DE1295618B

DE1295618B - Circuit arrangement for controlling the amplification of series-connected transistor amplifier stages in a television receiver

Info

Publication number: DE1295618B
Application number: DE1963P0033399
Authority: DE
Inventors: Schoen Hermann
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1963-04-27
Filing date: 1963-04-27
Publication date: 1969-05-22

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Verstärkung in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen in einem Fernsehempfänger in Abhängigkeit von einem aus den Synchronisierimpulsen abgeleiteten Steuerstrom. Die Schaltungsanordnung bildet dabei einen Teil eines geschlossenen Regelkreises, da die Synchronisierimpulse, aus denen der Steuerstrom abgeleitet wird, ein Teil des durch die Transistorverstärkerstufen verstärkten Signals sind.The invention relates to a circuit arrangement for controlling the gain transistor amplifier stages connected in series in a television receiver as a function of from a control current derived from the synchronization pulses. The circuit arrangement forms part of a closed control loop, since the synchronization pulses, from which the control current is derived, part of the through the transistor amplifier stages amplified signal.

Es ist bekannt, die Verstärkungsziffer von Transistoren durch Ändern des Emitter- bzw. des Kollektorstromes zu verändern. Die Verstärkungsziffer* eines Transistors hat bei einem bestimmten Wert des Kollektor- und damit des Emitterstromes ein Maximum und sinkt sowohl zu größeren als auch zu kleineren Kollektorströmen hin ab. Es ist bereits vorgeschlagen worden, die Verstärkung in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen derart zu steuern, daß zunächst die Verstärkung in wenigstens einer Verstärkerstufe durch Erniedrigen und dann in wenigstens einer anderen Verstärkerstufe durch Erhöhen des Kollektor- bzw. Emitterstromes herabgesetzt wird. Bei den bisher bekanntgewordenen und vorgeschlagenen Schaltungsanordnungen zum »Abwärtsregeln« einer Transistorverstärkerstufe oder zum Durchführen einer kombinierten »Aufwärts- und Abwärtsregelung« hat man von besonderen Transistor-Kennlinieneigenschaften Gebrauch gemacht. Diese Eigenschaften sind jedoch sehr exemplar- und temperaturabhängig, so daß ein hinreichend konstanter Endpunkt der Abwärtsregelung und Anfangspunkt der Aufwärtsregelung praktisch nicht zu erreichen ist.It is known to change the gain of transistors by changing them to change the emitter or collector current. The reinforcement number * of a At a certain value, the transistor has the collector and thus the emitter current a maximum and decreases with both larger and smaller collector currents down. It has already been proposed that the amplification be connected in series To control transistor amplifier stages in such a way that initially the gain in at least an amplifier stage by lowering it and then in at least one other amplifier stage is decreased by increasing the collector or emitter current. With the so far known and proposed circuit arrangements for "downward regulation" a transistor amplifier stage or to carry out a combined »step-up and down regulation «use is made of special transistor characteristics made. However, these properties are very dependent on the specimen and temperature, so that a sufficiently constant end point of the downward regulation and starting point the upward regulation is practically impossible to achieve.

Es ist bereits eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Verstärkung in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen durch einen Steuerstrom vorgeschlagen worden, bei der zunächst beim Verändern des Steuerstromes nur die Verstärkung in wenigstens einer Verstärkerstufe durch Erniedrigen und bei weiterer Änderung nur in wenigstens einer anderen Verstärkerstufe durch Erhöhung des Emitterstromes herabgesetzt wird. Diese Schaltungsanordnung ist so aufgebaut, daß dem Emitterwiderstand der Stufe, deren Emitterstrom zu erniedrigen ist und deren Basisvorspannung festgelegt ist, eine Serienschaltung aus einer für den Ernitterstrom durchlässigen Diode und einem Parallelwiderstand, dessen Wert wesentlich kleiner ist als der Wert des Emitterwiderstandes, parallel geschaltet ist und daß der Parallelwiderstand von dem gleichsinnig zum Emitterstrom fließenden Strom der Steuerstromquelle durchflossen wird und daß die Basis der Stufe, deren Emitterstrom zu erhöhen ist, mit dem Verbindungspunkt zwischen der Diode und dem Parallelwiderstand verbunden ist.There is already circuitry for controlling the gain Proposed transistor amplifier stages connected in series by a control current been, in which initially when changing the control current only the gain in at least one amplifier stage by lowering it and only when changing it further reduced in at least one other amplifier stage by increasing the emitter current will. This circuit arrangement is constructed so that the emitter resistance of the Stage whose emitter current is to be reduced and whose base bias is set is a series circuit of a diode permeable to the emitter current and a parallel resistor, the value of which is significantly smaller than the value of the emitter resistor, is connected in parallel and that the parallel resistance of the same direction to the Emitter current flowing current of the control current source flows through and that the Base of the stage, the emitter current of which is to be increased, with the connection point between the diode and the parallel resistor is connected.

