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Decodierer mit einem Ladekondensator für im Dualcode modulierte Signalspannungen
Die Erfindung bezieht sich auf einen Decodierer für im Dualcode modulierte Signalspannungen
unter Verwendung eines Ladekondensators, einer den Ladekondensator in Abhängigkeit
der Codezeichenimpulse definiert umladenden Stromquelle, eines mit dem Ladekondensator
verbundenen, seiner Rückumladung dienenden Entladewiderstandes und einer den Ladekondensator
am Ende eines Codezeichens kurzzeitig abtastenden Abtasteinrichtung.
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Decodierer dieser Art kommen mit einem außerordentlich geringen technischen
Aufwand aus. Die Umwandlung der aus einer Aufeinanderfolge von Impulsen bestehenden
Codezeichen in Amplitudenwerte kommt hier dadurch zustande, daß einerseits die Stromquelle
mit jedem ankommenden Impuls eines Codezeichens dem Ladekondensator eine definierte
Ladung zuführt und außerdem die Zeitkonstante aus dem Ladekondensator und dem Entladewiderstand
so gewählt ist, daß die Entladung des Ladekondensators zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Stromschritten (Bit) eines Codezeichens auf die Hälfte absinkt. Wegen des Dualcodes
stellt sich in diesem Fall am Ende eines Codezeichens am Ladekondensator eine Spannung
ein, die dem einen Amplitudenwert darstellenden Informationsinhalt des Codezeichens
proportional ist.
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Für den einwandfreien Betrieb eines solchen Decodierers ist es vor
allem notwendig, daß die Impulse innerhalb eines Codezeichens ihren gegenseitigen
zeitlichen Abstand genau einhalten. Dieser Zeitbedingung wird in der Regel dadurch
Rechnung getragen, daß die ankommenden Impulse in einer dem Decodierer vorgeschalteten
Regeneriereinrichtung nach ihrer Form und ihrer Zeitlage wiederhergestellt werden.
Ferner muß einerseits dafür gesorgt werden, daß die Abtastung des Ladekondensators
am Ende eines Codezeichens den Spannungswert am Ladekondensator nicht verfälscht
und andererseits der Ladekondensator nach der Abtastung im Zeitraum bis zum Beginn
des folgenden Codezeichens so weit entladen ist, daß eine gegenseitige Beeinflussung
aufeinanderfolgender Codezeichen in ausreichendem Maße unterbunden ist.
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Um den Ladekondensator innerhalb einer angemessenen Zeit abfragen
zu können, ohne dabei die Ladung zu verfälschen, die der Ladekondensator am Ende
eines Codezeichens hat, ist es bekannt, den die Abtastung vornehmenden, in der Regel
elektronischen Schalter in der den Ladekondensator mit dem Bezugspotential verbindenden
Anschlußleitung anzuordnen. Dabei wird dann das Abfragen des Ladekondensators dadurch
vorgenommen, daß der Ladekondensator mittels des Schalters vom Bezugspotential abgetrennt
wird. Mit dieser Maßnahme läßt sich jedoch nicht die im allgemeinen geforderte Sicherheit
hinsichtlich einer gegenseitigen Beeinflussung der aufeinanderfolgenden Codezeichen
gewährleisten. Dieser Sicherheit kommt vor allem dann eine hohe Bedeutung zu, wenn
die zu decodierenden Codezeichen der empfangene Pulsrahmen eines Zeitmultiplexsystems,
beispielsweise eines Vierkanalfernsprechsystems sind. Hier müssen nämlich hohe Nebensprechdämpfungen
zwischen den verschiedenen Kanälen eingehalten werden. Zur Erfüllung hoher Nebensprechdämpfungen
wird von der Tatsache Gebrauch gemacht, daß die Entladung des Ladekondensators im
Zeitraum zwischen dem Ende seiner Abtastung und dem Beginn eines neuen Codezeichens
in jedem Fall dann in ausreichendem Maße erfolgen kann, wenn der genannte Zeitraum
entsprechend groß bemessen wird. In zahlreichen Anwendungsfällen kann über diesen
Zeitraum jedoch nicht beliebig verfügt werden. Besondere Schwierigkeiten treten
dann auf, wenn die Folgefrequenz der im Pulsrahmen aufeinanderfolgenden Codezeichen
sehr groß gewählt ist und für die Abtastung einschließlich der Rückumladung des
Ladekondensators praktisch nur ein Stromschritt - beispielsweise das letzte, für
Synchronisierzwecke verwendete Bit einer Codezeichenperiode - zur Verfügung steht.
Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Decodierer der einleitend beschriebenen
Art eine weitere Lösung anzugeben, die bei relativ geringem Mehraufwand neben einer
einwandfreien Abtastung des Ladekondensators auch hohe und höchste Anforderungen
an die Störfreiheit zwischen aufeinanderfolgenden Codezeichen erfüllt.
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Ausgehend von einem Decodierer für im Dualcode modulierte Signalspannungen
unter Verwendung eines Ladekondensators, einer den Ladekondensator in Abhängigkeit
von den Codezeichenimpulsen definiert umladenden Stromquelle, eines mit dem Ladekondensator
verbundenen, seiner Rückumladung dienenden Entladewiderstands und einer den Ladekondensator
am Ende eines Codezeichens kurzzeitig abtastenden Abtasteinrichtung, bei dem die
Zeitkonstante für die Rückumladung des Ladekondensators durch geeignete Wahl der
Größe des Kondensators und des Entladewiderstandes für einen Wert bemessen ist,
bei dem die Umladung während eines Stromschrittes (Bit) des Codes zur Hälfte durch
die Rückumladung abnimmt, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst,
daß der Entladewiderstand dem Ladekondensator in Reihe mit einer ersten Gleichspannung
parallel geschaltet ist, daß ferner die Abtasteinrichtung mit dem Ladekondensator
über eine Zwischenspeicherschaltung in Verbindung steht, die einen Speicherkondensator
aufweist, der einerseits in Reihe mit einer die kurzzeitige Rückumladung des Ladekondensators
am Ende eines Codezeichens steuernden ersten Schaltanordnung dem Ladekondensator
parallel liegt und andererseits an eine zweite Gleichspannung mit zur ersten Gleichspannung
unterschiedlichem Wert über eine zweite Schaltanordnung angeschaltet ist, deren
vorzugsweise möglichst kurz bemessene Schließzeit innerhalb einer laufenden Codezeichenperiode
für ein Zeitintervall festgelegt ist, das nach der Schließzeit der Abtasteinrichtung
zur Abtastung des Decodierergebnisses der vorhergehenden Codezeichenperiode, aber
vor der Schließzeit der ersten Schaltanordnung liegt.
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Die erfindungsgemäße Gestaltung der Zwischenspeicherschaltung ermöglicht
es in außerordentlich vorteilhafter Weise, den Ladekondensator am Ende eines Codezeichens
abzufragen und dabei gleichzeitig zu entladen, so daß die bei Decodierern dieser
Art für das Abfragen und das Entladen des Ladekondensators erforderliche Zeit beim
Erfindungsgegenstand wesentlich herabgesetzt ist. Besonders einfach gestaltet sich
der Erfindungsgegenstand dann, wenn die Schaltungsanordnung von einem Schalttransistor
und einem während der Dauer eines Codezeichens geschlossenen, von einem ersten Taktpuls
gesteuerten ersten Schalter Gebrauch macht, von denen der Schalttransistor mit seiner
Emitter-Kollektor-Strecke im Verbindungsweg des einen Anschlusses des Lade-und des
Speicherkondensators liegt. Dabei ist an der Basiselektrode des Schalttransistors
eine dritte Gleichspannung mit gleicher Polarität und etwa gleichem Wert wie die
erste Gleichspannung bei im Anschluß an ein Codezeichen kurzzeitig geöffnetem erstem
Schalter wirksam. Dieser Schalter ist zwischen der Basiselektrode und dem anderen
Anschluß des Lade- und des Speicherkondensators vorgesehen. Die zweite Schaltanordnung
kann ihrerseits in einfacher Weise ein von einem zweiten Taktpuls gesteuerter zweiter
Schalter sein. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel nach der Erfindung ist
die Basiselektrode des Schalttransistors über eine wechselstrommäßig überbrückte,
in Richtung der Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors gepolte erste Diode
sowohl einerseits über einen Vorwiderstand an die zweite Gleichspannung und andererseits
über eine zur ersten Diode gegensinnig in Reihe geschaltete zweite Diode an die
erste Gleichspannung als auch über den ersten Schalter an den anderen Anschluß des
Lade- und des Speicherkondensators angeschlossen. In diesem Fall ist es wesentlich,
daß dem von der Stromquelle gelieferten impulsförmigen Umladestrom während der Dauer
eines Codezeichens ein Gleichstrom überlagert ist, dessen Größe derart bemessen
ist, daß er bis zum Ende eines Codezeichens am Ladekondensator eine Spannungsänderung
bewirkt, die den Wert der Schwellspannung des Schalttransistors etwas übersteigt.
