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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Verstärkung
in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen in einem Fernsehempfänger in Abhängigkeit
von einem aus den Synchronisierimpulsen abgeleiteten Steuerstrom. Die Schaltungsanordnung
bildet dabei einen Teil eines geschlossenen Regelkreises, da die Synchronisierimpulse,
aus denen der Steuerstrom abgeleitet wird, ein Teil des durch die Transistorverstärkerstufen
verstärkten Signals sind.
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Es ist bekannt, die Verstärkungsziffer von Transistoren durch Ändern
des Emitter- bzw. des Kollektorstromes zu verändern. Die Verstärkungsziffer* eines
Transistors hat bei einem bestimmten Wert des Kollektor- und damit des Emitterstromes
ein Maximum und sinkt sowohl zu größeren als auch zu kleineren Kollektorströmen
hin ab. Es ist bereits vorgeschlagen worden, die Verstärkung in Serie geschalteter
Transistorverstärkerstufen derart zu steuern, daß zunächst die Verstärkung in wenigstens
einer Verstärkerstufe durch Erniedrigen und dann in wenigstens einer anderen Verstärkerstufe
durch Erhöhen des Kollektor- bzw. Emitterstromes herabgesetzt wird. Bei den bisher
bekanntgewordenen und vorgeschlagenen Schaltungsanordnungen zum »Abwärtsregeln«
einer Transistorverstärkerstufe oder zum Durchführen einer kombinierten »Aufwärts-
und Abwärtsregelung« hat man von besonderen Transistor-Kennlinieneigenschaften Gebrauch
gemacht. Diese Eigenschaften sind jedoch sehr exemplar- und temperaturabhängig,
so daß ein hinreichend konstanter Endpunkt der Abwärtsregelung und Anfangspunkt
der Aufwärtsregelung praktisch nicht zu erreichen ist.
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Es ist bereits eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Verstärkung
in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen durch einen Steuerstrom vorgeschlagen
worden, bei der zunächst beim Verändern des Steuerstromes nur die Verstärkung in
wenigstens einer Verstärkerstufe durch Erniedrigen und bei weiterer Änderung nur
in wenigstens einer anderen Verstärkerstufe durch Erhöhung des Emitterstromes herabgesetzt
wird. Diese Schaltungsanordnung ist so aufgebaut, daß dem Emitterwiderstand der
Stufe, deren Emitterstrom zu erniedrigen ist und deren Basisvorspannung festgelegt
ist, eine Serienschaltung aus einer für den Ernitterstrom durchlässigen Diode und
einem Parallelwiderstand, dessen Wert wesentlich kleiner ist als der Wert des Emitterwiderstandes,
parallel geschaltet ist und daß der Parallelwiderstand von dem gleichsinnig zum
Emitterstrom fließenden Strom der Steuerstromquelle durchflossen wird und daß die
Basis der Stufe, deren Emitterstrom zu erhöhen ist, mit dem Verbindungspunkt zwischen
der Diode und dem Parallelwiderstand verbunden ist.
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Will man z. B. eine derartige oder eine ähnliche Schaltungsanordnung
innerhalb eines geschlossenen Regelkreises in einem Fernsehempfänger zur Regelung
der Verstärkung verwenden, so wird man zweckrnäßigerweise den Steuerstrom, der die
Änderung der Verstärkung der Transistorverstärkerstufen bewirkt, aus den Synchronisierimpulsen
ableiten.
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Es ist bereits eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Verstärkung
von Transistorverstärkerstufen in einem Fernsehempfänger bekanntgeworden, bei der
eine Steuerspannung durch eine Serienschaltung aus einer Gleichstromquelle und der
Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors erzeugt wird, dessen Basis von den Synchronisierimpulsen
oder daraus abgeleiteten Impulsen angesteuert wird und in dessen Kollektorleitung
Austastimpulse eingekoppelt werden, um während des Zeilenrücklaufes die Erzeugung
einer Steuerspannung zu unterbinden. Die Einkopplung der Austastimpulse geschieht
bei dieser bekannten Schaltung durch eine besondere Wicklung des Ablenktransformators,
die in die Kollektorleitung des Transistors eingeschaltet ist.
