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Mehrstufiger Impuls-Transistorverstärker für induktive Last Die Erfindung
bezieht sich auf einen mehrstufigen Transistorverstärker, dessen Ausgangsstufe zwei
pnp-Leistungstransistoren enthält, zur Steuerung einer induktiven Last auf Grund
von rechteckigen Steuersignalen mit großer Folgefrequenz.
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Bei derartigen Transistorverstärkern besteht das Problem, daß an den
Klemmen der induktiven Last bei der Stromunterbrechung eine beträchtliche Überspannung
entsteht. Es muß vermieden werden, daß diese Überspannung die zulässige Grenzspannung
übersteigt, bei der noch keine Gefahr einer Beschädigung des Transistors bzw. der
Transistoren der Endstufe des Verstärkers besteht.
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Die Überspannung ist um so größer, je höher der Widerstand des Kreises
ist, durch den der von der Induktivität der Last aufrechterhaltene Strom fließt.
Sie kann daher durch Verringerung dieses Widerstands begrenzt werden. Eine Verringerung
des Widerstands entspricht aber zugleich einer Vergrößerung der Zeitkonstante, durch
welche das Abklingen des Stroms verlangsamt wird. Dadurch wird wiederum die obere
Grenze der Schaltfrequenz verringert.
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Das Ziel der Erfindung ist daher die Schaffung eines mehrstufigen
Transistorverstärkers, mit dem eine induktive Last auf Grund von rechteckigen Steuersignalen
mit großer Folgefrequenz gesteuert werden kann, ohne daß unzulässige Überspannungen
auftreten.
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Bei einem mehrstufigen Transistorverstärker, dessen Ausgangsstufe
zwei pnp-Leistungstransistoren enthält, wird dies nach der Erfindung dadurch erreicht,
daß die eine Klemme der Last mit dem Emitter des ersten Endstufentransistors und
mit der einen Klemme eines Widerstands, dessen andere Klemme an Masse liegt, verbunden
ist und daß der Kollektor des zweiten Endstufen-Transistors mit der anderen Klemme
der Last der einen Klemme eines Widerstands, dessen andere Klemme an Masse liegt,
und der Katode einer Diode, deren Anode an einer negativen Vorspannung liegt, verbunden
ist.
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Der nach der Erfindung ausgeführte Transistorverstärker ergibt folgende
Wirkung: Wenn beim Abschalten beide Endstufen-Transistoren plötzlich gesperrt werden,
hält der Emitter des ersten Endstufen-Transistors die eine Klemme der induktiven
Last praktisch auf Massepotential fest, so daß die entstehende Überspannung vollständig
an der zweiten Klemme auftritt, die mit dem Kollektor des zweiten Endstufen-Transistors
verbunden ist. Die an diese Klemme angeschlossene Diode verhindert aber, daß das
Klemmenpotential (und somit das Kollektorpotential) das Potential der negativen
Vorspannung dem Betrag nach wesentlich übersteigt. Solange die Überspannung diese
negative Vorspannung übersteigt, ist die Diode geöffnet; da ihr Widerstand dann
sehr klein ist, fällt der Strom zunächst mit großer Zeitkonstante langsam ab. Sobald
aber infolge dieses Stromabfalls die Überspannung unter den Wert der Vorspannung
fällt, wird die Diode gesperrt, und die Zeitkonstante des weiteren Abklingens des
Stroms wird durch den an die gleiche Klemme angeschlossenen Widerstand bestimmt.
Die Gesamtdauer des Stromabfalls ist daher wesentlich kürzer, als sie mit einem
konstanten Widerstand erreicht würde, der so bemessen ist, daß die für den Transistor
zulässige Grenzspannung nicht überschritten wird.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt.
Darin zeigt F i g. 1 das Schaltbild des Verstärkers, F i g. 2 eine Tabelle der Widerstandswerte
der Schaltung für ein praktisches Ausführungsbeispiel, F i g. 3 ein Diagramm der
Spannungen in den verschiedenen Stufen des Verstärkers bei Zuführung von rechteckigen
Steuersignalen, wobei mit V,1, VB ... die Spannungen an den Punkten
A, B ... von F i g. 1 bezeichnet sind, und F i g. 4 die Kurven des
durch die Belastung fließenden Stroms und der Klemmenspannung der Belastung in Abhängigkeit
von der Zeit.
