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Parametrische Einrichtung für sehr kurze elektromagnetische Wellen
Die Erfindung bezieht sich auf eine parametrische Einrichtung für sehr kurze elektromagnetische
Wellen, insbesondere einen parametrischen Verstärker.
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Unter parametrische Einrichtungen für sehr kurze elektromagnetische
Wellen werden bekanntlich Modulatoren verstanden, die als nichtlineares Element
wenigstens eine nichtlineare Reaktanz, beispielsweise eine nichtlineare Kapazität
oder eine nichthneare Induktivität haben und die vor allem der rauscharmen Verstärkung
oder Frequenztransponierung sehr kurzer elektromagnetischer Wellen dienen.
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Wesentlich für diese parametrischen Einrichtungen ist, daß sie außer
je einer Zuführung für die Pumpenergie und die eigentliche Signalfrequenzenergie
noch ein Resonanzgebilde enthalten, welches für die sogenannte Idlingfrequenz in
dem Modulator einen Wirkwiderstand bildet. Wesentlich für parametrische Einrichtungen
ist im Regelfall ferner, daß das Produkt aus Verstärkung und Bandbreite möglichst
groß ist. Die Größe dieses Produktes ist, wie beispielsweise durch G. L.
Matthaei, »A situdy of optimum design of wide-band parametric amplifiers
and upconverters«, IRE Trans., Vol. MTT-9 (Januar 1961),
S. 23 bis
38, bekannt, dadurch günstig beeinflußbar, daß an Stelle eines einzelnen
Resonanzkreises für die Idlingfrequenz ein Resonanzgebilde verwendet wird, das ein
Reaktanzverhalten hat ähnlich dem eines mehrkreisigen Bandfilters.
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Die praktische Realisierung derartiger Idlingschaltungen ist indes
relativ schwierig, weil sie zu elek# trisch komplizierten Schaltungen führt, die
auch räumlich sehr aufwendig sind. Vor allem bei Verwendung einer Kapazitätsdiode
als nichtlineare Reaktanz ist dies sehr störend, weil diese räumlich sehr klein
iin Vergleich zu der Filterschaltung für den Idlingkreis ist und eine gewünschte
Verkopplung von Kapazitätsdiode und Idlingschaltung wesentliche konstruktive Probleme
und Schwierigkeiten bringt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer parametrischen
Einrichtung, die eine Idlinschaltung mit dem Reaktanzverhalten eines mehrkreisigen
Bandpaßfilters hat, die Ausgestaltung des die Idlingschaltung und die nichtlineare
Reaktanz enthaltenden Teiles.einer parametrischen Einrichtung wesentlich zu vereinfachen.
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Bei der Erfindung wird von der Eigenschaft einer Leitungsverzweigung
Gebrauch gemacht, die darin besteht, daß die elektrische Verkopplung von an verschiedenen
Leitungen der Verzweigung angeschaltete Resonatoren untereinander durch Einfügung
einer Reflexionsstelle im Verzweigungsbereich so gering bzw. lose gemacht werden
kann, daß sich die Resonatoren abstimmungsmäßig fast nicht beeinflussen.
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Erfmdungsgemäß wird die vorstehend geschilderte Aufgabe dadurch gelöst,
daß an eine Leitungsverzweigung, in der die variable Reaktanz angeordnet ist, wenigstens
zwei Leitungen angeschaltet sind, die in vorzugsweise abstimmbare Resonatoren für
die Idlingfrequenz übergehen und die über die Verzweigung derart lose miteinander
gekoppelt sind, daß die einzelnen Resonatoren sich weitgehend unabhängig voneinander
im Frequenzbereich der Idlingfrequenz abstimmen lassen.