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Diese bekannte Anordnung hat den Nachteil, daß eine besondere Wicklung
auf dem Ablenktransformator erforderlich ist und der Ablenkkreis durch den Steuerspannungsgenerator
belastet wird.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese Nachteile der bekannten
Schaltungsanordnug zu vermeiden und eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei der
der Steuerstrom auf besonders zweckmäßige und wirksame Weise aus den Synchronisierimpulsen
abgeleitet wird.
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Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß gelöst durch eine Schaltungsanordnung
zum Steuern der Verstärkung in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen in
einem Fernsehempfänger durch einen aus den Synchronisierimpulsen abgeleiteten Steuerstrom,
wobei wobei die Quelle des Steuerstromes aus der Serienschaltung einer Gleichstromquelle
und den Kollektor-Emitter-Strecken eines oder zweier in Serie geschalteter Transistoren
besteht, von denen mindestens einer an seiner Basis von den Synchronisierimpulsen
oder daraus abgeleiteten Impulsen angesteuert wird, und bei der die Erzeugung eines
Steuerstromes während des Zeilenrücklaufes durch die Zuführung von Austastimpulsen
unterbunden wird, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die Austastimpulse der Basiselektrode
eines der Transistoren über eine gegenüber dem Basis-Emitter-Übergang dieses Transistors
gegensinnig gepolten Dioden mit solcher Polarität zugeführt werden, daß die Diode
während des Auftretens der Synchronisierimpulse oder der daraus abgeleiteten Impulse
gesperrt ist.
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Im folgenden wird die Erfindung an Hand der Zeichnungen an einigen
Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt F i g.1 das Schaltbild einer bereits
vorgeschlagenen Anordnung zum Steuern der Verstärkung in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen
in Abhängigkeit von einem zugeführten Steuerstrom, F i g. 2 ein die Wirkungsweise
der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 erläuterndes Diagramm, F i g. 3 bis 6 vier
Ausführungsbeispiele von erfindungsgemäß aufgebauten Schaltungsanordnungen zum Erzeugen
eines Steuerstromes, wie er z. B. der Schaltungsanordnung gemäß Fig.l zugeführt
werden kann, aus den Synchronisierimpulsen in einem Fernsehempfänger und F i g.
7 und 8 zwei Schaltungsanordnungen gemäß der Erfindung zum Ableiten der den Steuerstromquellen
nach den F i g. 3 bis 6 zuzuführenden Synchronisier- bzw. Austastimpulsen.
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In F i g.1 ist nur die Gleichstromschaltung der beiden Transistorverstärkerstufen
T1 und T2 dargestellt, deren Emitterstrom in Abhängigkeit von der bei A zugeführten
Steuergröße nacheinander zu erniedrigen bzw. zu erhöhen ist, um die Verstärkung
herabzusetzen. Dabei soll zunächst der Emitterstrom IE 1 des Transistors
T1 von einem Ruhe- oder Anfangswert aus bis auf einen Minimalwert erniedrigt und
nach Erreichen dieses Wertes der Emitterstrom 1E, des
Transistors
T., von seinem Ruhe- oder Normalwert aus erhöht werden.
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Das Basispotential des Transistors T1 ist durch einen Spannungsteiler
R3, R4 festgelegt und so bemessen, daß der Spannungsabfall am Widerstand R3 groß
gegen die Summe der Durchlaßspannungen des Transistors T1 und der Diode Dl ist.
Der Emitterwiderstand des Transistors Ti besteht aus einem Widerstand R2, dem die
Serienschaltung aus einem Parallelwiderstand R1 und einer Diode D1 parallel geschaltet
ist. Die Diode ist so gepolt, daß sie für den Emitterstrom durchlässig ist. Der
Widerstand R2 ist so bemessen, daß er sehr groß gegenüber dem Widerstand R1 ist
und er bei gesperrter Diode den gewünschten minimalen Emitterstrom des abwärts gesteuerten
Transistors T1 bestimmt.