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Bei Verwendung eines Transistors als gesteuerte Stromquelle ist es
zweckmäßig, den Transistor arbeitspunktmäßig für einen den gewünschten überlagerten
Gleichstrom darstellenden Kollektor-Ruhestrom zu bemessen. Die den Arbeitspunkt
des Transistors hierbei festlegende Gleichspannung kann in einfacher Weise von einem
Spannungsteiler abgenommen sein, in der der mit der zweiten Gleichspannung verbundene
Vorwiderstand mit einbezogen und derart ausgelegt ist, daß beim öffnen des ersten
Schalters der Arbeitspunkt des Transistors im Sinne einer- Unterbrechung des Kollektor-Ruhestroms
verlagert wird.
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Sofern der Erfindungsgegenstand auf der Empfangsseite eines mit Pulscodemodulation
arbeitenden Zeitmultiplexsystems zweifach in der Weise verwendet wird, daß ein Decodierer
zur Decodierung lediglich jedes zweiten im Pulsrahmen ankommenden Codezeichens verwendet
wird, ist es zweckmäßig, den vorzugsweise elektronisch ausgebildeten ersten und
zweiten Schalter von einem ihnen gemeinsamen Taktpuls gleichzeitig zu steuern.
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Die erfindungsgemäße Rückumladung des Ladekondensators bei gleichzeitiger
Zwischenspeicherung des in Form einer Ladung vorliegenden Decodierergebnisses im
Speicherkondensator, ermöglicht in vorteilhafter Weise die Übergabe dadurch spannungsverstärkend
zu gestalten, daß der Ladekondensator für eine größere, vorzugsweise wesentlich
größere Kapazität bemessen ist als der Speicherkondensator.
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An Hand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt
sind, soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung
bedeutet F i g. 1 ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung, F i g. 2 den zeitlichen
Verlauf einiger bei der Schaltung nach der F i g. 1 auftretenden impulsförmigen
Spannungen, F i g. 3 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel nach der Erfindung, F i
g. 4 den zeitlichen Verlauf der an verschiedenen Stellen der Schaltung nach der
F i g. 3 auftretenden Spannungen.
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Der erfindungsgemäße Decodierer nach der F i g. 1 besteht eingangsseitig
aus einer Stromquelle SQ, an deren Steuereingang E das zu decodierende pulscodemodulierte
Signal (PCM) ansteht. Die Stromquelle SQ ist dem Ladekondensator CO parallel geschaltet,
dem
von der Stromquelle SQ mit jedem am Steuereingang E ankommenden Impuls eine Ladung
bestimmter Größe zugeführt wird. Dem Ladekondensator C 0 liegt die Reihenschaltung
aus der positiven Gleichspannung U 1 mit dem Entladewiderstand R 0 parallel. Dies
trifft auch für die Reihenschaltung aus dem Speicherkondensator C1 mit der Emitter-Kollektor-Strecke
des Schalttransistors Ts 1 zu. Die Basiselektrode des Schalttransistors Tsl
liegt einerseits an der positiven Gleichspannung U3 und andererseits über den Schalter
S 1 auf dem der Stromquelle SQ sowie dem Ladekondensator C 0 und dem Speicherkondensator
C 1 gemeinsamen Bezugspotential. Die positive Gleichspannung U3 an der Basiselektrode
des Schalttransistors Ts 1 ist um die Schwellwertspannung dieses Schalttransistors
größer bemessen als die positive Gleichspannung U1. Auf seiten des Ausgangs A des
Decodierers, an der die in Amplitudenwerte ((PAM) umgesetzten Codezeichen anstehen,
ist dem Speicherkondensator C 1 die Reihenschaltung aus der positiven Gleichspannung
U2 mit dem Schalter S2 parallel geschaltet. Die beiden Schalter S1
und S2, die in der Regel elektronisch auszuführen sind, besitzen einen Steuereingang
e 1 bzw. e 2, an dem ein sie steuernder Taktpuls P 1 bzw. P 2 anliegt. Der Schalttransistor
Ts 1,
der Speicherkondensator C 1 und die beiden Schalter S1 und S2 stellen
eine Zwischenspeicherschaltung für die eigentliche, aus der Stromquelle SQ, dem
Ladekondensator C 0 und dem Entladewiderstand R 0 bestehende Decodierschaltung
dar. Der einem Codezeichen entsprechende Amplitudenwert tritt hierbei in Form einer
ihm proportionalen Spannung am Ende eines Codezeichens dadurch am Ladekondensator
auf, daß die Halbwertszeit Co * R./In 2 gleich der Dauer T eines Stromschrittes
der Codezeichen gewählt ist.
