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S ä g e zahn g e n e r a t o r Die Erfindung bezieht sich auf einen
Sägezahngenerator für Geräte der elektrischen Nachrichten- und Meßtechnik, bestehend
aus einer Verstärkerschaltung und einem Integrierglied, dessen Kondensator eine
elektronische Schaltanordnung parallelgeschaltet ist, die abhängig von der gewünschten
Amplitude der Sägezahnspannung die erforderliche periodische Umladung des Kondensators
vornimmt. Sägezahnspannungen werden nicht nur zur Lösung zahlreicher meßtechnischer
Aufgaben, sondern auch in hohem Maße für hlodulationszwecke, insbesondere zur 'Umsetzung
des Nachrichteninhaltes eines kontinuierlichen Signals in eine pulsmodulierte Spannung
benötigt. Hierbei ergibt sich oftmals neben der erwünschten hohen zeitlichen Konstanz
und Linearität der Sägezahnspannung die Forderung, die Frequenz ohne Rückwirkung
auf die vorzugsweise gleichfalls beliebig einstellbare Amplitude in weiten Grenzen
zu ändern. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Sägezahngenerator
der einleitend beschriebenen Art eine Schaltung anzugeben, die es bei denkbar einfachstem
Aufbau gestattet, die Frequenz ohne Rückirirkung auf die Amplitude der Sägezahnspannun&,zu
ändern. Ausgehend von einem 9pg#bngenerator für Geräte der elektrischen Nachrichten-
und Meßtechnik, bestehend aus einer
Verstärkerschaltung und einem
Int egrierglied, dessen Kondensator eine elektronische Schaltanordnung parallelgeschaltet
ist, die abhängig von der gewünschten Amplitude der Sägezahnspannung die erforderliche
periodische Umladung des Kondensators vornimmt, wird gemäß der Erfindung die Aufgabe
dadurch gelöst, daß ein, vorzugsweise niederohmiger, Ausgang der Verstärksrschaltung
über einen einen Amplitudendiskriminator enthaltenden Rüc'&:kopplungsweg mit
dem Steuereingang der Schaltanordnung so verbunden ist, dafi die Schaltanordnung@beim
Ansprechen des Amplitudendiskriminators vom gesperrten in den leitenden Zustand
übergeht und daß der Amplitudendiskriminator ein Kippwiderstand mit einem niederohmigen
und einem hochohmigen stabilen Zustand, vorzugsweise eine Tunneldiode, ist.
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Pür Geräte zur Störungsmeldung bzw. -beseitigung bei Nachrichtenübertragungssystemen
ist bereits (DBP 1 261 909) eine aus einem elektronischen Schalter bestehende Schaltanordnung
vorgeschlagen worden, die mittelbar durch eine Kippanordnung gesteuert wird. Die
Kippanordnung kenn hierbei aus einem Kippvriderstand bestehen, der dem Steuereingang
des elektronischen Schalters parallelliegt.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde,. daß Kippwiderstände,
insbesondere deren bekanntester Vertreter, die Tunneldiode,-einen Sprungstrom aufweisen.,
der eine hohe zeitliche Konstanz aufweist und sich auch in Abhängigkeit von der
Temperatur praktisch nicht ändert. Kippwiderstände ermöglichen es also in vorteilhafter
Weiae, die Amplitude der Ausgangsspannung des Generators genau festzulegen. Außerdem
wirken sich ihre schnellen Schalteigenschaften
,günstig auf die
Schaltgeschwindigkeit der Gesamtanordnung . aus.
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Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Schaltanordnung
durch einen Schalttransistor verwirklicht, dessen Steuereingang.der Kippwiderstand
parallelgeschaltet ist. Hierbei; wird die Steuergröße der Parallelschaltung aus
dem Kippvriderotand und dem Steuereingang des Schalttransistors @,_er einen vorzugsweise
einstellbar -ausgebildeten, hochohmigen Widerstand zugeführt.
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Besonders günstig gestalten sich die Verhältnisse, wenn bei der erfindungsgemäßen
Generatorschaltung vom Prinzip der mitlaufenden Ladespannung mit einem Transistor
in Emitter-Polgeschaltung als Verstärkerelement Gebrauch gemacht wird, dessen Steuereingang
der Kondensator parallelliegt und dessen Emitter über einen die mitlaufende Ladespannung
realisierenden Kondensator mit dem Verbindungspunkt des Ladevriderstandes, vorzugsweise
einer Diode., verbunden ist.
