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Generator zur Erzeugung von trapezförmigen Spannungen Die Erfindung
bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines trapezförmigen Spannungsverlaufes
positiver und/oder negativer Polarität aus einer Spannung mit rechteckförmigem Verlauf,
die einem mit einer seiner Ausgangsklemmen an Masse geführten Rechteckgenerator
entnommen ist.
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Es ist eine Schaltung zur Erzeugung von trapezförmigen Impulsen bekannt
(Electronics, Januar, 25/1965, S. 76 bis 78), bei der eine lineare Anstiegsflanke
des Trapezes durch Ladung eines Kondensators aus einer einen konstanten Strom liefernden
Stromquelle erreicht wird. Wird dieser Kondensator mit konstantem Stromentzug entladen,
so entsteht eine lineare Rückflanke des Trapezes. Die Stärke des konstanten Stromes
bestimmt die Steigung der Anstiegs- bzw. der Abfallflanke. Als Stromquelle wird
zu vorgenanntem Zweck eine Transistorverstärkerstufe angegeben, bei der der Kollektorstrom
konstant und von der Kollektorbelastung sowie von der Kollektorspannung unabhängig
ist. Die bekannte Schaltungsanordnung benötigt insgesamt vier Transistoren, wovon
zwei für den Ladevorgang mit konstanter Stromstärke und die verbleibenden zwei für
den Entladevorgang des Kondensators mit konstantem Stromentzug vorgesehen sind.
In die bekannte Schaltung werden eingangsseitig Rechteckimpulse eingegeben, mit
welchen die Transistoren wechselweise derart ausgesteuert werden, daß am Ausgang
der Schaltung bei eingangsseitiger positiver Impulsspannung der Kondensator bis
zu einer durch eine Begrenzerdiode bestimmten Begrenzungsspannung aufgeladen wird.
Nach Ende des rechteckförmigen Eingangsimpulses, also bei Zuführung von Nullpotential
am Eingang, entlädt sich der Kondensator am Ausgang bis zu einer durch eine zweite
Begrenzerdiode bestimmten Begrenzungsspannung. Bei dieser Schaltungsanordnung lassen
sich zwar die Steigungen der Vorder- und Rückflanke der Trapezimpulse unabhängig
voneinander justieren, doch läßt sich die Bildung des trapezförmigen Impulsverlaufes
aus dem rechteckigen Impulsverlauf nur mit großem schaltungsmäßigem Aufwand, nämlich
der Verwendung von mindestens vier Transistoren, erreichen. Ein weiterer Nachteil
dieser bekannten Schaltungsanordnung ist der, daß die Dachamplitude der trapezförmigen
Ausgangsspannung nicht proportional dem Wert einer Steuergleichspannung oder einer
sonstigen Eingangsgröße ist.
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Trapezspannungen mit genau definierter Dachamplitude lassen sich in
bekannter Weise aus einer bereits vorhandenen, stabilen Trapezspannung mit konstanter
Dachamplitude und konstanter Flankensteilheit durch Teilung mit einem Potentiometer
gewinnen. Die Flankensteilheit ändert sich dabei proportional der Dachamplitude.
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Der Erfindung liegt vor allem die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
zur Erzeugung eines trapezförmigen Spannungsverlaufes zu schaffen, die sich unter
Erzielung hoher Flankenlinearität streng proportional einer Steuergleichspannung
oder sonstigen Eingangsgröße, z. B. einer Gleichspannung, die einem Potentiometer
oder einem Digital-Analog-Wandler entnommen wird, einstellen läßt. Außerdem soll
die Flankensteilheit unabhängig von der Dachamplitude sein und ein ähnlich hoher
Aufwand an Bauelementen wie bei der bekannten Schaltungsanordnung vermieden werden.