Will man z. B. eine derartige oder eine ähnliche Schaltungsanordnung innerhalb eines geschlossenen Regelkreises in einem Fernsehempfänger zur Regelung der Verstärkung verwenden, so wird man zweckrnäßigerweise den Steuerstrom, der die Änderung der Verstärkung der Transistorverstärkerstufen bewirkt, aus den Synchronisierimpulsen ableiten.Do you want to z. B. such or a similar circuit arrangement within a closed control loop in a television receiver for regulation If you use the amplification, you will expediently use the control current which the Change in the gain of the transistor amplifier stages causes the synchronization pulses derive.

Es ist bereits eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Verstärkung von Transistorverstärkerstufen in einem Fernsehempfänger bekanntgeworden, bei der eine Steuerspannung durch eine Serienschaltung aus einer Gleichstromquelle und der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors erzeugt wird, dessen Basis von den Synchronisierimpulsen oder daraus abgeleiteten Impulsen angesteuert wird und in dessen Kollektorleitung Austastimpulse eingekoppelt werden, um während des Zeilenrücklaufes die Erzeugung einer Steuerspannung zu unterbinden. Die Einkopplung der Austastimpulse geschieht bei dieser bekannten Schaltung durch eine besondere Wicklung des Ablenktransformators, die in die Kollektorleitung des Transistors eingeschaltet ist.There is already circuitry for controlling the gain became known of transistor amplifier stages in a television receiver, in the a control voltage through a series circuit of a DC power source and the Collector-emitter path of a transistor is generated, the base of the synchronizing pulses or pulses derived therefrom and in its collector line Blanking pulses are coupled in to generate to prevent a control voltage. The blanking pulses are coupled in in this known circuit through a special winding of the deflection transformer, which is switched into the collector line of the transistor.

Diese bekannte Anordnung hat den Nachteil, daß eine besondere Wicklung auf dem Ablenktransformator erforderlich ist und der Ablenkkreis durch den Steuerspannungsgenerator belastet wird.This known arrangement has the disadvantage that a special winding on the deflection transformer is required and the deflection circuit through the control voltage generator is charged.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese Nachteile der bekannten Schaltungsanordnug zu vermeiden und eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei der der Steuerstrom auf besonders zweckmäßige und wirksame Weise aus den Synchronisierimpulsen abgeleitet wird.The invention is based on these disadvantages of the known To avoid circuit arrangement and to create a circuit arrangement in which the control current in a particularly expedient and effective way from the synchronization pulses is derived.

Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß gelöst durch eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Verstärkung in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen in einem Fernsehempfänger durch einen aus den Synchronisierimpulsen abgeleiteten Steuerstrom, wobei wobei die Quelle des Steuerstromes aus der Serienschaltung einer Gleichstromquelle und den Kollektor-Emitter-Strecken eines oder zweier in Serie geschalteter Transistoren besteht, von denen mindestens einer an seiner Basis von den Synchronisierimpulsen oder daraus abgeleiteten Impulsen angesteuert wird, und bei der die Erzeugung eines Steuerstromes während des Zeilenrücklaufes durch die Zuführung von Austastimpulsen unterbunden wird, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die Austastimpulse der Basiselektrode eines der Transistoren über eine gegenüber dem Basis-Emitter-Übergang dieses Transistors gegensinnig gepolten Dioden mit solcher Polarität zugeführt werden, daß die Diode während des Auftretens der Synchronisierimpulse oder der daraus abgeleiteten Impulse gesperrt ist.According to the invention, this object is achieved by a circuit arrangement for controlling the gain of series-connected transistor amplifier stages in a television receiver by means of a control current derived from the synchronization pulses, wherein the source of the control current from the series circuit is a direct current source and the collector-emitter paths of one or two transistors connected in series consists of at least one of which at its base from the sync pulses or pulses derived therefrom is controlled, and in which the generation of a Control current during the line return through the supply of blanking pulses is prevented, which is characterized in that the blanking pulses of the base electrode one of the transistors has one opposite the base-emitter junction of this transistor oppositely polarized diodes are supplied with such polarity that the diode during the occurrence of the synchronization pulses or the pulses derived therefrom Is blocked.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand der Zeichnungen an einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt F i g.1 das Schaltbild einer bereits vorgeschlagenen Anordnung zum Steuern der Verstärkung in Serie geschalteter Transistorverstärkerstufen in Abhängigkeit von einem zugeführten Steuerstrom, F i g. 2 ein die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 erläuterndes Diagramm, F i g. 3 bis 6 vier Ausführungsbeispiele von erfindungsgemäß aufgebauten Schaltungsanordnungen zum Erzeugen eines Steuerstromes, wie er z. B. der Schaltungsanordnung gemäß Fig.l zugeführt werden kann, aus den Synchronisierimpulsen in einem Fernsehempfänger und F i g. 7 und 8 zwei Schaltungsanordnungen gemäß der Erfindung zum Ableiten der den Steuerstromquellen nach den F i g. 3 bis 6 zuzuführenden Synchronisier- bzw. Austastimpulsen.In the following the invention with reference to the drawings at some Embodiments explained in more detail. It shows F i g.1 the circuit diagram of an already proposed arrangement for controlling the gain of transistor amplifier stages connected in series as a function of a supplied control current, F i g. 2 on the mode of operation the circuit arrangement according to FIG. 1 explanatory diagram, FIG. 3 to 6 four Exemplary embodiments of circuit arrangements constructed according to the invention for generating a control current, as it is, for. B. the circuit arrangement according to Fig.l supplied can be, from the synchronization pulses in a television receiver and F i g. 7 and 8 show two circuit arrangements according to the invention for deriving the control current sources according to the F i g. 3 to 6 synchronization or blanking pulses to be supplied.

In F i g.1 ist nur die Gleichstromschaltung der beiden Transistorverstärkerstufen T1 und T2 dargestellt, deren Emitterstrom in Abhängigkeit von der bei A zugeführten Steuergröße nacheinander zu erniedrigen bzw. zu erhöhen ist, um die Verstärkung herabzusetzen. Dabei soll zunächst der Emitterstrom IE 1 des Transistors T1 von einem Ruhe- oder Anfangswert aus bis auf einen Minimalwert erniedrigt und nach Erreichen dieses Wertes der Emitterstrom 1E, des Transistors T., von seinem Ruhe- oder Normalwert aus erhöht werden.In FIG. 1, only the direct current circuit of the two transistor amplifier stages T1 and T2 is shown, the emitter current of which is to be decreased or increased one after the other as a function of the control variable supplied at A in order to reduce the gain. The aim is initially the emitter current IE of the transistor 1 are increased T1 from a rest or initial value of up lowered to a minimum value, and after reaching this value, the emitter current 1E, the transistor T. from its rest or normal value.

Das Basispotential des Transistors T1 ist durch einen Spannungsteiler R3, R4 festgelegt und so bemessen, daß der Spannungsabfall am Widerstand R3 groß gegen die Summe der Durchlaßspannungen des Transistors T1 und der Diode Dl ist. Der Emitterwiderstand des Transistors Ti besteht aus einem Widerstand R2, dem die Serienschaltung aus einem Parallelwiderstand R1 und einer Diode D1 parallel geschaltet ist. Die Diode ist so gepolt, daß sie für den Emitterstrom durchlässig ist. Der Widerstand R2 ist so bemessen, daß er sehr groß gegenüber dem Widerstand R1 ist und er bei gesperrter Diode den gewünschten minimalen Emitterstrom des abwärts gesteuerten Transistors T1 bestimmt.The base potential of the transistor T1 is through a voltage divider R3, R4 set and dimensioned so that the voltage drop across resistor R3 is large against the sum of the forward voltages of the transistor T1 and the diode Dl. The emitter resistor of the transistor Ti consists of a resistor R2, which the Series connection of a parallel resistor R1 and a diode D1 connected in parallel is. The polarity of the diode is such that it is permeable to the emitter current. Of the Resistor R2 is dimensioned so that it is very large compared to resistor R1 and when the diode is blocked, the desired minimum emitter current of the down-controlled Transistor T1 is determined.

