Fig. 4g zeigt das Ausgangssignal ZA1 des Zählers Z, welches die Zündphase TZ beispielsweise durch ein Signal "1" anzeigt.

Fig. 4h zeigt das Ausgangssignal ZA2 des Zählers Z, welches das Brennen der Lampe EL (Anlaufphase TA und Normalbetriebsphase TN) beispielsweise durch ein Signal "1" anzeigt.

Claims

1. Verfahren zum Betrieb einer Entladungslampe (EL), mit einem Lastkreis, der die Entladungslampe (EL), einen zu dieser parallelge schalteten Kondensator (C5), eine Drossel (L2), mindestens einen weiteren Kondensator (C6), und ein Element (R2) enthält, das einen im Lastkreis fließenden Laststrom (I_L) erfaßt, und mit einem Inver ter, der als Halbbrückenanordnung mit zwei Schaltelementen (T1, T2) ausgeführt sein kann, die mit einer Frequenz (f_Inv) des Inverters fremdgesteuert werden, dadurch gekennzeichnet, daß folgende Verfahrensschritte durchgeführt werden

- in der Vorheizphase (TV)
- - Erfassen des Istwerts des Laststroms (I_L);
- - Bilden eines ersten zeitlich konstanten Sollwerts (SW1) des Laststroms (I_L), welcher einem gewünschten Istwert eines Laststroms in der Vorheizphase entspricht;
- - Aktivieren eines Taktgenerators (TG), der mit einer Fre quenz (f_TG) freiläuft, die kleiner ist als die Polstellenfre quenz (f_res1) des Lastkreises bei nicht gezündeter Lampe und die größer ist als die Polstellenfrequenz (f_res2) des Lastkreises bei gezündeter Lampe;
- - Beenden der Vorheizphase nach Ablauf eines ersten vor gebbaren Zeitraums (TV);
- in der Zündphase (TZ)
- - Erfassen des Istwerts des Laststroms (I_L) im Lastkreis;
- - Bilden eines zeitlich variablen Sollwerts (SW2(t)) des Last stroms, welcher Sollwert (SW2(t)) ausgehend von dem zeit lich konstanten Sollwert (SW1) des Laststroms (I_L) auf einen vorgebbaren Wert (SW2max) geführt wird;
- - Synchronisieren des Taktgenerators (TG) mit der Frequenz (f_Inv) des Inverters;
- - Beenden der Zündphase, sobald der Sollwert des Laststroms (I_L) einen Wert erreicht, bei dem eine Einschaltdauer eines Halbbrückenschaltelements größer wird als die Periodendau er (t_TG = 1/f_TG) des freilaufenden Taktgenerators (TG),
- im Normalbetrieb (TN)
- - Erfassen des Istwerts des Laststroms (I_L; und
- - Bilden eines zweiten zeitlich konstanten Sollwerts (SW5) des Laststrom, welcher Sollwert (SW5) einem gewünschten Istwert des Laststroms im Normalbetrieb entspricht.

2. Verfahren zum Betrieb einer Entladungslampe (EL), mit einem Last kreis, der die Entladungslampe (EL), einen zu dieser parallelge schalteten Kondensator (C5), eine Drossel (L2), mindestens einen weiteren Kondensator (C6), und ein Element (R2) enthält, das einen im Lastkreis fließenden Laststrom (I_L) erfaßt, und mit einem Inver ter, der als Halbbrückenanordnung mit zwei Schaltelementen (T1, T2) ausgeführt sein kann, die mit einer Frequenz (f_Inv) des Inverters fremdgesteuert werden, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Betriebsphase der Lampe jede einzelne Halbperioden dauer des Laststroms auf einen vorgebbaren Sollwert geregelt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß positive und negative Halbwellen des Laststroms (I_L) auf denselben Soll wert geregelt werden.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Regelung der Periodendauer des Laststroms der Istwert der Strom- Zeit-Fläche einer Halbschwingung oder einer Vollschwingung des Laststroms erfaßt wird und daß diese Fläche mit dem Sollwert der Strom-Zeit-Fläche einer Halbschwingung oder einer Vollschwingung des Laststroms in der jeweils aktuellen Betriebsphase verglichen wird, daß bei Übereinstimmen von Ist- und Sollwert des Laststroms der Inverter in der Weise angesteuert wird, daß ein gerade aktivier tes Schaltelement (T2) deaktiviert wird und ein gerade nicht aktivier tes Schaltelement (T1) aktiviert wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Deaktivieren des gerade aktivierten Schaltelements (T2) und dem Aktivieren des gerade nicht aktivierten Schaltelements (T1) eine vorgebbare Totzeit (t_T, Fig. 4e) realisiert wird.

6. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekenn zeichnet, daß in einem ersten Zeitraum (TA1) einer Anlaufphase (TA) unmittelbar nach Beendigung der Zündphase ein dritter zeitlich konstanter Sollwert (SW3, Fig. 4a) des Laststroms gebildet wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in einem zweiten Zeitraum (TA2) der Anlaufphase (TA) ein zweiter zeitlich variabler Sollwert (SW4(t)) gebildet wird, der ausgehend von dem dritten zeitlich konstanten Sollwert (SW3) kontinuierlich in den zweiten zeitlich konstanten Sollwert (SW5) übergeführt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 1 und 2.