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Zur besseren Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung
nach der F i g. 1 sind in der F i g. 2 in zeitrichtiger Zuordnung untereinander
das am Steuereingang E ankommende, im Dualcode modulierte Signal, die Taktpulse
P1 und P2 für die Schalter S1 und S2 sowie das decodierte pulsamplitudenmodulierte
Signal am Ausgang A angegeben. Die einzelnen Diagramme sind in übereinstimmung mit
den Bezeichnungen in der F i g. 1 mit E, P 1, P2 und A bezeichnet.
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Das pulscodemodulierte Signal am Steuereingang E der Stromquelle SQ
ist ein Teil eines Pulsrahmens aus mehreren ineinander verschachtelten Kanälen,
von denen in der F i g. 2 die Codezeichen der im Pulsrahmen aufeinanderfolgenden
Kanäle K1, K2 und K3 dargestellt sind. Jedes Codezeichen hat sieben Stromschritte
(Bit) 1 bis 7. Weiterhin ist jedem der Kanäle ein weiteres, mit 8 bezeichnetes Bit
für Synchronisationszwecke zugeordnet. Demnach ergibt sich die Codezeichenperiode
z. für acht Bits mit der Dauer T. Für das Abfragen des Ladekondensators C 0 am Ende
eines Codezeichens und für seine Rückumladung steht also jeweils das achte Bit von
der Dauer T zur Verfügung. Zu Beginn eines Codezeichens ist der Ladekondensator
C 0 auf die Spannung U1 über den Entladewiderstand R0 aufgeladen und wenigstens
der Schalter S 1 geschlossen. Dies bedeutet, daß die Basiselektrode des Schalttransistors
auf Bezugspotential liegt und der Schalttransistor somit in Sperrichtung vorgespannt
ist. Mit jedem während der sieben Bits des umzusetzenden Codezeichens auftretenden
Impuls führt die Stromquelle SQ dein Ladekondensator CO eine konstante negative
Ladung zu. Entsprechend der Anzahl der zugeführten Ladungen wie auch ihrer zeitlichen
Verteilung hat die Spannung am Ladekondensator C 0 am Ende der sieben Bits einen
gegenüber der ursprünglichen Spannung U1 kleineren Wert.