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Im Anfangszustand der Steuerung ist der von einer Steuerstromquellegelieferte,
denParallclwiderstandRl durchfließende Steuerstrom IS = 0. Der Emitterstrom des
Transistors Ti setzt sich aus einem über den hochohmigen Widerstand R2 fließenden
geringen Anteil und einem über den Widerstand R1 und die Diode fließenden sehr viel
größeren Anteil zusammen. Der Spannungsabfall am Widerstand R1 ist nur um die Summe
aus der Emitter-Basis-Spannung UEB des Transistors und der Basisspannung Uo der
Diode kleiner als der Spannungsabfall am Widerstand R3. Diese Spannungsdifferenz
bleibt klein, solange die Diode in Durchlaßrichtung gepolt ist, was zur Folge hat,
daß solange auch der Spannungsabfall am Widerstand R1 nahezu konstant ist. Folglich
fließt auch ein praktisch konstanter Strom durch den Widerstand R1, der sich aus
dem Steuerstrom IS und einem Teil des Emitterstromes zusammensetzt. Wegen der konstanten
Spannung muß in gleichem Maße, wie IS wächst, der Emitterstrom 1E 1 so lange
abnehmen, bis der Diodenstrom Null geworden ist. Von diesem Punkt an wird der Emitterstrom
ausschließlich durch den Widerstand R2 bestimmt und ist also von einer weiteren
Zunahme des Steuerstromes unabhängig. Dieser Verlauf des Emitterstromes 1E
1 des Transistors T1 ist in F i g. 2 dargestellt. Diese Figur zeigt auch
den Verlauf der Spannung UA über den Widerstand R1, die, sobald der Diodenstrom
Null geworden ist, nicht mehr von der Diode festgehalten wird und dann proportional
zu IS ansteigt. Dabei wächst die Sperrspannung an der Diode, deren Sperrstrom daher
unter allen möglichen Betriebsbedingungen (z. B. erhöhter Umgebungstemperatur) vernachlässigbar
klein gegenüber dem durch R2 bestimmten Emitterstrom bleiben muß. Liegt der minimale
Emitterstrom im ,uA-Bereich, ist eine Siliziumdiode erforderlich.
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Der Punkt A mit seiner nach erfolgter Abwärtssteuerung des Transistors
T1 ansteigenden Spannung ist mit der Basis des Transistors T2 der zweiten, aufwärts
zu steuernden Stufe T2 verbunden. Der Emitter des Transistors T2 ist über einen
Spannungsteiler R5, R0 so vorgespannt, daß sich bei dem vorgegebenen Minimalwert
der Spannung UA der gewünschte Anfangswert des Emitterstromes IE 2 einstellt.
Mit steigender Spannung steigt dann nach beendeter Erniedrigung des Emitterstromes
1E 1 der ersten Stufe T1 der Emitterstrom 1E 2 der zweiten Stufe T2.
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Mit der beschriebenen Schaltungsanordnung wird also eine sehr stabile,
gut reproduzierbare und wegen des gegenüber der Spannung UEB des Transistors T1
hohen Spannungsabfalls am Widerstand R2 (und damit hoher Spannung UA) sehr temperaturunabhängige
Steuerung erreicht.
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Eine Schaltungsanordnung der an Hand der F i g. 1 und 2 beschriebenen
Art läßt sich mit besonderem Erfolg als Regelschaltung in einem Fernsehempfänger
anwenden. In diesem Falle wird die Transistorstufe, deren Verstärkung durch Erniedrigen
des Emitterstromes zu verringern ist, zweckmäßigerweise durch eine ZF-Verstärkerstufe
und die Stufe, deren Verstärkung durch Erhöhen des Transistorstromes zu erniedrigen
ist, durch den Tuner gebildet. Die in diesem Falle aus dem durch die genannten Stufen
verstärkten Signal abzuleitende Steuergröße wird zweckmäßigerweise aus den Synchronisierimpulsen
abgeleitet.