Im Anfangszustand der Steuerung ist der von einer Steuerstromquellegelieferte, denParallclwiderstandRl durchfließende Steuerstrom IS = 0. Der Emitterstrom des Transistors Ti setzt sich aus einem über den hochohmigen Widerstand R2 fließenden geringen Anteil und einem über den Widerstand R1 und die Diode fließenden sehr viel größeren Anteil zusammen. Der Spannungsabfall am Widerstand R1 ist nur um die Summe aus der Emitter-Basis-Spannung UEB des Transistors und der Basisspannung Uo der Diode kleiner als der Spannungsabfall am Widerstand R3. Diese Spannungsdifferenz bleibt klein, solange die Diode in Durchlaßrichtung gepolt ist, was zur Folge hat, daß solange auch der Spannungsabfall am Widerstand R1 nahezu konstant ist. Folglich fließt auch ein praktisch konstanter Strom durch den Widerstand R1, der sich aus dem Steuerstrom IS und einem Teil des Emitterstromes zusammensetzt. Wegen der konstanten Spannung muß in gleichem Maße, wie IS wächst, der Emitterstrom 1E 1 so lange abnehmen, bis der Diodenstrom Null geworden ist. Von diesem Punkt an wird der Emitterstrom ausschließlich durch den Widerstand R2 bestimmt und ist also von einer weiteren Zunahme des Steuerstromes unabhängig. Dieser Verlauf des Emitterstromes 1E 1 des Transistors T1 ist in F i g. 2 dargestellt. Diese Figur zeigt auch den Verlauf der Spannung UA über den Widerstand R1, die, sobald der Diodenstrom Null geworden ist, nicht mehr von der Diode festgehalten wird und dann proportional zu IS ansteigt. Dabei wächst die Sperrspannung an der Diode, deren Sperrstrom daher unter allen möglichen Betriebsbedingungen (z. B. erhöhter Umgebungstemperatur) vernachlässigbar klein gegenüber dem durch R2 bestimmten Emitterstrom bleiben muß. Liegt der minimale Emitterstrom im ,uA-Bereich, ist eine Siliziumdiode erforderlich.In the initial state of the control, the control current IS = 0, supplied by a control current source and flowing through the parallel resistor R1. The emitter current of the transistor Ti is composed of a small portion flowing through the high-ohmic resistor R2 and a much larger portion flowing through the resistor R1 and the diode. The voltage drop across the resistor R1 is only the sum of the emitter-base voltage UEB of the transistor and the base voltage Uo of the diode less than the voltage drop across the resistor R3. This voltage difference remains small as long as the diode is polarized in the forward direction, which has the consequence that as long as the voltage drop across the resistor R1 is almost constant. Consequently, a practically constant current also flows through the resistor R1, which is composed of the control current IS and part of the emitter current. Because of the constant voltage, the emitter current 1E 1 must decrease to the same extent as IS increases until the diode current has become zero. From this point on, the emitter current is determined exclusively by the resistor R2 and is therefore independent of a further increase in the control current. This course of the emitter current 1E 1 of the transistor T1 is shown in FIG. 2 shown. This figure also shows the profile of the voltage UA across the resistor R1, which, as soon as the diode current has become zero, is no longer held by the diode and then increases proportionally to IS. The reverse voltage at the diode increases, the reverse current of which must therefore remain negligibly small compared to the emitter current determined by R2 under all possible operating conditions (e.g. increased ambient temperature). If the minimum emitter current is in the uA range, a silicon diode is required.

