DE1180049B

DE1180049B - Inverters, in particular for supplying fluorescent lamps

Info

Publication number: DE1180049B
Application number: DEL32569A
Authority: DE
Inventors: Dipl-Ing Claus Schuenemann
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Priority date: 1959-02-27
Filing date: 1959-02-27
Publication date: 1964-10-22

Description

Wechselrichter, insbesondere zur Speisung von Leuchtstoffbampen Für Reisezugwagen ist bereits der Einsatz von Transistor-Wechselrichtern zur Speisung von Leuchtstofflampen aus dem Bord-Gleichstromnetz bekannt. Es handelt sich hier um einen selbstgesteuerten Wechselrichter in Verbindung mit einer induktiven Strombegrenzung der Leuchtstofflampe (F i g. 1 a). Jeder Lampe 1 ist dabei ein eigener Wechselrichter als Vorschaltgerät zugeordnet. Letzterer enthält als wesentliche Bauelemente die beiden in Gegentakt geschalteten Flächentransistoren 5 und 6, von deren nichtlinearer Kollektorstromkennlinie Gebrauch gemacht wird. Die beiden Transistoren dienen dazu, die Primärwicklung2a des Wechselrichtertransformators 2 mit wechselnder Stromrichtung aus der Gleichspannungsquelle E zu speisen. Die Steuerung der Transistoren 5 und 6 erfolgt über die Rückkopplungswicklung 2c des Wechselrichtertransformators 2. Der Anschwingvorgang des Wechselrichters nach Schließen des Schalters 10 wird durch den Kondensator 9 in Verbindung mit dem ohmschen Spannungsteiler 7, 8 erleichtert. Die Leuchtstofflampe 1 wird von der Sekundärwicklung 2b des Wechselrichtertransformators 2 über die Strombegrenzungsdrossel4 gespeist. Zur Elektrodenheizung der Leuchtstofflampe 1 dienen die Sekundärwicklungen 2dund 2e, während zur Zündung der Lampe die einpolig geerdete Zündschelle 3 in Verbindung mit der Sekundärwicklung 2f vorgesehen ist.Inverter, in particular for supplying fluorescent lamps The use of transistor inverters for supplying fluorescent lamps from the on-board direct current network is already known for passenger coaches. This is a self-controlled inverter in connection with an inductive current limitation of the fluorescent lamp (Fig. 1 a). Each lamp 1 is assigned its own inverter as a ballast. The latter contains, as essential components, the two push-pull flat transistors 5 and 6, whose non-linear collector current characteristic is used. The two transistors serve to feed the primary winding 2a of the inverter transformer 2 from the DC voltage source E with alternating current direction. The transistors 5 and 6 are controlled via the feedback winding 2c of the inverter transformer 2. The oscillation of the inverter after the switch 10 is closed is facilitated by the capacitor 9 in conjunction with the ohmic voltage divider 7, 8. The fluorescent lamp 1 is fed from the secondary winding 2b of the inverter transformer 2 via the current limiting choke 4. The secondary windings 2d and 2e are used to heat the electrodes of the fluorescent lamp 1, while the single-pole earthed ignition clamp 3 is provided in conjunction with the secondary winding 2f to ignite the lamp.

Die Kurvenform der in F i g. 1 a eingezeichneten Spannungen UTYR, ULA, UT,, und Ströme ILA, Igt über der Zeit t zeigt F i g. 1 b. Der Strom hat einen hohen Scheitelfaktor, außerdem nimmt der Lampenkreis Blindleistung auf. Beide Tatsachen erhöhen Typenleistung und Verluste der Anlage. Aus diesem Grunde erscheint es zweckmäßig, die Blindleistung zu kompensieren. Dazu ist aber notwendig, die Rechteckspannung des Wechselrichters in eine Sinusspannung umzuformen (F i g. 2a; die elektrischen Größen, wie UWR, Ulv, ILA und IN, sind in F i g. 2b über der Zeit t eingetragen). Der Transistorstrom ist dann ein lückender Sinushalbwellenstrom, die Halbwellen liegen mit der Rechteckspannung in Phase.The curve shape of the in F i g. 1 a drawn voltages UTYR, ULA, UT ,, and currents ILA, Igt over the time t shows F i g. 1 b. The current has a high crest factor, and the lamp circuit also consumes reactive power. Both facts increase the type performance and losses of the system. For this reason, it appears expedient to compensate for the reactive power. To do this, however, it is necessary to convert the square-wave voltage of the inverter into a sinusoidal voltage (FIG. 2a; the electrical quantities such as UWR, Ulv, ILA and IN are plotted against time t in FIG. 2b). The transistor current is then a discontinuous sine half-wave current, the half-waves are in phase with the square-wave voltage.