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Gemäß der Erfindung, die sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung
eines trapezförmigen Spannungsverlaufes der eingangs genannten Art bezieht, wird
diese Aufgabe in der Weise gelöst, daß eine aus zwei parallelgeschalteten Zweigen
mit jeweils zwei in Serie zueinander liegenden und gleichsinnig gepolten Dioden
bestehende Brückengleichrichteranordnung vorgesehen ist, an deren zwischen zwei
gleichsinnig gepolten Dioden liegenden einen Eckpunkt mit rechteckförmigem Verlauf
geführt ist, daß die nicht diesen Eckpunkt berührende Brückendiagonale aus einer
Serienschaltung zweier Widerstände, vorzugsweise mit gleichen Werten, besteht, zwischen
die eine zusätzliche Gleichspannungsquelle so gepolt eingeschaltet ist, daß durch
die beiden Zweige mit jeweils zwei Dioden ein Ruhestrom fließt, und daß an dem verbleibenden,
vierten Brückeneckpunkt als Querelement zur Masse hin ein Kondensator angeschaltet
ist, an dessen Anschlüssen die trapezförmige Spannung abgegriffen wird. Über die
beiden Brückenzweige fließen im Ruhezustand jeweils
gleich große
Ruheströme. Bevor dieser Schaltung am eingangsseitigen Eckpunkt ein Rechteckimpuls
eingespeist wird, also bei Zuführung von Massepotential, liegt auch am Kondensator
aus Symmetriegründen Massepotential. Sobald am Eingang ein Impuls mit etwa senkrechterAnstiegsfianke
erscheint, lädt sich der Kondensator über zwei sich diagonal gegenüberliegende und
im leitenden Zustand befindliche Dioden im Weg über die Brückendiagonale mit den
beiden Widerständen und der zusätzlichen Gleichspannungsquelle auf, während die
anderen beiden Dioden gesperrt sind. Sobald die Spannungsamplitude des eingangsseitigen
Rechteckimpulses am Kondensator erreicht ist, endet der Ladevorgang. Ist der Rechteckimpuls
am Eingang der Schaltung beendet, fällt also die der Brückengleichrichteranordnung
zwischen den beiden gleichsinnig gepolten Dioden geführte Spannung mit etwa senkrechter
Rückflanke wieder auf Null ab, dann beginnt sich der Kondensator mit gleicher Stromstärke
wieder zu entladen, mit der er sich vorher aufgeladen hat. Beim Entladevorgang sind
die zwei beim vorhergehenden Ladevorgang leitenden Dioden gesperrt und die anderen
beiden Dioden leitend. Im Entladestromweg liegt jedoch außerdem wie im Ladestromweg
die Brückendiagonale mit den beiden gleich großen Widerständen und der zusätzlichen
Gleichspannungsquelle. Der Kondensator wird in der gleichen Zeit, in der er sich
zunächst auf die Spannungsamplitude des eingangsseitig geführten Reckteckimpulses
aufgeladen hat, wieder auf Massepotential umgeladen. Mit dieser Schaltung lassen
sich - je nach Polarität der die Brückengleichrichteranordnung steuernden Rechteckspannung
- positive und negative Trapezspannungen herstellen. Die Dachamplitude der mit dieser
einfachen Schaltungsanordnung erzeugten Trapezspannung stimmt genau mit der Amplitude
der Rechteckspannung überein, die demgemäß als Steuerspannung wirksam ist. Die Flankensteilheit
ist unabhängig von der Dachamplitude der Ausgangsspannung des Trapezgenerators.
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Zweckmäßig wird die von der zusätzlichen Gleichspannungsquelle erzeugte
konstante Gleichspannung sehr groß gegen die am Kondensator abfallende Spannung
gemacht. Mit dieser Maßnahme lassen sich äußerst lineare Trapezflanken verwirklichen,
da der Ladestrom sowie der Entladestrom dann nahezu konstant sind.
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In vorteilhafter Weise wird der Trapezgenerator, d. h. die Brückengleichrichteranordnung,
möglichst niederohmig angesteuert. Aus diesem Grund wird zwischen den Rechteckgenerator
und den Brückeneckpunkt, an den die Spannung mit rechteckförmigem Verlauf geführt
werden soll, ein gleichstromgekoppelter Impedanzwandler mit niederohmigem Ausgang
eingeschaltet.
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Um dem Trapezgenerator eine höhere Ausgangsspannung zu entnehmen,
ist es zweckmäßig, diesem ausgangsseitig einen Verstärker mit großem Eingangswiderstand
nachzuschalten. Die maximale Trapezamplitude ist dann der Amplitude der steuernden
Rechteckspannung streng proportional.