Der Punkt A mit seiner nach erfolgter Abwärtssteuerung des Transistors T1 ansteigenden Spannung ist mit der Basis des Transistors T2 der zweiten, aufwärts zu steuernden Stufe T2 verbunden. Der Emitter des Transistors T2 ist über einen Spannungsteiler R5, R0 so vorgespannt, daß sich bei dem vorgegebenen Minimalwert der Spannung UA der gewünschte Anfangswert des Emitterstromes IE 2 einstellt. Mit steigender Spannung steigt dann nach beendeter Erniedrigung des Emitterstromes 1E 1 der ersten Stufe T1 der Emitterstrom 1E 2 der zweiten Stufe T2.The point A with its voltage, which increases after the transistor T1 has been controlled downwards, is connected to the base of the transistor T2 of the second stage T2 to be controlled upwards. The emitter of the transistor T2 is biased via a voltage divider R5, R0 in such a way that the desired initial value of the emitter current IE 2 is set at the predetermined minimum value of the voltage UA. As the voltage rises, after the emitter current 1E 1 of the first stage T1 has been lowered, the emitter current 1E 2 of the second stage T2 rises.

Mit der beschriebenen Schaltungsanordnung wird also eine sehr stabile, gut reproduzierbare und wegen des gegenüber der Spannung UEB des Transistors T1 hohen Spannungsabfalls am Widerstand R2 (und damit hoher Spannung UA) sehr temperaturunabhängige Steuerung erreicht.With the circuit arrangement described, a very stable, well reproducible and because of the opposite to the voltage UEB of the transistor T1 high voltage drop across resistor R2 (and thus high voltage UA) very temperature-independent Control achieved.

Eine Schaltungsanordnung der an Hand der F i g. 1 und 2 beschriebenen Art läßt sich mit besonderem Erfolg als Regelschaltung in einem Fernsehempfänger anwenden. In diesem Falle wird die Transistorstufe, deren Verstärkung durch Erniedrigen des Emitterstromes zu verringern ist, zweckmäßigerweise durch eine ZF-Verstärkerstufe und die Stufe, deren Verstärkung durch Erhöhen des Transistorstromes zu erniedrigen ist, durch den Tuner gebildet. Die in diesem Falle aus dem durch die genannten Stufen verstärkten Signal abzuleitende Steuergröße wird zweckmäßigerweise aus den Synchronisierimpulsen abgeleitet.A circuit arrangement with reference to FIGS. 1 and 2 described Art can be used with particular success as a control circuit in a television receiver use. In this case, the transistor stage, its gain by decreasing of the emitter current is to be reduced, expediently by means of an IF amplifier stage and the step of lowering its gain by increasing the transistor current is formed by the tuner. In this case from the through the stages mentioned The control variable to be derived from the amplified signal is expediently derived from the synchronization pulses derived.

An Hand der F i g. 3 bis 6 werden im folgenden einige den Gegenstand der Erfindung bildende Schaltungsanordnungen zum Ableiten des Steuerstromes aus den Synchronisierimpulsen beschrieben. Diese Schaltungsanordnungen sind so bemessen, daß zur Erzeugung des gesamten erforderlichen Hubes des Steuer- bzw. Regelstromes IS eine möglichst geringe Amplitudenänderung der Synchronisierimpulse erforderlich ist. Den Schaltungsanordnungen werden gleichzeitig mit den Synchronisierimpulsen Austastimpulse zugeführt, um während des Zeilenhinlaufes eine Steuerstromerzeugung zu unterbinden.On the basis of FIG. 3 to 6 are some of the subject matter below of the invention forming circuit arrangements for deriving the control current the synchronization pulses. These circuit arrangements are dimensioned so that to generate the entire required stroke of the control or regulating current IS the smallest possible change in the amplitude of the synchronization pulses is required is. The circuit arrangements are synchronized with the synchronizing pulses Blanking pulses fed to a control current generation during the line trace to prevent.

Allen Schaltungsanordnungen ist gemeinsam, daß der Steuerstrom IS vom Kollektor eines n-p-n-Transistors bezogen wird. Ferner ist jeweils eine Schwellspannung vorgesehen, die von den Synchronisierimpulsen überschritten werden muß, damit die Steuerstromquelle eingeschaltet wird. Da es sich bei den Synchronisierimpulsen um Stromimpulse mit einem Tastverhältnis 1 : 11 handelt, müssen, damit sich ein stetiger Steuerstrom ergibt, am Ausgang der Steuerstromquellen Integrierglieder in Form von Kondensatoren C 1 ... C 3 vorgesehen werden.All circuit arrangements have in common that the control current IS is drawn from the collector of an npn transistor. Furthermore, a threshold voltage is provided which must be exceeded by the synchronization pulses so that the control current source is switched on. Since the synchronization pulses are current pulses with a duty cycle of 1: 11, integrating elements in the form of capacitors C 1 ... C 3 must be provided at the output of the control current sources in order to produce a constant control current.