In F i g. 1 sind mit Q2 und Q4 die Leistungstransistoren
der Ausgangsstufe bezeichnet. Das Steuersignal VA wird den Basen der Transistoren
Q1 und Q3 der ersten Stufe zugeführt, deren Emitter über Widerstände R2 bzw. RS
mit Masse verbunden sind. Die verstärkten Signale VB bzw. VD werden
den Leistungstransistoren Q4 bzw. Q2 in folgender Weise zugeführt: Die Basis
des Transistors Q2 ist direkt mit dem Kollektor des Transistors Q1 verbunden. Die
Emitter der Transistoren Q4 und Q2 sind jeweils über einen Widerstand R$ bzw. R4
mit Masse verbunden. Die den Lastkreis bildende Spule L des Elektromagneten ist
einerseits an den Emitter des Transistors Q2 und andererseits an den Kollektor des
Transistors Q4 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q4 ist mit Masse über
einen Widerstand R9 verbunden und außerdem mit der Anode einer Leistungsdiode D2,
deren Katode mit einer eine negative Spannung VP liefernden Klemme verbunden ist.
Die Stromversorgung des Verstärkers erfolgt von einer Quelle S, welche den Transistoren
die richtigen Vorspannungen über die Widerstände R1, R3 und RS liefert.
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Diese Schaltung arbeitet in folgender Weise: Im »Arbeitszustand«,
d. h., während der ganzen Dauer des Vorhandenseins des Eingangssignals VA, sind
die Transistoren Q1 und Q3 gesperrt. Dadurch entsteht am Punkt D eine negative
Spannung VD, welche direkt zur Basis des Transistors Q2 übertragen wird,
so daß dieser Transistor stromführend wird. Außerdem ergibt sich am Punkt
B eine Spannung VB, welche der Katode der Zenerdiode Dl zugeführt
wird und diese Diode stromführend macht, die dann eine negative Spannung zur Basis
des Transistors Q4 überträgt. Dadurch wird auch der Transistor Q4 stromführend,
wobei er seine Kollektorvorspannung vom Emitter des Transistors Q2 erhält. Daher
fließt durch die Spule L ein beträchtlicher Strom i in der Richtung
des Pfeils in F i g. 1.
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Im »Ruhezustand«, d. h. beim Eintreffen der Flanke b des Steuersignals
VA, steigt die Spannung VB
auf einen Wert in der Nähe von Null an. Die Impedanz
der Diode Dl nimmt einen sehr großen Wert an, und die Spannung VP wird gleich dem
Massepotential, wodurch der Transistor Q4 gesperrt wird. In gleicher Weise wird
auch die Spannung VD praktisch gleich dem Massepotential, was zur Folge hat,
daß der Transistor Q2 gesperrt wird.
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Infolge des Induktionsgesetzes sucht bekanntlich die Induktivität
der Spule im Augenblick der Sperrung der Transistoren einen Strom in der Richtung
des zuvor bestehenden Stroms aufrechtzuerhalten. Da nun der Transistor Q1 geöffnet
ist, hat die vom Emitterübergang des Transistors Q1 und den Widerstand R2 mit dem
Wert 10 Ohm gebildete Schaltung eine geringe Impedanz. Daher wird die Spannung VE,
die infolge der Induktionswirkung in positiver Richtung anzusteigen sucht, bis auf
einige zehntel Volt auf dem Massepotential festgehalten.
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Die Induktionswirkung ergibt daher eine Überspannung Vc mit negativer
Polarität. Da der vom Kollektorübergang des Transistors Q4 gebildete Widerstand
praktisch unendlich groß ist, entlädt sich diese Überspannung nach Masse über den
Widerstand R9, dessen Widerstandswert 3,3 kOhm beträgt.
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Man kann sich einen annähernden Begriff von dem Maximalwert der bei
der Stromunterbrechung hervorgerufenen Überspannung machen, wenn man berücksichtigt,
daß die Induktivität vor allem die Wirkung hat, den Strom auf dem vorher bestehenden
Wert IM zu halten. Während eines sehr kurzen Augenblicks arbeitet die Schaltung
wie ein Generator, der einen konstanten Strom liefert. Wenn man für den Strom 1m
einen Wert von 0,3 A zuläßt, ist zu erkennen, daß der maximale Wert der augenblicklichen
negativen überspannung 990 V erreichen kann, wenn nur der Widerstand R9 von 3,3
kOhm vorhanden ist. Eine solche Überspannung an den Klemmen des Transistors Q¢ ist
offensichtlich unzulässig.