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Wie der Erfindung zugrunde liegende Untersuchungen gezeigt haben,
ist nämlich überraschenderweise trotz der fast vollständigen Entkopplung der einzelnen
Idlingresonatoren voneinander noch eine hinreichend starke Kopplung zwischen den
einzelnen Resonatoren und dem Stromkreis der nichtlinearen Reaktanz, insbesondere
einer Kapazitätsdiode, vorhanden, wenn diese iin Verzweigungsbereich vorgesehen
wird.
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Vorteilhaft werden die einzelnen Resonatoren für die Idlingfrequenz
geringfügig gegeneinander verstimmt. Wenigstens einer der Resonatoren für die Idlingfrequenz
kann vorteilhaft auch als mehrkreisiges Bandfilter mit einer äußeren Wirklast
ausgebildet werden.
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Eine vorteilhafte Ausgestaltung einer parametrischen Einrichtung nach
der Erfindung wird dann erhalten, wenn die Leitungsverzweigung als Parallelverzweigung
in Hohlleiterbauweise ausgebildet ist, in die elektrisch parallel zusätzlich die
ebenfalls als Hohlleiter ausgebildete Leitung für die Pumpfrequenzzuführung einmündet
und in deren Verzweigungspunkt die variable Reaktanz angeordnet ist, die mit einer
im Verzweigungszentrum in die Hohlleiter einmündenden Koaxialleitung für die Signalfrequenz
verbunden ist.
Die lose Kopplung kann hierbei vorteilhaft dadurch
erreicht werden, daß im Verzweigungsbereich eine zusätzliche, im Reflexionsverhalten
vorzugsweise einstellbare Reflexionsstelle, wie eine Abstimmschraube oder eine Trennwand,
für die Wellen von Idlingfrequenz vorgesehen wird. Diese Entkopplung läßt sich für
bestimmte Ausführungsformen der Einrichtung auch dadurch einfach realisieren, daß
der Feldwellenwiderstand der einzelnen Hohlleitungen für die Idlingresonatoren zumindest
ün Verzweigungsbereich sehr niederohmig im Vergleich zum Feldwellenwiderstand üblicher
Hohlleiter mit dem Seitenverhältnis von 1: 2 gewählt wird. Letzteres kann
unterstützend zu der vorerwähnten Reflexionsstelle oder auch für sich allein zur
Entkopplung angewendet werden. Als vorteilhaft hat es sich weiterhin erwiesen, wenn
für die einzelnen Hohlleiter solche mit einem flachen Rechteckprofil, insbesondere
mit einem Verhältnis von Höhe zu Breite kleiner als 1: 7 vorgesehen sind.
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Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen näher
erläutert.
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F i g. 1 zeigt in Aufsicht einen Schnitt durch einen parametrischen
Verstärker für die Verstärkung einer Signalfrequenz, beispielsweise im Frequenzbereich
um 4 GHz; F i g. 2 zeigt den gleichen Verstärker in einem Längsschnitt.
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Die Pumpfrequenz f, liegt für diesen Verstärker bei etwa 12 GHz. Es
ergibt sich dann eine Idlingfrequenz fi von etwa 8 GHz und eine
Summen
frequenz (f, + f,) von etwa 16 GHz.
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Der Verstärker arbeitet mit einer Kapazitätsdiode 1, die eine
Hohlleiterverzweigung senkrecht zur Breitseite durchdringt. In Verlängerung der
Kapazitätsdiode 1 mündet in die Hohlleiterverzweigung eine Koaxialleitung
ein, die der Zuführung und Entnahme der Signalfrequenz f, dient. Zur Verhinderung
eines Entweichens von Pumpenergie und von Idlingenergie über diese Koaxialleitung
ist ein Tiefpaß 2 in die Koaxialleitung eingeschaltet.
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Die Leitungsverzweigung selbst enthält zwei Hohlleiterabschnitte
3, 4 von rechteckigem Querschnitt, die für sich eigentlich einen durchgehenden
Hohlleiter bilden und deren Breitenabmessung so groß gewählt ist, daß sich ün Eindeutigkeitsbereich
der Hohlleitung darin die Wellen von Idlingfrequenz ausbreiten können.