Bei der in F i g. 3 dargestellten Steuerstromquelle wird die Schwellspannung durch einen aus den Widerständen R8, R9 bestehenden Spannungsteiler gebildet, dessen unteremTeilerwiderstand Ra die Emitter-Kollektor-Strecke eines n-p-n-Transistors T3 parallel geschaltet ist. Die Basis dieses Transistors wird vom Punkt x1 über einen Widerstand R? von positiv gerichteten Synchronisierimpulsen und vom Punkt y1 über eine Entkopplungsdiode D2 von vorzugsweise vom Zeilentransformator kommenden Austastimpulsen angesteuert. Die Polarität der Austastimpulse ist so zu wählen, daß der Punkt y1 während des Zeilenhinlaufs negativ gegenüber dem negativen Pol der Versorgungsspannung ist. Dadurch wird die Diode D2 geöffnet und der Transistor T3 gesperrt. Der Querstrom durch den Teiler R8, R9 muß, damit sich über den ganzen Steuerbereich die Schwellspannung um höchstens 10% ändert, etwa gleich dem 10fachen Maximalwert des Steuerstromes sein. Der dynamische Innenwiderstand der Schwellspannung wird durch einen Kondensator C4 großer Kapazität stark verringert.In the case of the in FIG. The control current source shown in 3 is the threshold voltage formed by a voltage divider consisting of resistors R8, R9, whose lower divider resistance Ra is the emitter-collector path of an n-p-n transistor T3 is connected in parallel. The base of this transistor is from point x1 via a resistor R? from positively directed synchronizing pulses and from the point y1 via a decoupling diode D2 from preferably coming from the flyback transformer Blanking pulses controlled. The polarity of the blanking pulses is to be chosen so that that the point y1 is negative with respect to the negative pole during the line trace the supply voltage. This opens the diode D2 and the transistor T3 blocked. The cross flow through the divider R8, R9 must be so over the whole Control range changes the threshold voltage by a maximum of 10%, approximately equal to 10 times Be the maximum value of the control current. The dynamic internal resistance of the threshold voltage is greatly reduced by a large capacity capacitor C4.

Bei der in F i g. 4 dargestellten Steuerstromquelle sind zwei n-p-n-Transistoren T4 und T5 zu einem Differenzverstärker zusammengeschaltet. Durch die über den Punkt x2 über den Widerstand RlO zugeführten positiven Synchronisierimpulse wird in dieser Schaltung die Stromverteilung geändert, wobei die Summe der beiden Emitterströme im Mittel konstant bleibt. Der Spannungsteilerwiderstand R9 der Steuerstromquelle nach F i g. 3 ist in dieser Stromquelle durch einen weiteren Transistor T, ersetzt. Der mittlere Strom durch den gemeinsamen Emitterwiderstand R11 braucht nur wenig größer als der maximale Steuerstrom IS zu sein, so daß der Strombedarf gegenüber der Quelle nach F i g. 3 wesentlich verringert wird.In the case of the in FIG. 4 are two n-p-n transistors T4 and T5 connected together to form a differential amplifier. Through the over the point x2 via the resistor RlO supplied positive synchronization pulses is in this Circuit changed the current distribution, with the sum of the two emitter currents remains constant on average. The voltage divider resistor R9 of the control current source after F i g. 3 is replaced by a further transistor T in this current source. Of the average current through the common emitter resistor R11 only needs a little larger than to be the maximum control current IS, so that the current requirement compared to the source according to FIG. 3 is significantly reduced.

Entsprechend verkleinert sich auch die Größe der Kapazität C5. Der Querstrom durch den das Basispotential des Transistors T5 festlegenden Spannungsteiler R12, R1. kann gegenüber den genannten Strömen vernachlässigt werden.The size of the capacitance C5 is correspondingly reduced. Of the Cross current through the voltage divider which determines the base potential of transistor T5 R12, R1. can be neglected compared to the currents mentioned.