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Die Diode D2 hat die Aufgabe, die beim Abschalten auftretende Überspannung
auf einen für den Transistor Q4 noch zulässigen Wert zu begrenzen. Es sei angenommen,
daß die zugeführte Vorspannung VP den Wert -48 V hat. Dieser Wert wird- nachstehend
gerechtfertigt. Die Diode D2 ist also in der Durchlaßrichtung vorgespannt, wenn
die negative .Überspannung einen Wert von mindestens 48 V hat. Der Ab-Schaltstrom
i findet also einen Weg mit sehr geringem Widerstand nach Masse über die geöffnete
Diode D2 (mit einem Widerstand in der Größenordnung von beispielsweise 10 Ohm) und
den Innenwiderstand der Spannungsquelle VP, der als vernachlässigbar angenommen
wird. Wenn für den Widerstand der Spule L ein ohmscher Wert in der Größenordnung
von 160 Ohm hinzuaddiert wird, ist zu erkennen, daß der Abschaltstrom gemäß
der verhältnismäßig großen Zeitkonstante L/170 von IM und 11 abnimmt. Der
Strom vermindert sich daher zunächst langsam (Abschnitt 1 der Kurve von Fi g. 4).
Dafür wird aber die Spannung Vc während dieses ganzen Vorgangs praktisch auf -48
V konstant gehalten.
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Wenn der Strom i so weit abgenommen hat, daß die negative Spannung
am Punkt C dem Absolutwert nach unter 48 V fällt (Strom Il im Zeitpunkt t1), wird
die Diode Dz in der Sperrichtung vorgespannt, so daß ihre Impedanz sehr groß wird
und der Strom über den Widerstand R9 mit dem Wert 3,3 kOhm nach Masse zurückfließt.
Die Zeitkonstante der Schaltung nimmt dann den Wert L/3300 an, d. h., etwa den zwanzigsten
Teil des vorhergehenden Wertes. Der Strom fällt dann wesentlich schneller weiter
ab (Abschnitt 2 der Kurve von F i g. 4).
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F i g. 4 zeigt, daß eine Gesamtzeit T1 nach dem Sperren der Transistoren
verstreicht, bis der Strom i auf den geringen Restwert 1o abgefallen ist, bei welchem
der Elektromagnet in den Ruhezustand zurückkehrt.
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Es sein nun angenommen, daß man der Vorspannung VP der Diode
D2 den halben Wert, also -24 V, gibt. Damit die Kurve des schnellen Abfalls erreicht
wird, ist es dann erforderlich, daß der Strom i bis auf einen Wert abnimmt, der
etwa die Hälfte des vorhergehenden Übergangswertes beträgt, wobei er der Kurve des
langsamen Abfalls folgt (Strom 12, der in Zeitpunkt t2 erreicht wird). Die für die
Rückkehr des Elektromagneten in den Ruhezustand erforderliche Zeit wird dann auf
den Wert T2 beträchtlich verlängert.
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Bei dem gewählten Beispiel hat man der Vorspannung VP den Wert -48
V gegeben, weil dies der höchste Wert ist, der an den Transistor Q4 unter Aufrechterhaltung
eines ausreichenden Sicherheitsabstandes angelegt werden kann.
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Da der erfindungsgemäße Verstärker ferner die Wirkung hat, daß die
an der einen Klemme der Spule nach dem Abschalten bestehende Spannung nach dem an
sich bekannten Verfahren der »Pegelblockierang
« auf einem Wert
gehalten wird, der bis auf einige zehntel Volt gleich dem Massepotential ist, ist
der für VP gewählte Wert der größtmögliche Wert, der zur Steuerung der Abfallzeit
des Abschaltstroms praktisch anwendbar ist. Die am Punkt C auftretende Überspannung
bildet sich nämlich gegenüber dem Punkt E aus, der praktisch auf Massepotential
liegt.
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Da die Diode D2 nach einer Zeit gesperrt wird, die um so kürzer ist,
je größer die Spannung VP dem Absolutwert nach ist, beginnt der schnelle Abfall
des Stroms um so früher, je größer die Spannung VP ist.