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Schaltungsanordnung zum selektiven Empfang eines sinusförmigen Meß-
oder Pilotsignals in einer Trägerfrequenzanlage Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
zum selektiven Empfang eines sinusförmigen Meß-oder Pilotsignals in einer Trägerfrequenzanlage.
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In der elektrischen Meßtechnik ist häufig eine in ein Frequenzgemisch
eingelagerte sinusförmige Meßspannung in eine Gleichspannung zu verwandeln, die
ohne Beeinflussung durch das Frequenzgemisch ein eindeutiges Maß für die Amplitude
der sinusförmigen Meßspannung ist. Insbesondere ist dies bei Vielkanalträgerfrequenzsystemen
der Fall, bei denen auf der Sendeseite solche Meßsignale oder Pilotsignale in die
Lücken zwischen den TF-Kanälen eingelagert sind und deren Amplituden auf der Empfangsseite,
ohne durch die angrenzenden TF-Kanäle gestört zu werden, als Meßwerte für die Eigenschaften
der Übertragungsstrecke festgestellt werden sollen.
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Es ist bekannt, zur Aussiebung sehr steile Bandfilter, im allgemeinen
Kristallfilter, zu verwenden, mit denen wegen ihrer verhältnismäßig kleinen Bandbreite
eine genügend scharfe, frequenzmäßige Trennung der Meßsignale von den störenden
benachbarten Frequenzen möglich ist, so daß die ausgefilterte Meßschwingung sodann
gleichgerichtet und einem Meßinstrument zugeführt werden kann.
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Solche Kristallfilter sind jedoch teuer und haben den Nachteil, daß
die absolute Frequenzlage ihres Durchlä.ßbereiches und damit ihre Durchlaßdämpfung
bei der Frequenz der Meßschwingung gewissen Schwankungen infolge äußerer Einflüsse
von Temperatur, Feuchte usw. unterworfen ist, was sich um so mehr auf die Meßgenauigkeit
auswirkt, je höher die Frequenz der Meßschwingung ist, weil damit der relative Frequenzabstand
zwischen der Meßfrequenz und den störenden Frequenzen benachbarter Kanäle immer
geringer wird.
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Es ist weiter bekannt, um schmalbandige Filter mit den gezeigten Nachteilen
zu vermeiden, auf die Meßschwingung eine phasenempfindliche Gleichrichtung dadurch
anzuwenden, daß das die Meßschwingung enthaltende Frequenzgemisch eine Trägerspannung
moduliert, deren Frequenz und Phasenlage genau der Meßschwingung entspricht. Diese
genaue Übereinstimmung läßt sich jedoch nur kurzfristig erreichen, oder sie muß
über eine längere Meßzeit hinweg durch manuelle Nachstimmung bewirkt werden. Für
eine automatische Messung über längere Zeiträume hinweg oder für die Ableitung von
Stellgrößen aus der Meßschwingung zum Zweck einer automatischen Regelung ist dieses
Verfahren nur anwendbar, wenn die Nachstimmung der Phase und Frequenz des Trägeroszillators
automatisch erfolgt. Hierfür sind Phasenregelschaltungen bekannt, die jedoch einen
beträchtlichen Aufwand zur Erzielung einer großen Regelsteilheit erfordern und außerdem
für jeden Meßkreis einen eigenen steuerbaren Oszillätor benötigen. Das letztere
ist besonders bei Vielkanalträgerfrequenzanlagen von Nachteil, die auf mehreren
Systemen mehrere Pilotmeßstellen gleicher Frequenzlage besitzen und deren empfangene
Pilotfrequenzen, da sie von verschiedenen Systemen kommen, geringe Frequenz- und
Phasenunterschiede gegeneinander haben, so daß eine Vielzahl von steuerbaren Oszillatoren
vorhanden sein muß.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannte Schaltungsanordnung
zum selektiven Empfang eines sinusförmigen Meß- oder Pilotsignals, bei der in zwei
parallelarbeitenden Empfangskanälen das Meß-bzw. Pilotsignal zwei frequenzgleiche,
in der Phase um 90° gegeneinander verschobene Trägerspannungen moduliert, so zu
verändern, daß sie auch ohne Nachstimmung der Phase und Frequenz des Trägeroszillators
arbeitet.
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Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Maßnahmen
gelöst.
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Für die Modulation des gesamten an der Meßstelle vorhandenen Frequenzgemisches
wird also die Trägerfrequenz unbeeinflußt von der Meßfrequenz so gewählt, daß sie
zwar ungefähr mit der Meß- bzw. Pilotfrequenz übereinstimmt, aber asynchron zu dieser
ist und daher für alle Meßstellen gleicher Frequenzlage aus einem einzigen Oszillator
genommen werden kann. Zweckmäßig wird dabei der Oszillator verwendet, der bei Vielkanal-TF-Anlagen
für die Versorgung der Piloteinspeisestellen der Gegenrichtung erforderlich ist.
Die Modulation des die Meß- bzw. Pilotschwingung
enthaltenden Frequenzgemisches
erfolgt in bekannter Weise in zwei parallelarbeitenden Empfangskanälen mit zwei
frequenzgleichen, in der Phase um 90° gegeneinander verschobenen Trägerspannungen.