Bei den beiden bisher beschriebenen Steuerstromquellen können die über die Punkte y1, y2 zugeführten Austastimpulse auf die Punkte x1, x2 zurückwirken. Dieser Nachteil wird bei der in F i g. 5 dargestellten Steuerstromquelle vermieden, die aus zwei in Serie geschalteten komplementären Transistoren TB und T7 besteht. Bei dieser Schaltung fließt dann ein Regelstrom IS, wenn die Basis des p-n-p-Transistors T7 negativ gegenüber der Basis des n-p-n-Transistors T6 vorgespannt wird. Der von den über den Punkt x3 zugeführten Synchronisierimpulsen zu überwindende Schwellwert wird durch die Vorspannung der Basis des Transistors T6 bestimmt, die durch den Spannungsteiler R14, R1. festgelegt ist. Im Gegensatz zu den Steuerstromquellen nach den F i g. 3 und 4 muß dem Punkt x3 ein Synchronisiersignal negativer Polarität zugeführt werden. Die Austastimpulse werden über den Punkt y3 und eine Entkopplungsdiode D4 der Basis des n-p-n-Transistors TB zugeführt, so daß eine unmittelbare Rückwirkung dieser Impulse auf den Punkt x3 unmöglich ist.With the two control current sources described so far, the react on the points x1, x2 via the points y1, y2 supplied blanking pulses. This disadvantage is in the in F i g. 5 shown control current source avoided, which consists of two series-connected complementary transistors TB and T7. In this circuit, a control current IS flows when the base of the p-n-p transistor T7 is biased negatively with respect to the base of the n-p-n transistor T6. The from the threshold value to be overcome via the point x3 supplied is determined by the bias of the base of transistor T6, which is determined by the Voltage divider R14, R1. is fixed. In contrast to the control power sources according to the F i g. 3 and 4, a synchronization signal of negative polarity must be applied to point x3 are fed. The blanking pulses are via point y3 and a decoupling diode D4 fed to the base of the n-p-n transistor TB, so that an immediate reaction this impulse at the point x3 is impossible.

In dieser Schaltung lassen sich die Rollen der Transistoren T6 und T7 vertauschen. Die Basis des n-p-n-Transistors TB wird dann mit positiven Synchronisierimpulsen angesteuert, während dieBasisvorspannung des p-n-p-Transistors T7 den Schwellwert festlegt. Die Austastimpulse werden dann mit positiver Polarität der Basis des Transistors T7 zugeführt.In this circuit, the roles of transistors T6 and Swap T7. The base of the n-p-n transistor TB is then provided with positive synchronizing pulses driven while the base bias of the p-n-p transistor T7 exceeds the threshold specifies. The blanking pulses then become the base of the transistor with positive polarity T7 supplied.

F i g. 6 zeigt eine Steuerstromquelle, die in den wesentlichen Elementen, d. h. dem n-p-n-Transistor T9 und dem Spannungsteiler R2., R21 der Steuerstromquelle nach F i g. 3 entspricht. Ebenso wie dort wird die Basis des Transistors T9 von den in Punkt y4 zugeführten Austastimpulsen über eine Entkoppeldiode D5 direkt angesteuert. Um die Regelsteilheit eines mit einer derartigen Steuerstromquelle versehenen Regelkreises zu erhöhen, werden jedoch die Synchronisierimpulse der Basis des Transistors T9 nicht direkt, sondern über einen p-n-p-Transistor T8 zugeführt. Die negativen Synchronisierimpulse gelangen über den Punkt x4 an die Basis des Transistors. Wenn sie den durch den Spannungsteiler R17, R1$ am Emitter dieses Transistors vorgegebenen Schwellwert überschreiten, wird der Transistor leitend. Der Kollektorstrom fließt dann über die Diode DB durch die RC-Kombination C7, R19, die den impulsförmigen Strom integriert, so daß über R1, an der Basis des n-p-n-Transistors eine Gleichspannung steht, die so gerichtet ist, daß dieser Transistor leitend wird. Mit dieser Stromquelle ergibt sich eine um den Faktor 10 größere Regelsteilheit und damit ein sehr konstantes Videosignal.F i g. 6 shows a control current source which, in the essential elements, d. H. the n-p-n transistor T9 and the voltage divider R2., R21 of the control current source according to FIG. 3 corresponds. As there is the base of transistor T9 from the blanking pulses supplied in point y4 are controlled directly via a decoupling diode D5. To the control slope of a control loop provided with such a control current source increase, however, the synchronizing pulses of the base of transistor T9 not fed directly, but via a p-n-p transistor T8. The negative synchronization pulses reach the base of the transistor via point x4. When they get through the Voltage divider R17, R1 $ at the emitter of this transistor predetermined threshold exceed, the transistor becomes conductive. The collector current then overflows the diode DB through the RC combination C7, R19, which integrates the pulsed current, so that there is a DC voltage across R1, at the base of the n-p-n transistor, which is directed so that this transistor becomes conductive. With this power source results a rule steepness that is 10 times greater and therefore a very constant one Video signal.