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Bei Schaltungen, die eine Sägezahnapannung benutzen, um im Rahmen
eines Taktrasters zeitlich verschobene Impulse-zu gewinnen, werden oftmals Kippwiderstände
bzw. Tunneldioden verwendet,, bei denen wenigstens ein Kippwiderstand bereits im
unteren Viertel der ansteigenden Planke einer Sägezahn-Periode von seinem Zustand
niedrigen Widerstandes in seinen Zustand hohen Widerstandes springen muß, während
das Springen für den letzten Kippwiderstand erst kurz vor Beendigung der Sägezahnperiode
vorgeschrieben ist. Bei derartigen Schaltungen muß mit anderen Worten der die Sägexahnspannung
liefernde Taktgenerator eine sehr hohe Amplitude aufweisen, so daß der zuerst springende
Kippwiderstand
am Ende einer. Periode einen Strom führen muß, der
itn ungünstigsten Falle etwa zehnmal größer als der Sprung-Strom ist. Diese Nachteile
lassen sich vermeiden, wenn von einem konstanten Voratrom Gebrauch gemacht wird,
der etwas niedriger gewählt ist, als der Sprungstrom des ersten Kippwiderstandes,
d.h., wenn der Sägezahnspannung eine geeignet bemessene Gleichspannung überlagert
wird. lri diesem falle wird eine wesentlich niedrigere Sägezahnamplituda benötigt.
Damit eine derart bemessene Schaltung Jedoch richtig arbeiten kann, muß dem Sägezahn
im Bereich seiner Rockflanke ein spezieller Rückatellimpuls überlagert sein, da
die Kippwiderstände .ansonsten infolge ihrer ' Hysterese AM 'Ende' einer Periode
nicht in ihre niederohmige Ausgangslage zurückspringen. . Gemäß einer Weiterbildung
kann ein vom Prinzip der mitlaufenden hadespannung Gebrauch machender Sägezahngenerator
nach der Erfindung dadurch zur Erzeugung eines Sägezahno mit einem seiner Rückflanke
überlagerten Nadelimpuls herangezogen sein, daß in die Kollektorzuleitung des Verstärker:-transistors
ein vorzugsweise einstellbarer Widerstand eingefügt ist. . Anhand eines Ausführungsbeispiele,
das in der Zeichnung dargestellt ist, soll. die Erfindung im folgenden noch näher
erläutert werden.
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Die Pigur zeigt einen vom Prinzip der mitlaufenden Ladespannung Gebrauch
machenden Sägezahngenerator, bei dein der Steuereingang der Schalteinrichtung gemäß
der Erfindung mit einem nederohmigen Ausgang der Veratärkersehaltung über einen
durch eine Tunneldiode realisierten Ampli7 i
tudendi kriminator
verbunden ist. Die eigentliche Verstärkerachaltung des Generators weist einen Transistor
Tr2 in Emitter-Polgeschaltung auf, an dessen Emitterwiderstand Re über den Anschluß
A1 die gewünschte Sägezahnspannung S1 abgenommen wird. Der Kollektoranschluß des
Transistors Tr2 ist mit der Betriebsgleichspannung -Ub über ein Potentiometer P
verbunden, dessen Reglerabgriff einen weiteren Sägezahnspannungsausgang A2 abgibt.
Die hier auftretende Sägezahnspannung S2 ist gegenüber der Sägezahnspannung
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am Ausgang A1 in der Phase umgekehrt und weist ferner im Bereich der Rückflanke
einer Sägezahnperiode einen negativen Nadelimpuls N auf. _ Dem Eingang des Transistors
Tr2 ist Cl des Integriergliedes parallelgeschaltet. Dieser Kondensator wird periodisch
über die Reihenschaltung aus dem Zadewiderstand R1 und der einen Kopplungswiderständ
darstellenden Diode D von der Betriebsgleichspannung -Ub aufgeladen. Zwischen dem
Emitter des Transistors Tr2 und dem.Verbindungspunkt zwischen dem ' R1 und der Diode
D ist der die mitlaufende Ladespannung realisierende weitere Kondensator Cb" vorgesehen,
der die hohe Linearität der Sägezahnvorderflanke gewährleistet. Die periodische
Umladung des Kondensators Cl nimmt der Schalttransistor Tr1 wahr, der mit seiner
Emitter-Kollektorstrecke dem Ladekondensator 01 parallelliegt. Dem Steuereingang
des Schalttransistors Tr1 ist die Reihenschaltung aus der Tunneldiode T und dem
Widerstand R3 parallelgeschältet. Der Widerstand R3 ist hierbei Teil eines aus den
Widerständen R1, R2 und R3 bestehenden Spannungsteilers,
durch den
der Arbeitspunkt des Schalttransistors Tr1 festgelegt ist. Der Parallelschaltung
aus dem Steuereingang des Schalttransistors Tr1 und der Tunneldiode T wird der Steuerstrom
vom Emitter des Transistors Tr2 über einen einstellbaren, relativ hochohmigen Widerstand
Rs zugeführt. Dieser Nebenschluß belastet den Ausgang A1 des Sägezahngenerators
praktisch nicht, da der Innenwiderstand aufgrund der Emitter-Folgeschaltung sehr
niederohmig ist.
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Zur Erläuterung der Wirkungsweise des Erfindungsgegenstandes sei zunächst
davon ausgegangen, daß die Tunneldiode T sich im niederohmigen Zustand befindet.