Die beiden dadurch um 90° verschobenen Niederfrequenz-Ausgangssignale beider Kanäle
werden weiter nach Durchlaufen je eines Tiefpasses je einem Doppelweggleichrichter
mit quadratischer Kennlinie zugeführt, und die Ausgangsgleichspannungen beider Kanäle
werden addiert, z. B. durch Reihenschaltung ihrer Arbeitswiderstände.
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Da die Abweichung zwischen der Meß- bzw. Pilotfrequenz und der Frequenz
des Trägeroszillators jeden Wert von Null bis zu einem Maximalwert haben kann, ist
es erforderlich, daß die NF-Seiten der beiden Modulatoren und die beiden nachfolgenden
Tiefpässe beliebig tiefe Frequenzen bis zum Gleichstrom übertragen können. - Deswegen
ist in Weiterentwicklung der Erfindung vorgesehen, daß die Modulatoren beider Kanäle
als Ringmodulatoren ausgebildet sind, deren niederfrequenzseitige Diagonalen aus
je zwei in Reihe geschalteten, gleich großen Kondensatoren bestehen, und daß 'diese
Kondensatoren zugleich die eingangsseitigen Querglieder der sich in erdsymmetrischer
Schaltung anschließenden Tiefpässe bilden, und zwar derart, daß die durchgehenden
Mitteladern zugleich die geerdete Mitte für die Zuführung der Trägerfrequenzen und
für die Doppelweggleichrichterschaltungen bilden.
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In der F i g. 1 ist ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung
nach der Erfindung dargestellt. Dem Differentialübertrager 1 des ersten Kanals ist
ein Ringmodulator 2 nachgeschaltet, dem die Trägerspannung über den Phasendreher
24 zugeführt wird. Der anschließende Tiefpaß ist aus den Kondensatoren 3, 4, 7 und
8 und den Spulen 5 und 6 gebildet, dem sich die aus den Dioden 9 und dem Arbeitswiderstand
10 bestehende Doppelweggleichrichterschaltung mit quadratischer Kennlinie anschließt.
Die analogen Teile 11
bis 20 befinden sich in gleicher Schaltung im
zweiten Kanal, dessen ebenfalls dem -Phasendreher 24 entnommene Trägerspannung
in der Phase um 90° gegenüber der Trägerspannung für den Ringmodulator 2 im ersten
Kanal verschoben ist. Über den mittels der Erdverbindung in Reihe geschalteten Arbeitswiderständen
10 und 20, die - soweit erforderlich -durch die Kondensatoren 22 und
23 für Hochfrequenz überbrückt sind und auf Grund der Polung der Dioden gegen
Erde entgegengesetzte Spannungen führen, liegt das Anzeigeinstrument 21,
und die gleichgerichtete Empfangsspannung kann an den Punkten 25, 26 entnommen werden.
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Die Wirkungsweise ist folgende: Durch den Ringmodulator 2 im ersten
Kanal entsteht außer Hochfrequenz ein Niederfrequenzsignal (M in F i g. 2) von der
Frequenz bco, wenn dies die Differenz zwischen Trägerfrequenz und Meß- bzw. Pilotfrequenz
ist. Außerdem entstehen die Störfrequenzbänder S und S', die den Abstand dco, und
Aaoz haben, wenn 4c), und Aco, die Abstände der Störfrequenzbänder von der Meß-
bzw. Pilotfrequenz in der HF-Lage sind. Durch die Flanke F des Tiefpasses (F i g.
2) werden beide Störbänder von der Nutzschwingung M getrennt, so daß hinter den
Tiefpässen beider Kanäle zwei um 90° versetzte Nutzschwingungen von der Frequenz
bco ankommen, also z. B. Wenn die Dioden die quadratische Kennlinie i=a.u+b-u2 besitzen,
so entstehen an den Arbeitswiderständen infolge der Kompensation der linearen a-Anteile
in den Zweiwegeschaltungen die Signale b - u2 . coS2 bco t und
b . u2 - sing b() t,
deren Summe den Wert b - u2 ergibt, also
frei von der Frequenz bco ist.
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Das Anzeigeinstrument 21 zeigt also das Quadrat der Amplitude
der Meß- bzw. Pilotschwingung an, unabhängig davon, welche Größe die Abweichung
zwischen Meßfrequenz und Trägerfrequenz hat. Die Abweichung darf nur nicht so groß
sein, daß dadurch das Störfrequenzband S' noch den Tiefpaß passieren kann. Dafür
ist nur nötig, daß diese Abweichung bco viel kleiner ist als die Abstände 4c01 und
4(02 der Störfrequenzbänder von der Meß- bzw. Pilotschwingung in der HF-Lage, was
in der Praxis immer erfüllt ist, da die Abweichung da) beim Empfang von Pilotfrequenzen
in TF-Systemen nur die möglichen Eigenungenauigkeiten der empfangenen Pilotfrequenzen
von wenigen Hertz überdecken zu braucht.
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Die in der F i g. 1 dargestellten Tiefpässe sind als Grundglieder
dargestellt, sie können jedoch eine beliebig andere Tiefpaßstruktur haben und im
einfachsten Fall eines RC-Tiefpasses nur aus den Kondensatoren 3 und 4 bzw.
13 und 14 bestehen.