Der Spannungsteiler R2., R21 am Emitter des Transistors T9 muß so bemessen werden, daß die Emitterdiode gesperrt bleibt, wenn R1, lediglich von den Sperrströmen IcBO der beiden Transistoren durchflossen wird. Andernfalls würde bei hohen Umgebungstemperaturen ein Steuerstrom erzeugt, ohne daß am Punkt x4 ein ausreichendes Signal vorhanden wäre.The voltage divider R2., R21 at the emitter of the transistor T9 must be dimensioned so that the emitter diode remains blocked when R1 is only traversed by the blocking currents IcBO of the two transistors. Otherwise, at high ambient temperatures, a control current would be generated without a sufficient signal being present at point x4.

Die F i g. 7 und 8 zeigen schließlich die Prinzipschaltungen zweier Videoverstärker mit den Punkten, an denen die Synchronisierimpulse mit für die einzelnen Schaltungen nach den F i g. 3 bis 6 richtigen Polaritäten abgenommen werden können. Der negative Pol der Versorgungsspannungen der Schaltungen nach den F i g. 3 bis 6 ist jeweils mit Masse zu verbinden. An den Punkten x3 in den Verstärkern nach den F i g. 7 und 8 ergeben sich die Synchronisierimpulse ohne zusätzlichen Ausgang. Diese Punkte weisen auch einen hinreichend niedrigen dynamischen Innenwiderstand auf.The F i g. 7 and 8 finally show the basic circuits of two Video amplifier with the points at which the synchronization pulses for each Circuits according to FIGS. 3 to 6 correct polarities can be picked up. The negative pole of the supply voltages of the circuits according to FIGS. 3 to 6 is to be connected to ground. At points x3 in the amplifiers after the F i g. 7 and 8 the synchronization pulses result without an additional output. These points also show a sufficiently low dynamic internal resistance on.

Claims

Claims: 1. Circuit arrangement for controlling the gain transistor amplifier stages connected in series in a television receiver a control current derived from the synchronization pulses, the source of the Control current from the series connection of a direct current source and the collector-emitter paths one or two series-connected transistors, of which at least one at its base from the synchronization pulses or pulses derived therefrom is controlled, and in which the generation of a control current during the line trace is prevented by the supply of blanking pulses, d a d u r c h g e - indicates, that the blanking pulses of the base electrode of one of the transistors (T3) via a opposite to the base-emitter junction of this transistor diode polarized in opposite directions (D2) are supplied with such polarity that the diode during the occurrence the synchronization pulses or the pulses derived therefrom is blocked (F i G. 3).

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the direct current source is formed by a voltage divider, of which a partial resistance by the Collector-emitter path of a further transistor (T5) is formed. (F i g. 4).

3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the control current source from the series connection of a current source and the collector-emitter paths of a n-p-n transistor (T6) and a p-n-p transistor (T7) is formed and the base of the one transistor from the sync pulses and the biased base of the other transistor controlled by the blanking pulses via a decoupling diode (D4) (Fig. 5).

4. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that that the control current source from the series connection of a current source and the collector-emitter path an n-p-n transistor (T9), whose base from the blanking pulses via a decoupling diode (D5) directly and biased from the synchronization pulses via a Transistor stage (T8) with a downstream integrator (C7, R ") is controlled (Fig. 6).