Die am Eingang des Schalttransistors Tr1 anliegende Spannung reicht in diesem Falle
nicht aus, den Schalttransistor zu entsperren. Der Kondensator C1, an dem zunächst
keine Spannung liegt, wird infolgedessen über den Ladewiderstand R1 linear aufgeladen,
weil der Kondensator Cb den Ladestrom konstant hält. Wegen der Emitter-Folgeschaltung
des Transistors Tr2 folgt die Spannung am Ausgang A1 genau der Spannung am Kondensator
C1. Dabei kann die Kondensatorspannung bis zu einer relativ großen Amplitude ansteigen,
weil die Diode D die Möglichkeit gibt, die Spannung am Verbindungspunkt zwischen
dem Ladevriderstand R1 und der Diode D über die Betriebsgleichspannung -Ub ansteigen
zu lassen. Der Widerstand Rs, der einseitig am Emitter des Transistors Tr2 angeschlossen
ist, erzwingt infolge seiner-Hochohmigkeit einen dem Spannungsanstieg entsprechenden
linearen Anstieg des Steuerstromes in der Tunneldiode. Dies geschieht solange, bis
der Sprungstrom erreicht ist und die Tunneldiode von ihrem niederohmigen in den
hochohmigen Zustand übergeht. In diesem
1 Augenblick springt die
Spannung an der Basis des Schalttransistors Tr't von einem niedrigen auf einen hohen
Wert, der den Schalttransistor bis zur Kollektorsättigung voll durchsteuert. Die
nunmehr sehr niederohmige Kollektorstrecke des Schalttransistors entlädt schlagartig
den Kondensator 01 und verringert damit gleichzeitig die Spannung am Emitterwiderstand
Re in einem solchen Maße, daß die o-..Lervon über den Widerstand Rs gesteuerte Tunneldiode
in ihre niederohmige Ausgangslage zurückspringt und damit den Schalttransistor Tr1
ebenfalls, in seine gesperrte Ausgangslage zurückführt. Die Aufladung des Kondensators
Cl kann nunmehr von neuem beginnen.
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Da der Sprungstrom der Tunneldiode, wie bereits erwähnt wurde, eine
hohe Konstanz aufweist, ist auch die Amplitude der abgegebenen Sägezahnspannung
sehr konstant. Da ferner die Folgefrequenz der Sägezahnspannung, abgesehen vom Tunneldioden-Sprungstrom,
lediglich vom Ladewiderstand und der Betriebsgleichspannung abhängt, ist auch sie
sehr konstant, sofern die Betriebsgleichspannung stabilisiert ist und die Kondensatoren
und Widerstände ausreichend'gute elektrische Eigenschaften besitzen.
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Die Amplitude der Sägezahnausgangsspannung kann in einfacher Weise
durch Verändern des Widerstandes Rs eingestellt werden, weil der Sprungstrom das
Ende der Aufladung des Kondensators C1 bestimmt: Die Einstellung der Folgefrequenz
geschieht in an sich bekannter Weise durch Variation der Kapazität des Kondensators
01. Die hiermit durchgeführte Frequenzeinstellung hat in außerordentlich
vorteilhafter Weise keinen Einfluß auf die mittels des Widerstandes Rs
einmal
eingestellte Amplitude. Dies hat, wie bereits an anderer Stelle ausgeführt wurde,
seinen Grund in der Konstanz des Sprungstromes der Tunneldiode T.
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Die Sägezahnspannung S2 am Ausgang A2 unterscheidet sich von der Sägezahnspannung
S1 am Ausgang A1 durch einen der Rückflanke des Sägezahns überlagerten negativen
Nadelimpuls N. Dieser Nadelimpuls kommt dadurch zustande, daß der Kondensator Cb
beim Entladen des Kondensators 01 kurzzeitig auf seine Ausgangsspannung umgeladen
wird und dieser Umladestrom hierbei den Emitterwiderstand Re durchfließt. Am Ausgang
A1 kann sich dieser Strom nicht bemerkbar machen, weil die hier anstehende Spannung
wegen der Emitter-Folgeschaltung des Verstärkertransistors den gleichen Verlauf
haben muß wie die Spannung am Kondensator C1, d.h. daß der über die Emitter-Kollektorstrecke
fließende Strom bei Auftreten des Ladestroms für den Kondensator Cb in jedem Zeitpunkt
um den Augenblickswert dieses Umladestromes verringert sein muß, was am Ausgang
A2 in Form des t'adelimpulses zum Ausdruck kommt.
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Ein nach der Erfindung ausgebildeter Sägezahngenerator lieferte eine
Sägezahnspannung von maximal 9 V SS, deren Größe in weiten Grenzen einstellbar wr:r
und deren Frequenz sich bei konstanter Amplitude im Bereich von 500 kHz bis 10 I,IHz
kontinuierlich variieren ließ. Dabei betrug die Betriebsgleichspannung -Ub 18 V.
Als Schalt-und Verstärkerelement wurden Transistoren vom Typ AFY10
| und als Diode D eine Siliziumdiode PC100 verwendet. Die |
| :übrigen Daten für die Schaltung ergeben sich aus der |
| :folgenden Tabelle: |
| R1 = 1 K .a RS = 10 K S? P = 200 |
| R2 = 015 Ksl R1 = 6 K .#-l 0b = Q,1/uF |
| R3 = 5 s? Re ^ 200 A Q 1 = 1000 pp |