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Ein genaues Auswählen von gleichwertigen Dioden zu einem Diodenquartett
ist nur dann erforderlich, wenn das Potential am Kondensator im eingeschwungenen
Zustand gleich dem Potential am Eingang der Brückengleichrichteranordnung sein muß.
Erfolgt jedoch die Ankopplung an die nächste Stufe kapazitiv, dann ist es zweckmäßig,
die vier Dioden der Brückengleichrichteranordnung so zu wählen, daß die durch diese
beiden Brückenzweige fließenden Ruheströme etwa gleich groß sind.
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Die Erfindung und weitere Einzelheiten werden an Hand von fünf Figuren
näher erläutert.
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F i g. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines von einem Rechteckgenerator
angesteuerten Trapezgenerators; F i g. 2 zeigt untereinander die zeitliche Abhängigkeit
der trapezförmigen Spannung von der rechteckförmigen Steuerspannung; F i g. 3 zeigt
untereinander die zeitliche Abhängigkeit der Ausgangsspannung des Trapezgenerators
von einer sich stufenweise ändernden Eingangsspannung; F i g. 4 zeigt eventuell
auftretende Nichtlinearitäten der Trapezflanken und F i g. 5 die Kennlinie einer
Diode im Durchlaßbereich.
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In F i g. 1 ist ein Rechteckgenerator G so dargestellt, daß an eine
einseitig an Masse geführte Gleichspannungsquelle mit der Gleichspannung US und
mit einem Innenwiderstand Ri ein Schalter S, z. B. ein Transistorschalter, angeschlossen
ist, mit welchem die Gleichspannung US über den Innenwiderstand R; kurzgeschlossen
werden kann. An einer Ausgangsklemme 5 des Rechteckgenerators G liegt ein Impedanzwandler
V l. der ausgangsseitig an einen Brükkeneckpunkt 1 einer aus vier Dioden
Dl, D2, D 3
und D 4 zusammengeschalteten Brückengleichrichteranordnung
B angeschaltet ist. Die nicht diesen Eckpunkt 1 berührende Brückendiagonale zwischen
den zwei Eckpunkten 2 und 4 besteht aus einer Serienschaltung zweier Widerstände
R 1 und R 2, zwischen die eine zusätzliche Gleichspannungsquelle mit der Spannung
U, eingeschaltet ist. Am Brückeneckpunkt 3 zwischen den beiden Dioden
D 3 und D 4
liegt ein Anschluß eines Kondensators C, der mit seinem
anderen Ende an Masse geführt ist. Ebenfalls an den Brückeneckpunkt 3 ist die heiße
Eingangsklemme eines Verstärkers V 2 mit großem Eingangswiderstand angeschaltet.
Die Gleichspannung US kann beispielsweise mit einem Potentiometer in ihrer Größe
eingestellt oder einem Digital-Analog-Wandler entnommen werden, der direkt durch
einen Rechner oder eine digitale Übertragungseinrichtung eingestellt wird.
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Die Wirkungsweise des Trapezgenerators soll an Hand der beiden F i
g. 1 und 2 gemeinsam klargemacht werden: Die Gleichspannungsquelle mit der Gleichspannung
US und dem Innenwiderstand Ri wird durch den Schalter S periodisch kurzgeschlossen.
Hierbei entsteht zwischen der Klemme 5 und Masse eine Rechteckspannung, deren Amplitude
zwischen den Spannungswerten US und Null schwankt. Der eigentliche Trapezgenerator
wird über den Impedanzwandler V1, der gleichstromgekoppelt ausgeführt ist, am Brückeneckpunkt
1 mit einer Rechteckspannung US sehr niederohmig angesteuert. Als Impedanzwandler
V 1 kann beispielsweise ein Emitterfolger verwendet werden. Zu einem Zeitpunkt to
werde der Schalter S geöffnet. Der Kondensator C hatte bis zu diesem Zeitpunkt to
aus Symmetriegründen Massepotential über den Schalter S und die Dioden
D 1, D 2, D 3 und D 4 angenommen. Die am Kondensator C liegende Spannung
sei mit UT' bezeichnet. Vor dem Zeitpunkt to ist also die Spannung UT' gleich Null.