Die Umwandlung in Sinusform ist beim normalen selbstgesteuerten Wechselrichter der Ausführungsform gemäß F i g. l a, bei dem das Kernmaterial des Wechselrichtertransformators keine rechteckf'örmige Magnetisierungskennlinie hat, nicht durchzuführen. Bei diesem Wechselrichtertyp wird nämlich das Umkippen von einer Halbperiode in die andere dadurch ausgelöst, daß beim jeweils leitenden Transistor der Kollektorstrom, der im allgemeinen nach einer zeitlichen e-Funktion ansteigt, den Betrag des Emitterstromes überschreiten will. In dem Augenblick aber kann der Transistor nicht mehr leiten, und der Umschaltvorgang setzt ein.The conversion into sinusoidal form is possible in the normal self-controlled inverter of the embodiment according to FIG. l a, in which the core material of the inverter transformer does not have a rectangular magnetization characteristic, not to be carried out. In this type of inverter, the tipping over from one half period to the other is triggered by the fact that the collector current, which generally rises according to a temporal exponential function, wants to exceed the amount of the emitter current in the respective conducting transistor. At that moment, however, the transistor can no longer conduct and the switching process begins.

Bei einer Umwandlung des Stromes in Sinusform und Kompensation des Blindanteiles ist der Strom am Ende der Halbperiode, also im Augenblick des Umschaltens, gerade wieder Null. Das Umschalten nach dem oben beschriebenen Prinzip ist also nicht möglich. Eine solche Umschaltung ist wohl bei an sich bekannten fremdgesteuerten Wechselrichtern (F i g. 2a) möglich, bei denen die Erregung der Transistoren der eigentlichen Leistungsstufe von einem vorgeschalteten Oszillator aus starr erfolgt. Der Oszillator entspricht dem zur F i g. 1 a beschriebenen selbstgesteuerten Wechselrichter (in F i g. 2a sind daher gleiche Teile mit dem gleichen Bezugszeichen wie in F i g. 1 a versehen): Dessen Transformatorsekundärwicklung 2b dient hier zur Steuerung von Leistungstransistoren 11; 12, 13 und 14, von denen je zwei parallel arbeiten. Irr den Basiszuleitungen dieser Transistoren, die die Primärwicklung 19a des Transformators 19 speisen, sind ohmsche Vorwiderstände 15, 16, 17 und 18 eingeschaltet. Die Transistoren 11 bis 14 stellen somit in Verbindung mit dem Transformator 19 einen fremdgesteuerten Wechselrichter dar, dessen Ausgang mit der Sekundärwicklung 19b zur Gruppenspeisung von Leuchtstofflampen vorgesehen ist. Zur Begrenzung von Umschaltüberspannungen kann eine RC-Kombi nation 21, 22 vorgesehen sein. Die Drossel 20 dient zur Siebung. Außerdem kann eine Blindstromkompensation für jede Leuchtstofflampe 1 mittels des Kondensators 24 erfolgen. Die Drossel2'5 dient zur Strombegrenzung bzw. Stromteilung. Der Spartransformator 26 dient zur Elektrodenbeheizung und die Tran formatorwicklung 19-e in Verbindung mit d'er Zündschelle 3 zur Zündung der Lampe 1. Mittels des Kontaktes 23 kann der Lampenkreis eingeschaltet werden. Abgänge zu weiteren Lampen sind durch die Klemmen 27 und 28 angedeutet.If the current is converted into sinusoidal form and the reactive component is compensated, the current is just zero again at the end of the half-cycle, i.e. at the moment of switching. Switching according to the principle described above is therefore not possible. Such a switchover is possible with externally controlled inverters known per se (FIG. 2a), in which the excitation of the transistors of the actual power stage takes place rigidly from an upstream oscillator. The oscillator corresponds to that shown in FIG. The self-controlled inverter described in FIG. 1 a (in FIG. 2a, the same parts are therefore provided with the same reference numerals as in FIG. 1 a): Its transformer secondary winding 2b is used here to control power transistors 11; 12, 13 and 14, two of which each work in parallel. In the base leads of these transistors, which feed the primary winding 19a of the transformer 19, ohmic series resistors 15, 16, 17 and 18 are switched on. The transistors 11 to 14 in connection with the transformer 19 thus represent an externally controlled inverter, the output of which with the secondary winding 19b is provided for group feeding of fluorescent lamps. To limit switching overvoltages, an RC combi nation 21, 22 can be provided. The throttle 20 is used for sieving. In addition, reactive current compensation can take place for each fluorescent lamp 1 by means of the capacitor 24. The choke2'5 is used to limit or split the current. The autotransformer 26 is used to heat the electrodes and the transformer winding 19-e in conjunction with d'er ignition clamp 3 to ignite the lamp 1. By means of the contact 23, the lamp circuit can be switched on. Terminals 27 and 28 indicate outlets to other lamps.