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An Hand der F i g. 3 bis 6 werden im folgenden einige den Gegenstand
der Erfindung bildende Schaltungsanordnungen zum Ableiten des Steuerstromes aus
den Synchronisierimpulsen beschrieben. Diese Schaltungsanordnungen sind so bemessen,
daß zur Erzeugung des gesamten erforderlichen Hubes des Steuer- bzw. Regelstromes
IS eine möglichst geringe Amplitudenänderung der Synchronisierimpulse erforderlich
ist. Den Schaltungsanordnungen werden gleichzeitig mit den Synchronisierimpulsen
Austastimpulse zugeführt, um während des Zeilenhinlaufes eine Steuerstromerzeugung
zu unterbinden.
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Allen Schaltungsanordnungen ist gemeinsam, daß der Steuerstrom IS
vom Kollektor eines n-p-n-Transistors bezogen wird. Ferner ist jeweils eine Schwellspannung
vorgesehen, die von den Synchronisierimpulsen überschritten werden muß, damit die
Steuerstromquelle eingeschaltet wird. Da es sich bei den Synchronisierimpulsen um
Stromimpulse mit einem Tastverhältnis 1 : 11 handelt, müssen, damit sich ein stetiger
Steuerstrom ergibt, am Ausgang der Steuerstromquellen Integrierglieder in Form von
Kondensatoren C 1 ... C 3 vorgesehen werden.
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Bei der in F i g. 3 dargestellten Steuerstromquelle wird die Schwellspannung
durch einen aus den Widerständen R8, R9 bestehenden Spannungsteiler gebildet, dessen
unteremTeilerwiderstand Ra die Emitter-Kollektor-Strecke eines n-p-n-Transistors
T3 parallel geschaltet ist. Die Basis dieses Transistors wird vom Punkt x1 über
einen Widerstand R? von positiv gerichteten Synchronisierimpulsen und vom Punkt
y1 über eine Entkopplungsdiode D2 von vorzugsweise vom Zeilentransformator kommenden
Austastimpulsen angesteuert. Die Polarität der Austastimpulse ist so zu wählen,
daß der Punkt y1 während des Zeilenhinlaufs negativ gegenüber dem negativen Pol
der Versorgungsspannung ist. Dadurch wird die Diode D2 geöffnet und der Transistor
T3 gesperrt. Der Querstrom durch den Teiler R8, R9 muß, damit sich über den ganzen
Steuerbereich die Schwellspannung um höchstens 10% ändert, etwa gleich dem 10fachen
Maximalwert des Steuerstromes sein. Der dynamische Innenwiderstand der Schwellspannung
wird durch einen Kondensator C4 großer Kapazität stark verringert.
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Bei der in F i g. 4 dargestellten Steuerstromquelle sind zwei n-p-n-Transistoren
T4 und T5 zu einem Differenzverstärker zusammengeschaltet. Durch die über den Punkt
x2 über den Widerstand RlO zugeführten positiven Synchronisierimpulse wird in dieser
Schaltung die Stromverteilung geändert, wobei die Summe der beiden Emitterströme
im Mittel konstant bleibt. Der Spannungsteilerwiderstand R9 der Steuerstromquelle
nach
F i g. 3 ist in dieser Stromquelle durch einen weiteren Transistor T, ersetzt. Der
mittlere Strom durch den gemeinsamen Emitterwiderstand R11 braucht nur wenig größer
als der maximale Steuerstrom IS zu sein, so daß der Strombedarf gegenüber der Quelle
nach F i g. 3 wesentlich verringert wird.
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Entsprechend verkleinert sich auch die Größe der Kapazität C5. Der
Querstrom durch den das Basispotential des Transistors T5 festlegenden Spannungsteiler
R12, R1. kann gegenüber den genannten Strömen vernachlässigt werden.
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Bei den beiden bisher beschriebenen Steuerstromquellen können die
über die Punkte y1, y2 zugeführten Austastimpulse auf die Punkte x1, x2 zurückwirken.