Sobald nun zum Zeitpunkt to der Schalter geöffnet wird und am Brückeneckpunkt 1
die
beispielsweise positive Spannung US liegt, sperren die zwei Dioden D 1 und
D 4, und der Kondensator C lädt sich über die Dioden D 2 und
D 3 mit dem Strom
auf, bis die Spannungsdifferenz zwischen US und UT zu einem Zeitpunkt t1 US -UT
=0
geworden ist. Der Weg des Ladestromes sieht folgendermaßen aus: Spannungsquelle
US ; Diode D 2, Widerstand R2, Spannungsquelle U0, Widerstand R 1
und Diode D 3. Macht man die Spannung U, in der Brückendiagonale sehr groß gegenüber
der Spannungsdifferenz US - UT , so ist die Trapezflanke nahezu linear.
Die Anstiegszeit bis zum Zeitpunkt t1 beträgt bei Vernachlässigung der Eingangsströme
des Verstärkers V 2
Wird der Schalter S zu einem späteren Zeitpunkt t2 wieder geschlossen, so werden
die Dioden D 2 und D 3 gesperrt, und der Kondensator C wird in der gleichen Zeit
tL wie bei der Aufladung über die zwei Dioden D 1 und D 4 bis zum
Zeitpunkt t3 wieder auf Massepotential umgeladen. Der Entladeweg sieht folgendermaßen
aus: Diode D 4, Widerstand R 2, Spannungsquelle Uo, Widerstand R 1, Diode D 1 und
Spannungsquelle US . Der Entladestrom entspricht in seiner Größe dem Ladestrom
IL. Mit dieser Schaltung lassen sich gleichermaßen positive und negative
Trapezspannungen aus entsprechenden rechteckförmigen Spannungen herstellen. Falls
die Dachamplitude der Trapezspannung UT der Amplitude der Steuerspannung US möglichst
genau proportional sein soll, muß ein vernachlässigbar kleiner Spannungsabfall am
Innenwiderstand RZ der Spannungsquelle mit der Spannung US gefordert werden. Dieser
Innenwiderstand Ri darf jedoch nicht beliebig klein sein, da der Schalter S nur
für eine kleine Last einen genügend niederohmigen Kurzschluß bilden kann. Aus diesem
Grund soll in solch einem Fall der Impedanzwandler V 1 eine große Stromverstärkung
und einen hohen Eingangswiderstand aufweisen. Ein genaues Aussuchen der Dioden
D 1, D2, D 3 und D 4
zu einem Diodenquartett ist nur
dann erforderlich, wenn die maximale Ausgangsspannung U7' gleich der Amplitude der
Eingangsspannung US sein muß. Erfolgt jedoch die Ankopplung an die nächste Stufe
kapazitiv, dann ist es nur erforderlich, daß die Ruheströme durch die beiden Brückenzweige
mit den Dioden D 1 und D 2 sowie mit den Dioden D 3 und
D 4
etwa gleich groß sind.
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Soll der Anstieg der Trapezflanken sehr linear sein, dann muß das
Spannungsverhältnis
sehr groß sein. Bei einem Verhältnis dieser Spannung von Zehn beträgt der Unterschied
zwischen maximaler und minimaler Steilheit 5 %, bei einem Verhältnis von 100 nur
noch 0,5 010. Eine zu große Belastung am Eckpunkt 3 der Brückengleichrichteranordnung
B könnte eine zusätzliche Nichtlinearität der Flanken bringen. Aus diesem Grund
muß der nachfolgende Verstärker V2 einen sehr hochohmigen Eingang haben. In F i
g. 3 ist ein Fall dargestellt, bei dem sich die Kondensatorspannung UT mit konstanter
Flankensteilheit nacheinander von einer beliebigen Dachamplitude A 1 auf
eine andere Dachamplitude A 2,
sodann von dieser auf eine dritte Dachamplitude
A 3 und anschließend auf eine wiederum unterschiedliche Dachamplitude A 4 ändert.
Die verschiedenen Dachamplituden A 1, A 2, A 3 und A 4 der Spannung
U7' entsprechen den verschiedenen Amplituden der sich stufenweise ändernden Rechteckspannung
US' am Eingang. Bei der letzten Anwendung, die besonders für ein schnelles Analogsichtgerät
interessant ist, entfällt der Schalter S, und die jeweils eingestellte Dachamplitude
bleibt bestehen, bis die rechteckförmige Steuergleichspannung US geändert wird.