Die letztbeschriebene Schaltungsanordnung hat den Nachteil, daß beim Umschalten an den Wechselrichtertransistoren hohe Spannungsspitzen auftreten und daß der Wechselrichter nicht kurzschlußfest ist. Die Vorteile des selbstgesteuerten Wechselrichters, Kurzschlußfestigkeit und einwandfreies, für die Transistoren ungefährliches Kommutieren, sollen nun mit der Möglichkeit der Blindstromkompensation kombiniert werden. Demgemäß betrifft die Erfindung einen Wechselrichter, enthaltend in Gegentakt geschaltete nichtlineare Verstärkerelemente, wie Flächentransistoren od. dgl., insbesondere zur Speisung von Leuchtstoiflampen mit induktiver Strombegrenzung, wobei die Verstärkerelemente unter zusätzlicher Fremdsteuerung aus einer Rückkopplungswicklung des Wechselrichtertransformators erregt werden. Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß zur Fremdsteuerung eine Aufschaltung der Rückkopplungserregung der Verstärkerelemente durch von einem Oszillator gesteuerte Schalttransistoren vorgesehen ist. Bei dieser Kennzeichnung ist davon ausgegangen, daß es für einen selbstgesteuerten Eintakt-Wechselrichter bereits bekannt war, den zugehörigen Schalttransistor unter zusätzlicher Fremdsteuerung aus einer Rückkopplungswicklung des Wechselrichtertransformators zu erregen. Dort geht es jedoch darum, durch Beeinflussung des Endes der jeweiligen Halbwelle die über einen dem Wechselrichter nachgeschalteten Gleichrichter erzeugte Gleichspannung konstant zu halten. Ein Kurzschlußschutz wird nicht erreicht. Zum Stand der Technik sei dann noch nachgetragen, daß an sich eine Fremdsynchronisierung von Kippschwingungen bekannt ist.The last-described circuit arrangement has the disadvantage that when Switching over to the inverter transistors occur and high voltage peaks that the inverter is not short-circuit proof. The advantages of the self-directed Inverter, short-circuit resistance and flawless, harmless to the transistors Commutation should now be combined with the option of reactive current compensation will. Accordingly, the invention relates to an inverter containing push-pull switched non-linear amplifier elements, such as flat transistors or the like, in particular for supplying fluorescent lamps with inductive current limitation, the amplifier elements with additional external control from a feedback winding of the inverter transformer get excited. The invention is characterized in that for external control an activation of the feedback excitation of the amplifier elements by one Oscillator controlled switching transistors is provided. With this marking is assumed that it is for a self-controlled single ended inverter was already known, the associated switching transistor under additional external control from a feedback winding of the inverter transformer. there however, it is about influencing the end of the respective half-wave DC voltage generated by a rectifier connected downstream of the inverter keep constant. Short-circuit protection is not achieved. To the state of the art it should then be added that an external synchronization of breakover vibrations is per se is known.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung zur Gruppenspeisung von Leuchtstofllarnpen zeigt F i g. 3a. Die elektrischen Größen, wie der Strom lat und die Spannungen UwR, Ulv, sind in F i g. 3 b über der Zeit t aufgetragen. Der Verwendungszweck von Bauelementen, die mit gleichen Bezugszeichen wie in den vorhergehenden F i g. 1 a und 2 a versehen sind, ergibt sich aus den dort zugehörigen Beschreibungen.An embodiment of the invention for group feeding of fluorescent lamps shows Fig. 3a. The electrical quantities, such as the current lat and the voltages UwR, Ulv, are shown in FIG. 3 b plotted over time t. The intended use of components, those with the same reference numerals as in the preceding F i g. 1 a and 2 a are derived from the descriptions associated there.