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Senkrecht hierzu mündet ein ebenfalls Rechteckquerschnitt aufweisender
Hohlleiter 5 für die Zuführung der Pumpenergie mit der Frequenz f, ein. Die
Breitenabmessung dieses Hohlleiterabschnitts ist so klein gewählt, daß die Grenzfrequenz
des Hohlleitungsabschnittes 5 höher als die Idlingfrequenz ist, jedoch unterhalb
der Pumpfrequenz liegt.
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In den HoMeitungsabschnitten 3, 4 sind Abstimmorgane
6, 7 insbesondere in Form von Kurzschlußschiebern vorgesehen, die eine getrennte
Einstellung der elektrischen Länge jedes der Hohlleitungsabschnitte 3, 4
ermöglichen.
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Bei einem ausgeführten parametrischen Verstärker dieser Art hatten
die Hohlleiterabschnitte 3, 4 einen Querschnitt von etwa 23 - 5
mm, und der Wellenwiderstand des Tiefpasses 2 betrug etwa 10 9. Damit
wirkten die Hohlleiterteile 3, 4, 5 für die Koaxialleitung wie eine
Vergrößerung des Außenleiters und damit wie eine näherungsweise konzentrierte Induktivität
von etwa 2 nIL Diese Induktivität ist praktisch gerade so groß, daß sie ausreicht,
um den Signalfrequenzkreis auf Resonanz für die Signalfrequenz fl abzustimmen. Der
Signalfrequenzkreis ist bei dieser Ausführungsform also fest abgestimmt. Der Hohlleiter
für die Pumpenergie hatte hierbei eine Höhe von 5 mm und eine Breite
von 13 mm.
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Als Kapazitätsdiode wurde bei- diesem Ausführungsbeispiel eine abrupt
dotierte GaAs-Diode verwendet, mit folgenden Daten: Nullpunktkapazität
........... C (0) = 0,362 pF Kontaktpotential ................
0 = 1,294 V Bahnwiderstand .................. r = 6,6 Ohm Eigeninduktivität
............... LO = 0,7 nH Gehäusekapazität .... G, =
0,28 pF Durchbruchspannung ##ei* 10*#tA)' UD = 15,0 V Die Diode
wurde mit einer festen Vorspannung zwischen - 0,6 und - 1,0 V betrieben.
Bei - 0,6 V Vorspannung und 4 GIlz Signalfrequenz beträgt die dynamische
Diodengüte y Q = 5,3, wenn man mit einem Kapazitätsmodulationsfaktor
von y=0,32
rechnet.
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Zusätzlich ist, von der einen Hohlleiter-Schmalseite des durchgehenden
Hohlleiterabschnittes 3, 4 her in den Hohlleiterinnenraum einmündend, noch
eine Abstimmschraube 8 vorgesehen, die sich in Richtung auf die Kapazitätsdiode
1 einschrauben läßt und deren Eintauchtiefe t bei einem Durchmesser von etwa
5 mm etwa 7 mm beträgt Diese Abstimmschraube 8 ist wesentlich
für die Entkopplung der beiden durch die Hohlleiterabschnitte 3 und 4 gebildeten
Resonatoren für die Idlingfrequenz.
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Der Signalkreis des Verstärkers hat bei diesem Ausführungsbeispiel
eine Bandbreite von etwa 400 MHz, bei einer Mittenfrequenz von etwa 3900
MHz. In diesem Frequenzbereich sind, je nach Stellung der Kurzschlußschieber
6, 7, maximale Verstärkungen von 20 db mit 3-db-Bandbreiten von
3
bis 14 MHz gemessen worden.