Dieser Nachteil wird bei der in F i g. 5 dargestellten Steuerstromquelle vermieden,
die aus zwei in Serie geschalteten komplementären Transistoren TB und T7 besteht.
Bei dieser Schaltung fließt dann ein Regelstrom IS, wenn die Basis des p-n-p-Transistors
T7 negativ gegenüber der Basis des n-p-n-Transistors T6 vorgespannt wird. Der von
den über den Punkt x3 zugeführten Synchronisierimpulsen zu überwindende Schwellwert
wird durch die Vorspannung der Basis des Transistors T6 bestimmt, die durch den
Spannungsteiler R14, R1. festgelegt ist. Im Gegensatz zu den Steuerstromquellen
nach den F i g. 3 und 4 muß dem Punkt x3 ein Synchronisiersignal negativer Polarität
zugeführt werden. Die Austastimpulse werden über den Punkt y3 und eine Entkopplungsdiode
D4 der Basis des n-p-n-Transistors TB zugeführt, so daß eine unmittelbare Rückwirkung
dieser Impulse auf den Punkt x3 unmöglich ist.
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In dieser Schaltung lassen sich die Rollen der Transistoren T6 und
T7 vertauschen. Die Basis des n-p-n-Transistors TB wird dann mit positiven Synchronisierimpulsen
angesteuert, während dieBasisvorspannung des p-n-p-Transistors T7 den Schwellwert
festlegt. Die Austastimpulse werden dann mit positiver Polarität der Basis des Transistors
T7 zugeführt.
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F i g. 6 zeigt eine Steuerstromquelle, die in den wesentlichen Elementen,
d. h. dem n-p-n-Transistor T9 und dem Spannungsteiler R2., R21 der Steuerstromquelle
nach F i g. 3 entspricht. Ebenso wie dort wird die Basis des Transistors T9 von
den in Punkt y4 zugeführten Austastimpulsen über eine Entkoppeldiode D5 direkt angesteuert.
Um die Regelsteilheit eines mit einer derartigen Steuerstromquelle versehenen Regelkreises
zu erhöhen, werden jedoch die Synchronisierimpulse der Basis des Transistors T9
nicht direkt, sondern über einen p-n-p-Transistor T8 zugeführt. Die negativen Synchronisierimpulse
gelangen über den Punkt x4 an die Basis des Transistors. Wenn sie den durch den
Spannungsteiler R17, R1$ am Emitter dieses Transistors vorgegebenen Schwellwert
überschreiten, wird der Transistor leitend. Der Kollektorstrom fließt dann über
die Diode DB durch die RC-Kombination C7, R19, die den impulsförmigen Strom integriert,
so daß über R1, an der Basis des n-p-n-Transistors eine Gleichspannung steht, die
so gerichtet ist, daß dieser Transistor leitend wird. Mit dieser Stromquelle ergibt
sich eine um den Faktor 10 größere Regelsteilheit und damit ein sehr konstantes
Videosignal.
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Der Spannungsteiler R2., R21 am Emitter des Transistors T9
muß so bemessen werden, daß die Emitterdiode gesperrt bleibt, wenn R1, lediglich
von den Sperrströmen IcBO der beiden Transistoren durchflossen wird. Andernfalls
würde bei hohen Umgebungstemperaturen ein Steuerstrom erzeugt, ohne daß am Punkt
x4 ein ausreichendes Signal vorhanden wäre.
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Die F i g. 7 und 8 zeigen schließlich die Prinzipschaltungen zweier
Videoverstärker mit den Punkten, an denen die Synchronisierimpulse mit für die einzelnen
Schaltungen nach den F i g. 3 bis 6 richtigen Polaritäten abgenommen werden können.
Der negative Pol der Versorgungsspannungen der Schaltungen nach den F i g. 3 bis
6 ist jeweils mit Masse zu verbinden. An den Punkten x3 in den Verstärkern nach
den F i g. 7 und 8 ergeben sich die Synchronisierimpulse ohne zusätzlichen Ausgang.
Diese Punkte weisen auch einen hinreichend niedrigen dynamischen Innenwiderstand
auf.