Der Wechselrichter besteht aus der Oszillatorstufe WRI und der Leistungsstufe WRII. Der Oszi1-lator WRI hat nur die sehr geringe Erregerleistung der Transistoren 29 (über die Ausgangswicklung 2b') und 30 (über die Ausgangswicklung 2b") zu liefern, also weniger als in der in F i g. 2a dargestellten Schaltungsanordnung. Der Wechselrichter WR II ist auch selbstgesteuert, d. h., die Erregerspannung der Transistoren 11, 12 und 13, 14 wird einer Rückkopplungswicklung 19d des Transformators 19 entnommen. Die Lampen .l usw. besitzen je für sich als Vorschaltgerät eine kombinierte Sieb- und Kompensationsschaltung 20 und 24, so daß der Transistorstrom Ic sinusförmig und mit der rechteckförmigen Ausgangsspannung des Wechselrichters WR II in Phase ist. WRII ist so dimensioniert, daß in einer Halbperiode ILast -f- I,ß = 1c G A - 1E ist (I= Maximalwert des Laststromes, 1,u = Magnetisierungsstrom, IC = Kollektorstrom, IE = Emitterstrom, A = Gleichstromverstärkungsfaktor). Im Gegensatz zum normalen selbstgesteuerten Wechselrichter wird die Halbperiode des leitenden Transistors 11 jetzt nicht dadurch beendet, daß Ic > A -JE wird, sondern dadurch, daß der Transistor 29 und damit die Basiszuleitungen der Transistoren 11, 12 vom Oszillator WR 1 her gesperrt werden. Nun verläuft der Umschaltvorgang ähnlich wie beim normalen selbstgesteuerten Wechselrichter, d. h. mit nur geringen Spannungsspitzen am abschaltenden Transistor. Wenn die Transistoren 13, 14 den Strom übernehmen, muß der Transistor 30 bereits geschlossen sein, um einen ungestörten Umschaltprozeß zu gewährleisten.The inverter consists of the oscillator stage WRI and the power stage WRII. The oscillator WRI only has to supply the very low excitation power of the transistors 29 (via the output winding 2b ') and 30 (via the output winding 2b "), that is to say less than in the circuit arrangement shown in FIG. 2a. The inverter WR II is also self-controlled, ie the excitation voltage of the transistors 11, 12 and 13, 14 is taken from a feedback winding 19d of the transformer 19. The lamps .l etc. each have a combined filter and compensation circuit 20 and 24 as a ballast, see above that the transistor current Ic is sinusoidal and in phase with the square-wave output voltage of the inverter WR II. WRII is dimensioned in such a way that Iload -f- I, ß = 1c G A - 1E (I = maximum value of the load current, 1, u = magnetizing current, IC = collector current, IE = emitter current, A = direct current amplification factor) In contrast to the normal self-controlled inverter, the half-cycle of the conductive transistor 11 is now not terminated by Ic> A -JE , but by the fact that the transistor 29 and thus the base leads of the transistors 11, 12 are blocked by the oscillator WR 1. The switching process is now similar to that of a normal self-controlled inverter, ie with only small voltage peaks on the transistor switching off. When the transistors 13, 14 take over the current, the transistor 30 must already be closed in order to ensure an undisturbed switching process.

Die Transistorumschaltverluste dürften gegenüber dem normalen selbstgesteuerten Wechselrichter geringer sein, was durch folgende Betrachtung gezeigt werden soll: In F i g. 1 c sind die Kurven UT, und Ic als Funktion der Zeit für den selbstgesteuerten Wechselrichter bei induktiver Belastung während des Umschaltens dargestellt. Die Transistorspannung UTr steigt in der Zeit 1l von Null auf 2E an, während 1c nahezu seinen vollen Wert beibehält. Das liegt daran, daß in dem Maße, wie die Transistorerregerspannung mit UTr absinkt, über den Basis-Bahnwiderstand und eventuell Basis-Vorwiderstand durch den Kollektorstrom Erregerstrom eingespeist wird. Wenn UTr den Wert 2E erreicht, wird der induktive Laststrom von den Transistoren 13, 14 in umgekehrter Richtung übernommen. Infolge der Eigenträgheit der Transistoren erfolgt das Abklingen des einen Kollektorstromes und das Ansteigen des anderen KolIektorstromes in der endlichen Zeit t, Bei nichtbifilarer Wicklung der Transformatorwicklungen erhöht sich t, durch die Wirkung der Streuung zwischen den primären Teilwicklungen.The transistor switching losses should be lower compared to the normal self-controlled inverter, which should be shown by the following consideration: In FIG. 1 c, the curves UT and Ic are shown as a function of time for the self-controlled inverter with inductive load during the switchover. The transistor voltage UTr rises from zero to 2E in time 1l, while 1c retains almost its full value. This is because, as the transistor excitation voltage decreases with UTr, excitation current is fed in via the base track resistance and possibly the base series resistor through the collector current. When UTr reaches the value 2E, the inductive load current is taken over by the transistors 13, 14 in the opposite direction. As a result of the intrinsic inertia of the transistors, one collector current decays and the other collector current rises in the finite time t. With non-bifilar winding of the transformer windings, t increases due to the effect of the scatter between the primary partial windings.