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Innerhalb der genannten Signalkreisbandbreite setzt die Signalverstärkung
jedesmal dann ein, wenn der Hilfskreis (Resonanzgebilde aus 3 und
4) bei der entstehenden Differenzfrequenz in Resonanz ist. Hat der Hilfskreis
- innerhalb der Differenzfrequenz-Bandbreite, die zur Signalkreisbandbreite
gehört -
zwei verschiedene Resonanzfrequenzen" dann zeigt die Verstärkungskurve
über der Frequenz zwei Maxima. Dieser Fall läßt sich beira Ausführungsbeispiel realisieren;
denn der Hilfskreis besteht hier aus der Kapazitätsdiode mit dem unterteilten Hohlleiterraum
zwischen den beiden Kurzschlußschiebern. Die beiden Resonanzfrequenzen des unterteilten
Hohlleiterraumes können weitgehend unabhängig voneinander mit den Kurzschlußschiebein
6 und 7
eingestellt werden.
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In der F i g. 3 ist das Feldliniehbild der Differenzfrequenzschwingung
ira Hohlleiter und in der F i g. 4 das Ersatzschaltbild des Hilfskreises
dargestellt. Wenn die Verstärkungskurve zwei Maxima hat, sind die Abstände
d,_ und d2 der beiden Kurzschlußschieber von der Diode um etwa
3 bis 4 mm größer als die halben Hohlleiterwellenlängen-42' bzw. -"2", die
zu den beiden Resonanzfrequenzen des I-Elfskreises gehören. (s. F i g. 3).
Wenn d., = d. ist, dann ist auch A2'= Al", und die Verstärkungskurve
zeigt nur ein Maximum. In diesem Fall ist der Hilfskreis ein entarteter 3-A/,:-Resonator.
Infolge der starken Störung, welche die Diode im Hohlleiter darstellt, konzentriert
sich
die mittlere Halbwelle dieses 3A/,-Resonators im wesentlichen auf einen engen zylindrischenRaum
D
von etwa 6 mm Durchmesser um die Diode herum. Die ungestörte
halbe Hohlleiterwellenlänge der Diffe-,renzfrequenz von 8,6 GHz beträgt dagegen
26,8 mm.
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Das Ersatzschaltbild des Hilfskreises hat man sich aus zwei (mit Hilfe
der Kurzschlußschieber abstimmbaren) Reihenschwingkreisen bestehend zu denken, die
zu der gepumpten Diode parallel geschaltet sind (s. F i g. 4). Wegen der
Parallelschaltung der beiden .äußeren Reihenresonanzkreise beeinflussen sich die
-beiden Resonanzfrequenzen des Hilfskreises gegenseitig nur wenig (R = Diodenscheinwiderstand
mit Bahnwiderstandsverlusten).
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In der F i g. 5 sind als Beispiel fünf Verstärkungskurven gezeigt,
welche den Einfluß der beiden gesondert wählbaren Resonanzen des Hilfskreises deutlich
erkennen lassen. Es handelt sich hierbei um die Wiedergabe oszillographischer Aufnahmen.
Bei der Aufnahme der Oszillogramme war der Kurzschlußschieber 7 festgehalten
worden, während mit dem Kurzschlußschieber 6 der Abstand d, von der
Diode (s. F i g. 3) in fünf Schritten von 28,3 8 auf 28,70
mm vergrößert wurde.