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Bei den Diagrammen P1 und P2 bedeutet auf der Ordinate der Buchstabe
»a« = Schalter auf und »z« = Schalter geschlossen. Wie das Diagramm für den Taktpuls
P2 am Steuereingang des Schalters S2 zeigt, ist der Schalter S2 im Zeitraum des
siebenten Bits eines Codezeichens kurzzeitig geschlossen. In diesem Zeitintervall
wird der Speicherkondensator C1 auf die positive Gleichspannung U2 aufgeladen, die
hierbei einen wesentlich größeren Wert aufweist als die positive Gleichspannung
U1. Mit dem Ende des siebenten Bits ist der Schalter S2 dann wieder offen. Mit Beginn
des achten Bits öffnet der nun vom Taktpuls P1 gesteuerte Schalter S1. Damit wird
die positive Gleichspannung U3 an der Basiselektrode des Schalttransistors Ts
1 wirksam und öffnet diesen. Die Folge davon ist ein Ladungsaustausch zwischen
dem Ladekondensator C 0 und dem Speicherkondensator C1 in der Weise, daß der Ladekondensator
sich über den Schalttransistor Ts 1 auf den ursprünglichen Wert der
Gleichspannung U1 rückumlädt, und zwar auf Kosten eines entsprechenden Ladungsverlustes
des Speicherkondensators C 1. Da die positive Gleichspannung U3 lediglich um die
Schwellwertspannung des Schalttransistors größer ist als die Gleichspannung U1,
sperrt der Schalttransistor Tsl automatisch in dem Moment, in dem der Ladekondensator
C 0 die ursprüngliche Ladespannung U 1 erreicht. Mit dem durch den Schalter S 1
ausgelösten Schaltvorgang des Schalttransistors wurde somit der Ladekondensator
CO auf seinen Ausgangswert rückumgeladen und gleichzeitig die durch das Codezeichen
verursachte, seinem Amplitudenwert proportionale Ladungsänderung am Ladekondensator
auf den Speicherkondensator übertragen. Die dieser übertragenen Ladungsänderung
entsprechende negative Änderung der am Speicherkondensator C 1 abfallenden Spannung
ist von der Größe der Kapazität des Speicherkondensators abhängig. Zweckmäßig wird
diese Kapazität wesentlich kleiner gewählt als die Kapazität des Ladekondensators
CO, weil dann beim Austausch der Ladungsänderung vom Ladekondensator auf
den Speicherkondensator eine Verstärkung hinsichtlich der der Ladungsänderung proportionalen
Spannung stattfindet. Wie das letzte Diagramm der F i g. 2 erkennen läßt, treten
somit die decodierten Codezeichen am Ausgang A in Form einer auf die positive Spannung
U2 bezogenen negativen amplitudenmodulierten Pulsfolge auf.
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Entsprechend dem Tastverhältnis des Taktpulses P2 zur Steuerung des
Schalters S2 ist die Gleichspannung U2 über den Schalter lediglich im Zeitintervall
des siebenten Bits eines ankommenden Codezeichens an den Speicherkondensator C 1
angelegt. Dadurch erhalten die amplitudenmodulierten negativen Impulse am Ausgang
A eine maximale Breite. Das hat den Vorteil, daß der dem Ausgang A nachgeschalteten
Abtasteinrichtung für die Abtastung des Speicherkondensators C1 jeweils ein relativ
großer Zeitraum zur Verfügung steht. Selbstverständlich können die Schließzeiten
des Schalters S2 durch entsprechende Bemessung des Tastverhältnisses des
Taktpulses
P2 auch für eine kleinere Dauer bemessen werden, sofern für ein möglichst großes
Zeitintervall für die Abtastung durch die Abtasteinrichtung keine - Nebensprechgefahr
bei der Weiterverarbeitung der amplitudenmodulierten Impulse besteht.-Das einwandfreie
Sperren des Schalttransistors Tsl, sobald der Ladekondensator CO den Wert der positiven
Gleichspannung U1 annimmt, setzt voraus, daß sich die Schwellspannung zwischen Basis
und Emitter über der Zeit nicht ändert. Diese Voraussetzung ist bei Transistoren
in der Regel nur dann erfüllt, wenn sie keinen größeren Temperaturschwankungen ausgesetzt
werden. Ist dies der Fall, dann müssen besondere Maßnahmen vorgesehen werden, um
den störenden Einfluß der sich ändernden Schwellspannung auf das zu decodierende
Signal zu unterbinden. Wird nämlich die Schwellspannung kleiner, dann sperrt der
Schalttransistor erst bei einer Spannung am Ladekondensator, die etwas größer als
die Gleichspannung U1 ist. Dies hat einen vom Speicherkondensator über den Schalttransistor
und den Entladewiderstand R 0 fließenden Fehlstrom zur Folge, der den negativen
Impulsen der amplitudenmodulierten Pulsfolge am Ausgang A eine Dachschräge abzwingt.
Wird dagegen die Schwellspannung des Schalttransistors größer, dann sperrt er bereits
bei einer Spannung am Ladekondensator C 0, die unterhalb der Spannung U1 liegt.