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In F i g. 4 sind durch die Dioden erzeugte Nicht linearitäten der
Flankensteilheit dargestellt. Ist die Kapazität des Kondensators C nicht viel größer
als die Diodenkapazität Co, so erscheint am Funktionsbeginn ein Spannungssprung
UA
(C - Kapazität des Kondensators C).
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Werden Dioden mit geringer Diodenkapazität und ein Kondensator C mit
erheblich größerer Kapazität als die Diodenkapazität CD verwendet, so läßt
sich dieser Spannungssprung UR bis zur Vernachlässigbarkeit herabsetzen. Am Funktionsende
tritt eine kleine Krümmung K auf, welche durch die nichtlinearen Kennlinien der
Dioden und durch Aufladevorgänge hervorgerufen wird. Letztere entstehen durch den
Innenwiderstand des Impedanzwandlers V 1 und die Durchgangswiderstände der Dioden
in Verbindung mit der Kapazität des Kondensators C und den Diodenkapazitäten
CD.
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In F i g. 5 ist die Abhängigkeit des Stromes 1 von der Spannung U
einer Diode im Durchlaßbereich dargestellt. Macht man den dynamischen Innenwiderstand
des Impedanzwandlers V 1 sehr klein, dann wird die noch verbleibende Krümmung K
am Ende der in F i g. 4 dargestellten Funktion überwiegend durch den Durchgangswiderstand
der im Durchlaßbereich betriebenen Dioden hervorgerufen. Bei Verwendung hochwertiger
Dioden mit kleinem Durchgangswiderstand ist diese Krümmung K vernachlässigbar. Im
Ruhezustand fließt durch die vier Dioden ein Ruhestrom IR. Ist eine Spannungsdifferenz
US - U7' vorhanden, so sind entweder die zwei Dioden D 2 und
D 3 oder D 1 und D 4 nichtleitend, und die beiden anderen werden
jeweils vom doppelten Ruhestrom 2 - IR durchflossen. Geht die Spannungsdifferenz
US - U7' gegen Null, dann übernehmen die beiden bis dahin gesperrten Dioden einen
Teil des Stromes. Bei dieser Stromübernahme wirkt sich die Kennlinienkrümmung aus.
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Der oben beschriebene Trapezgenerator mit genau einstellbarer Dachamplitude
läßt sich beispielsweise zur Symboleinblendung in das Panoramabild eines Radarbildes
oder für ein schnelles Analogsichtgerät verwenden. Bei Bildröhren mit magnetischer
Ablenkung ist das Auslenken des Elektronenstrahls dem Strom durch die Ablenkspulen
annähernd proportional. Bei verschiedenen Anwendungsfällen wird nicht nur ein periodisch
sägezahnförmiges, sondern auch ein sehr schnelles sprungförmiges Auslenken gefordert.
Da der Strom durch die Spule proportional der Eingangsspannung des Ablenkverstärkers
ist, muß
dafür gesorgt werden, daß die Spannungsänderung je Zeiteinheit
einen Höchstwert nicht überschreitet. Anderenfalls erreicht die in der Spule induzierte
Gegenspannung unzulässig hohe Werte. Diese Forderung kann durch die beschriebene,
dem Ablenkverstärker vorgesetzte Schaltung des Trapezgenerators erfüllt werden,
die Rechteckspannungen in Trapezspannungen mit definierter Flankensteilheit umwandelt,
ohne dabei die Amplitude zu verändern.
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Neben den schon erwähnten Anwendungen kann man den Trapezgenerator
auch vorteilhaft in der Meßtechnik einsetzen, um aus Rechteckspannungen großer Steilheit
genau einstellbare Trapezspannungen mit beliebiger kleinerer Steilheit zu erzeugen.
Mit nur geringem Aufwand sind gute Linearitäten der Anstiegs- und Abfallflanken
zu erreichen, die jedoch bei großer Steilheit durch die Diodenkapazitäten geringfügig
verschlechtert werden. Durch Auswahl der Bauelemente und durch entsprechende Kompensationsschaltungen
läßt sich die Grenzfrequenz nach oben verschieben.