9. Verfahren nach Anspruch 8 und einem der Ansprüche 3 bis 7.

10. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine Entladungslampe (EL), einen Lastkreis, der die Entladungslampe (EL), einen zu dieser parallelgeschalteten Kondensator (C5), eine Drossel (L2), mindestens einen weiteren Kondensator (C6), und ein Element (R2) enthält, das den Laststrom erfaßt, sowie einen Inverter, der als Halbbrückenanordnung mit fremdgesteuerten Schaltelementen (T1, T2) ausgebildet ist, und einen Taktgenerator (TG) aufweist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (IC) zur Ansteuerung der fremdgesteuerten Schalt elemente (T1, T2), wobei Betriebsparameter der Steuerschaltung (IC) durch Widerstände (R3, R4, R5, R6) vorgebbar sind.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) den Taktgenerator (TG), eine Zünderken nungsschaltung (ZE) und einen Zähler (Z) aufweist.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekenn zeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) eine Stromsollwerterzeugungs schaltung (SWE) aufweist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) eine Stromreglerschaltung (SR) aufweist.

16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) ein Totzeitglied (TZG) und einen ersten und einen zweiten Treiber (TT1, TT2) für die fremdgesteuerten Schaltelemente (T1, T2) aufweist.

17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) als integrierte Schaltung realisiert ist.

18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator (TG) ein die Periodendauer (t_TG) seiner Eigenschwingungsfrequenz (f_TG) definierendes Zeitglied aufweist und in der Weise ausgestaltet ist, daß er bei einem Zurück setzen des Zeitglieds in den Zustand, den es zu Beginn einer Peri odendauer hat, dem Zähler (Z) einen Impuls zur Verfügung stellt.

19. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator (TG) mit dem Zähler (Z) verbunden ist, der Ausgangssignale des Taktgenerators (TG) zählt und der bei Erreichen vorgebbarer Zählwerte Signale bildet, die zur Bildung der Sollwerte (SW1, SW2(t), SW3, SW4(t), SW5) des Last stroms verwendet werden.

20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale betriebsphasenindividuell sind.

21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator (TG) einen Steuereingang (TGE1) aufweist, mit dem unabhängig vom momentanen Zustand seines Zeitglieds der Beginn jeder Periodendauer einer von der Eigenschwingungsfrequenz (f_TG) abweichenden Schwingungsfrequenz vorgegeben wird.

22. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Zünderkennungsschaltung (ZE) durch den Zähler (Z) beim Erreichen eines vorgebbaren Zählerstandes, der den Beginn der Zündphase (TZ) anzeigt, aktiviert wird.

23. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Zünderkennungsschaltung (ZE) Signalwege (ASA1-TGE1; TGA2-ASE3) von einer Ausgangsstufe (AS) zum Taktgenerator (TG) in der Weise freischaltet, daß das Zeitglied des Taktgenerators (TG) durch Steuerimpulse der Ausgangsstufe (AS) in seinen dem Beginn einer Periodendauer des Zeitglieds entsprechen den Zustand gesetzt wird, und daß ein Steuerimpuls an einem Ausgang (TGA2) des Taktgenerators (TG) der Ausgangsstufe (AS) zugeführt wird.

24. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß an einem Ausgang (TGA2) des Taktgenerators (TG) in der Zündphase (TZ) genau dann ein Impuls erzeugt wird, wenn die Dauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Schaltimpulsen am Steuereingang (TGE1) des Taktgenerators (TG) größer ist als die Periodendauer (t_TG) der durch das Zeitglied definierten Peri odendauer der Eigenschwingungsfrequenz (f_TG) des Taktgenerators (TG).

25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß beim erstmaligen Auftreten eines Schaltimpulses an dem Ausgang (TGA2) des Taktgenerators (TG) in der Zündphase (TZ) die Zünd erkennungsschaltung (ZE) deaktiviert und die Zündphase beendet wird.

26. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 18 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündphase (TZ) spätestens bei Erreichen eines vorgebbaren Zählerstandes des Zählers (Z) beendet wird.

27. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß Sollwerte für Strom-Zeit-Flächen des Laststroms (I_L) für die Betriebsphasen, in denen die Lampe brennt, und die Betriebsphasen vor der Zündung der Lampe getrennt über jeweils einen Widerstand (R3; R4) einstellbar sind.

28. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Totzeit (t_T; Fig. 4e, 4e1, 4e2) des Totzeit gliedes (TZG) durch einen Widerstand (R5) einstellbar ist.

29. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz (f_TG), mit der der Taktgenerator (TG) schwingt, über einen Widerstand (R6) einstellbar ist.

30. Verwendung einer Steuerschaltung (IC) für eine Schaltungsanordnung nach Anspruch 10.