Zwar hindert dies nicht die vollständige Rückumladung des Ladekondensators, die
hierbei über den Entladewiderstand Rp erfolgt. Das vorzeitige Sperren des Schalttransistors
bedingt jedoch, daß die einen sehr kleinen Amplitudenwert darstellenden decodierten
Zeichen im Speicherkondensator Cl nicht zwischengespeichert werden, weil der Schalttransistor
in diesen Fällen beim Schließen des Schalters S1 nicht in den leitenden Zustand
übergeführt wird.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, das auch in einem größeren
Temperaturbereich einwandfrei arbeitet, ist in der F i g. 3 dargestellt. Die Schaltung
in der F i g. 3 stellt eine Weiterbildung der Schaltung nach der F i g. 1 dar. Hierbei
sind gleiche Schaltelemente mit gleichen Bezugsangaben versehen. Die gesteuerte
Stromquelle SQ 1 nach der F i g. 1 ist in der F i g. 3 in ihren Schaltungseinzelheiten
angegeben, und zwar besteht sie aus einem Transistor Ts2 in Basisschaltung, dessen
Emitterelektrode in Reihe mit dem Widerstand R 2 den Steuereingang E für die pulscodemodulierten
Signale abgibt. An Stelle der positiven Gleichspannung U3 ist die Basiselektrode
des Schalttransistors Tsl in Reihe mit der in Durchlaßrichtung seiner Emitter-Basis-Strecke
gepolten Diode D 1 einerseits über den VorwiderstandR1 an die positive Gleichspannung
U2 und andererseits über die Diode D 2 an die positive Gleichspannung U1 angeschaltet.
Die Diode D2 ist hinsichtlich der positiven Spannung U1 in Sperrrichtung gepolt.
Zur wechselstrommäßigen Überbrückung ist der Diode D 1 ein Kondensator C 2 ausreichender
Größe parallel geschaltet. Ferner ist der einseitig auf Bezugspotential liegende
SchalterS1 mit seinem anderen Anschluß nunmehr an den gemeinsamen Verbindungspunkt
M der Dioden D 1
und D 2, des Kondensators C 2 und des Vorwiderstandes
R 1 angeschlossen. Weiterhin liegt zwischen diesem Verbindungspunkt und der Emitterelektrode
des die Stromquelle darstellenden Transistors Ts2 die Reihenschaltung aus einem
Widerstand R 3 und einer Diode D 3, die hinsichtlich der an ihr über den Vorwiderstand
R 1 und den Widerstand R 3 wirksamen positiven Gleichspannung U2 in Durchlaßrichtung
gepolt ist. Die Emitterelektrode des Transistors Ts2 ist außerdem über den Widerstand
R4 an die negative Gleichspannung U4 angeschaltet.
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Die Diode D 2 dient dazu, um bei geöffnetem Schalter S1 die positive
Spannung am Verbindungspunkt M für einen Wert festzulegen, der um die Schwellspannung
des Schalttransistors Tsl größer ist als die Gleichspannung U1. Die vom Kondensator
C 2 überbrückte Diode D 1 in der Zuleitung zur Basiselektrode des Schalttransistors
stellt praktisch eine Batterie dar, die die Spannung am Verbindungspunkt M an der
Basiselektrode um die Schwellspannung auf den Wert der Gleichspannung
U 1 herabsetzt. Da die Dioden D 1 und D 2 aus den gleichen
Halbleitermaterialien aufgebaut sind, wird auf diese Weise gewährleistet, daß an
der Basiselektrode des Schalttransistors auch bei starken Temperaturänderungen stets
die positive Gleichspannung U1 wirksam ist. Die Herabsetzung der bei geöffnetem
Schalter S1 wirksamen Gleichspannung auf den Wert U1 hat zur Folge, daß der Schalttransistor
Ts 1 bereits wieder sperrt, bevor der Ladekondensator CO auf die positive Gleichspannung
U1 aufgeladen ist. Der Rest der Aufladung erfolgt über den Entladewiderstand R O.