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Man erkennt in der Mitte aller Oszillogramme ein Verstärkungsmaximum,
das unabhängig von der Stellung des Kurzschlußschiebers 6 bei etwa
3788 MHz auftritt. Die zu diesem Verstärkungsmaximum gehörende Resonanz des
Hilfskreises ist durch den Hohlraum zwischen Diode und Kurzschlußschieber
7
bestimmt. Das zweite Verstärkungsmaximum wandert in Abhängigkeit von der
Stellung des Kurzschlußschiebers 6 vom linken Figurenrand über die Figurenmitte
zum rechten Figurenrand> verschiebt sich also kontinuierlich um etwa 35 MHz
nach höheren Frequenzen zu. G bedeutet in den F i g. 5, 6, 7 und
9
die Verstärkung in Dezibelangabe. Die beiden Verstärkungsmaxima lassen sich
dicht aneinanderschieben, so daß eine Verstärkungskurve mit der von zweikreisigen
Bandfiltern her bekannten »Zweihöckrigkeit« zustande kommt. Je größer die Verstärkungswelligkeit
ist, die man zuläßt, um so größer ist die 3-db-Bandbreite der Verstärkung gegenüber
der Bandbreite einer einzelnen Verstärkungskurve, die zu einer einzigen Resonanz
des Hilfskreises gehört. Bei 3750 MHz Mittenfrequenz und 20 db maximaler
Verstärkung wurde z. B. eine Bandbreite von 7,4 MHz im Fall genau übereinstimmender
Verstärkungsmaxima erreicht. Bei 20 db maximaler Verstärkung ließen sich 9,4 MHz
Bandbreite bei 0,5 db Einsattelung bzw. 11,5 MHz Bandbreite bei
3 db Einsattelung der Verstärkung zwischen den beiden Maxima erzielen.
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In der F i g. 6 ist eine Zweikreiskurve der Verstärkung mit
zwei 20-db-Maxima und einer 2-db-Einsattelung gezeigt. Die 3-db-Bandbreite beträgt
hier etwa 14 MHz, entsprechend einem Verstärkungs-Bandbreite-Produkt von etwa 140
MHz.
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- Im allgemeinen sind die beiden Verstärkungsmaxima verschieden
groß. Dies kann in der Regel auf eine gewisse Unsymmetrie der Anordnung zurückgeführt
werden. Die Kopplung der Diode mit den beiden Hohlleiterhalbräumen, die von den
Kurzschlußschiebern begrenzt werden, sollte nämlich möglichst gleich sein.
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Zum Ausgleich derartiger Unsymmetrien hat sich die Symmetrierschraube
8 bewährt, die in der F i g. 2 zu sehen ist. In der F i
g. 7 ist die Wirkung dieser Symmetrierschraube 8 an Hand von fünf
Oszillogrammen der Verstärkungskurve gezeigt. Die beiden Resonanzfrequenzen des
Hilfskreises sind in diesem Fall so weit verschieden gewählt, daß sich die Verstärkungskurve
in zwei Glockenkurven von 45 l#IHz Abstand aufspaltet. Eine Variation der Eintauchtiefe
t zwischen 5,2 und 4,0 mm der Symmetrierschraube 8 in den Hohlleiter
genügt, wie man sieht, um den Unterschied der beiden Verstärkungsmaxima
im Bereich ± 3 db zu verändern. Bei Betätigung der Symmetrierschraube
verstimmen sich gleichzeitig etwas die beiden Hilfskreisresonanzen, wie aus der
F i g. 7 zu erkennen ist, doch ist dies durch Nachstellung der Abstimmorgane
6, 7 im Bedarfsfall korrigierbar.
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Die für die angegebenen Werte im Verstärker erforderliche Pumpleistung
beträgt beim Ausführungsbeispiel 30 bis 100 mW.
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Das Prinzip der mehrkreisigen Abstimmung des Hilfskreises läßt sich
auch auf drei und mehr Resonanzstellen bzw. Kreise erweitern, indem an die Stelle
der Symmetrierschraube (s. F i g. 1) die Ab-
zweigung eines weiteren
Hohlleiters tritt, der ebenfalls mit einem Kurzschlußschieber abgeschlossen ist.
Dieser Hohlleiter wird vorteilhaft mit der Diode 1
gleich stark gekoppelt
wie die beiden anderen Hohlleiterräume. Auf diese Weise kann das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt
weiter vergrößert werden.