In beiden Zeiten t1 und t2 entstehen Übergangsverluste. Wenn, wie in Schaltung F i g. 3 a, beim Abschalten der Transistoren 11, 12 außerdem die Basiszuleitung aufgetrennt wird, kann der beschriebene Effekt nicht auftreten, und die Zeit t1 müßte zu Null werden (bzw. zur Eigenzeit des sehr viel kleineren Transistors 29). Die Gesamtumschaltverluste müssen also geringer werden. Außerdem ist infolge der Oberwellensiebung bis auf den Einfluß der Oberwellen und des kleinen Magnetisierungsstromes der Transistorstrom 1c im Umschaltmoment sowieso ja schon Null. Infolge der geringen Umschaltverluste kann eine höhere Frequenz gewählt werden, was kleinere Abmessungen der Geräte mit sich bringt.Transition losses occur in both times t1 and t2. If, as in circuit F i g. 3a, when the transistors 11, 12 are switched off, the base lead is also disconnected, the effect described cannot occur, and the time t1 would have to become zero (or at the proper time of the much smaller transistor 29). The total switching losses must therefore be lower. In addition, due to the harmonic filtering, apart from the influence of the harmonic waves and the small magnetizing current, the transistor current 1c is already zero at the moment of switchover. As a result of the low switching losses, a higher frequency can be selected, which results in smaller dimensions of the devices.

Bei der Siebschaltung in F i g. 3 a wird zweckmäßigerweise die Siebdrossel 20 auf die einzelnen Lampen aufgeteilt, damit auch bei Teillast ein richtiger Abgleich der Reaktanzen besteht und ein Kurzschließen der Oberwellen vermieden wird. Der Wechselrichter gemäß F i g. 3 a ist wie der normale selbstgesteuerte Wechselrichter kurzschlußfest. Die Lampen sind wechselstromseitig einzeln oder gesamt ein- und ausschaltbar. Eine normale Lampenschaltung gemäß F i g. 2a ist anwendbar, da der Wechselrichter kapazitive und induktive Belastung verträgt. Die Durchgangs- und Umschaltverluste der Transistoren sind geringer als beim Einzelwechselrichter. Somit und im Verein mit dem besseren Transformatorwirkungsgrad ist der gesamte Wirkungsgrad des Wechselrichters und der Spannungsquelle E, z. B. einer Batterie, besser. Die Typenleistung der Spannungsquelle und des Wechselrichters ist geringer als beim Einzelwechselrichter.In the case of the filter circuit in FIG. 3 a is expediently the filter throttle 20 divided into the individual lamps, so that a correct adjustment even with partial load of the reactances and a short-circuiting of the harmonics is avoided. Of the Inverter according to FIG. 3 a is like the normal self-controlled inverter short-circuit proof. The lamps are on the AC side individually or as a whole can be switched off. A normal lamp circuit according to FIG. 2a is applicable because the Inverter tolerates capacitive and inductive loads. The transit and Switching losses of the transistors are lower than with individual inverters. Consequently and combined with the better transformer efficiency is the overall efficiency the inverter and the voltage source E, e.g. B. a battery, better. the Type output of the voltage source and the inverter is lower than that of the Single inverter.

Abschließend ist zu sagen, daß die Vorschläge der Erfindung nicht an die Verwendung von Flächentransistoren gebunden sind. Vielmehr können an ihre Stelle andere Verstärkerelemente mit nichtlinearer Ausgangskennlinie treten, beispielsweise Elektronenröhren mit Pentodeneigenschaften.In conclusion, it should be said that the proposals of the invention are not are tied to the use of junction transistors. Rather, you can adhere to their Place other amplifier elements with non-linear Output characteristic occur, for example electron tubes with pentode properties.

Claims

Claim: Inverter, containing non-linear amplifier elements connected in push-pull, such as flat transistors or the like, in particular for supplying fluorescent lamps with inductive current limitation, the amplifier elements being excited with additional external control from a feedback winding of the inverter transformer, characterized in that for external control a Ringing of the feedback excitation of the amplifier elements (11, 12, 13, 14) is provided by switching transistors (29, 30) controlled by an oscillator (WRI). Contemplated publications: British Patent No. 771,451..