Damit ist zunächst sichergestellt, daß der Schalttransistor Tsl auch bei größeren
temperaturbedingten Schwankungen seiner Schwellspannung stets sperrt, bevor am Ladekondensator
CO bei der Rückumladung die positive Gleichspannung U1 auftritt. Eine Dachschräge
der am Ausgang A auftretenden negativen amplitudenmodulierten Impulse ist damit
mit Sicherheit unterbunden. Um nun auch noch zu erreichen, daß auch die kleinsten
Amplitudenwerten entsprechenden Codezeichen nach ihrer Decodierung vom Ladekondensator
C 0 zum Speicherkondensator C 1 übertragen werden, werden die von der Stromquelle,
d. h. vom Transistor Ts2, dem Ladekondensator zugeführten konstanten Ladungen während
der Dauer eines Codezeichens einem konstanten Gleichstrom überlagert. Dieser konstante
Gleichstrom wird hierbei vom Kollektorruhestrom dargestellt, der durch die über
den Widerstand R 4 an der Emitterelektrode wirksame negative Gleichspannung U4 festgelegt
ist. Dieser Kollektorruhestrom wird am Ende eines Codezeichens durch öffnen des
Schalters S1 dadurch abgeschaltet, daß die in diesem Zeitpunkt am gemeinsamen Verbindungspunkt
M auftretende positive Gleichspannung über den Widerstand R3 und die nunmehr in
Durchlaßrichtung vorgespannte Diode D 3 am Emitter des Transistors Ts
2 im Sinne eines Sperrens dieses Transistors wirksam wird.
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In der F i g. 4 sind die impulsförmige Spannung am Steuereingang E,
der Spannungsverlauf am Ladekondensator C 0 sowie die amplitudenmodulierte Impulsfolge
am Ausgang A in zeitrichtiger Zuordnung untereinander aufgetragen, die den geschilderten
Sachverhalt noch besser verdeutlichen. Im obersten Diagramm der steuereingangsseitigen
Impulse ist angenommen, daß das gerade anstehende Codezeichen in allen sieben Bits
eine binäre »1« in Form eines negativen Impulses aufweist. Mit jedem Impuls wird,
anfangend mit dem ersten Bit des Codezeichens, die Spannung am Ladekondensator CO
weiter
abgesenkt. Die Absenkung wird auch noch dadurch unterstützt, daß der fließende konstante
Kollektorruhestrom hierzu ebenfalls einen Anteil beiträgt, der im Diagramm Co durch
die unterbrochen gezeichnete Linie angezeigt ist. Bei der mit dem Öffnen des Schalters
S 1. nach der F i g. 3 einsetzenden Umladung des Ladekondensators C 0 liefert der
Speicherkondensator C 1 eine Ladung, die der Spannungsänderung d U entspricht. Diese
Spannungsänderung d U steht beim gewählten Ausführungsbeispiel für die maximal auf
den Speicherkondensator übertragbare Ladungsänderung. Wie das Diagramm Co erkennen
läßt, ist diese Ladungsänderung größer, als sie der Ladungsänderung entsprechend
der Spannungsänderung d U' durch die Stromimpulse entsprechen würde. Die Spannungsänderung-1
U' ergibt sich hierbei durch die Differenz des allein durch den Kollektorruhestrom
erreichten Spannungswertes am Ladekondensator und des tatsächlich erreichten Spannungswertes
am Ende eines Codezeichens. Die Spannung am Ladekondensator C 0 wird also auch dann,
wenn das Codezeichen keine binäre »1« aufweist, durch den Kollektorruhestrom in
dem Maße abgesenkt, daß beim Öffnen des Schalters S1 am Ende eines Codezeichens
der Schalttransistor Ts 1 öffnet. Damit ist aber erreicht, daß auch kleinste,
durch die Codezeichen bedingte Spannungsänderungen am Ladekondensator zum Speicherkondensator
hin übertragen werden. Dem dabei mit übertragenen Gleichwert kommt für den Decodiervorgang
keine Bedeutung, zu, da er ja sämtlichen in Amplitudenwerte umgesetzten Codezeichen
in gleicher Weise überlagert ist. Gleiches gilt auch dann, wenn der Schalttransistor
Ts 1 infolge größerer Temperaturschwankungen und seiner sich damit ändernden
Schwellspannung bei einem etwas größeren oder kleineren Wert der Spannung am Ladekondensator
C 0 sperrt, weil es sich dabei um Langzeitschwankungen handelt.