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Eine weitere Möglichkeit zur Vergrößerung der Verstärkungsbandbreite
im Sinne der Erfindung bietet die Ankopplung einer äußeren Last an die Hilfskreisresonatoren
im Sinne einer einstellbaren Bedämpfung der Hilfskreisabschnitte. In der F i
g. 8 ist hierzu ein Ausführungsbeispiel eines parametrischen Verstärkers
gezeigt. Der grundsätzliche Aufbau entspricht dem nach den F i g. 1 und 2.
Dieser parametrische Verstärker ist durch eine äußere Belastung der beiden Resonanzräume
des Hilfskreises erweitert. Wie vorstehend bereits ausgeführt, lassen sich den beiden
Resonanzfrequenzen des Hilfskreises in eindeutiger Weise die beiden Hohlleiterräume
zwischen der Kapazitätsdiode einerseits und den beiden Kurzschlußschiebern
6, 7 zuordnen. In diese beiden Hohlleiterräume taucht gemäß der F i
g. 8 von der Schmalseite des Hohlleiters aus je ein Stift
9, 10 von etwa 3
Durchmesser, deren jeder aus wellenabsorbierendem
Material, wie Karbonyleisen od. dgl., besteht, ein. Die Eintauchtiefe der Dämpfungsstifte
9, 10 ist mit Schraubenansätzen 11, 12 veränderbar.
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Mit den beiden Kurzschlußschiebern 6, 7 lassen sich beim Ausführungsbeispiel
die beiden Maxima der Verstärkungskurve im Bereich zwischen 3,7 und 4 GHz
verschieben. Liegen die beiden Verstärkungsmaxima hinreichend dicht beieinander,
so erhält man Verstärkungskurven mit typischer Zweikreis-Charakteristik. Da sich
die Belastung der beiden Resonanzräume des Hüfskreises getrennt einstellen läßt,
ist es auf einfache Weise möglich, die Größe der beiden Verstärkungsmaxima einander
gleich zu machen.
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Ein Beispiel für eine Verstärkungskurve mit Zweikreis-Charakteristik
ist in der F i g. 9 gezeigt. Die maximale Verstärkung beträgt hierbei etwa
20 db, die Bandmittenfrequenz etwa 3878 MHz und die 3-db-Bandbreite etwa
25,6 MHz. Das Verstärkungsbandbreiteprodukt liegt also bei etwa
256 MHz. Die Einsattelung der Verstärkung zwischen den beiden Maxima ist
in diesem Fall 1,5 db. Läßt man eine größere Einsattelung zu, dann sind auch
größere
Verstärkungsbandbreiteprodukte möglich. Die in .diesem Fall
züm Beispiel der F i g. 1 gleiche Diode wurde mit -1 V Vorspannung
betrieben, und die zusätzliche Hilfskreislast bei zunehmender Pumpleistung wurde
so weit vergrößert, daß der Diodenrichtstrom etwa 0,25 tzA betrug. Die Eintauchtiefe
der Dämpfungsstifte in den Hohlleiter war bei der dem Oszillogramm zugrunde liegenden
Messung für beide Stifte etwa 3,6 mm.
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Die Bandbreite des Hilfskreises läßt sich noch vergrößern, wenn für
den Hilfskreis ein Hohlleiter mit geringerer Grenzfrequenz f, also geringerer Dispersion,
verwendet wird. Bezeichnet A die Vakuumwellenlänge, A die Hohlleiterwellenlänge
und f die Frequenz, dann gilt nän-dich für die Änderung d-A der Hohlleiterwellenlänge
bei einer Frequenzänderung df
Hiernach kann die Wellenlängenveränderung d.A bei der Differenzfrequenz
8,5 GEz auf die Hälfte herabgesetzt werden, wenn an Stelle des Hohlleiters
.von 22,86 - 5,0 mm Querschnitt mit der Grenzfrequenz 6,6 GI-lz
ein Hohlleiter mit einer Grenzfrequenz 5,0 GElz verwendet wird.
Die Bandbreite des Hilfskreises läßt sich auf diese Weise etwa um den Faktor
2 vergrößern.