DE834703C

DE834703C - Vibration generator

Info

Publication number: DE834703C
Application number: DEP50026A
Authority: DE
Inventors: Larned Ames Meacham
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1948-12-29
Filing date: 1949-07-26
Publication date: 1952-03-24

Description

Schwingungserzeuger Die l:rtindung bezieht sich auf die Erzeugung von Schwingungen mit Hilfe von Halbleiterverstärkern und auf hierzu dienliche, neue Selbsterregungskreise.Vibration generator The connection refers to the generation of vibrations with the help of semiconductor amplifiers and new ones that are useful for this purpose Self-excitation circles.

Das Hauptziel der Erfindung besteht darin, einem Halbleiteroszillator einen maximalen Leistungsbetrag zu entziehen und einer Belastung zuzuführen, unter gleichzeitiger Aufrechterhaltung der Selbsterregung bei einem gewünschten Leistungspegel.The main object of the invention is to provide a semiconductor oscillator to withdraw a maximum benefit amount and to charge it, under while maintaining self-excitation at a desired power level.

Die Erfindung benutzt als zentrales Element einen Drei-Elektroden-Halbleiterverstärker. Dieses zentrale Element enthält einen kleinen Block aus Halbleitermaterial, wie z. B. Germanium, welcher in seiner Grundform wenigstens drei Elektroden aufweist, die elektrisch mit ihm gekoppelt sind und die als Steuer-, Abnahme- und Basiselektrode bezeichnet werden. Die Steuerelektrode und dieAbnahmeelektrode können Spitzenkontaktelektroden sein, welche mit dem Block Gleichrichterkontakte bilden, während die Basiselektrode aus einem metallischen Filmbelag bestehen kann, der einen Kontakt geringen Widerstandes bildet. Die Steuerelektrode kann für die Leitung in der Vorwärtsrichtung vorgespannt sein, während die Vorspannung der Abnahmeelektrode für Leitung in der Gegenrichtung eingestellt ist. Die Anlegung eines Signals an die Steuerelektrode erzeugt einen Signalfrequenzstrom in der Abnahmeelektrode und in einem daran angeschlossenen äußeren Kreis, welcher eine Belastung enthalten kann. Auf Grund gewisser Vorgänge, die sich in dem Block abspielen, treten in der Belastung Verstärkungen der Spannung, des Stroms und der Leistung des ursprünglichen Signals auf. Die Vorrichtung, welche verschiedenartige Gestaltung erhalten kann, wird Transistor genannt und soll auch in der vorliegenden Beschreibung so bezeichnet werden.The invention uses a three-electrode semiconductor amplifier as a central element. This central element contains a small block of semiconductor material, such as z. B. Germanium, which in its basic form has at least three electrodes, which are electrically coupled to it and which act as control, pick-up and base electrodes are designated. The control electrode and the collection electrode can be tip contact electrodes which form rectifier contacts with the block, while the base electrode may consist of a metallic film covering that has a low resistance contact forms. The control electrode can be biased for conduction in the forward direction while biasing the pickup electrode for conduction in the opposite direction is set. Applying a signal to the control electrode creates one Signal frequency current in the pick-up electrode and in an external one connected to it Circle that can contain a load. Due to certain processes that play in the block, increases in tension occur in the load, des Current and power of the original signal. The device, which various forms can be given is and should be called a transistor are also referred to in this description in the present description.

Durch Rückkopplung eines Teils der Ausgangsspannung in geeigneter Phase und deren Anlegung an die Eingangsklemmen kann die Vorrichtung veranlaßt werden, mit einer Frequenz zu schwingen, die durch die äußeren Kreiselemente bestimmt ist; ein solcher Selbsterregungskreis kommt beispielsweise zustande, wenn der Abnahmekreis auf den Steuerkreis rückgekoppelt ist. Wenn man das Beispiel der üblichen Vakuumröhrenschaltung als Vorbild nimmt, so ist die Last mit der Ausgangselektrode, nämlich der Abnahmeelektrode, in einem Kreis angeordnet.By feeding back part of the output voltage in an appropriate way Phase and its application to the input terminals, the device can be caused to to vibrate at a frequency determined by the outer circular elements; Such a self-excitation circle comes about, for example, when the decrease circle is fed back to the control circuit. If you take the example of the usual vacuum tube circuit takes as a model, the load with the output electrode, namely the pick-up electrode, arranged in a circle.

Die Besonderheiten des Transistors weichen aber stark von denjenigen der üblichen Vakuumröhren ab. Bei diesen Abweichungen steht im Vordergrund, daß die Impedanz des Steuerkreises viel geringer ist als die Impedanz des Abnahmekreises. Insbesondere liegt die Steuerimpedanz in typischen Fällen in der Größenordnung von 5oo Ohm, während die Abnahmeimpedanz in der Größenordnung von 20 ooo bis 5o ooo Ohm liegt. Daher leitet die Steuerelektrode einen wesentlichen Signalfrequenzstrom ab, im Vergleich mit dem Gitter einer Vakuumröhre, welche im wesentlichen überhaupt keinen Strom ableitet.The special features of the transistor, however, differ greatly from those the usual vacuum tubes. In the case of these deviations, the focus is on the fact that the impedance of the control circuit is much less than the impedance of the pick-up circuit. In particular, the control impedance is typically on the order of 500 ohms, while the pick-up impedance is of the order of 20,000 to 50,000 Ohm lies. Therefore, the control electrode conducts a substantial signal frequency current off, compared with the grid of a vacuum tube, which is essentially at all does not discharge any current.

Die vorliegende Erfindung geht von diesen und anderen charakteristischen Verschiedenheiten zwischen dem Transistor und der üblichen Vakuumröhre aus und bringt Bauausführungen in Vorschlag, welche aus diesen Verschiedenheiten vollen Vorteil ziehen. Im einzelnen ist erkannt, daß bei dem Transistoroszillator der Abnahmekreis die Leistungsquelle bildet, während der Steuerkreis, die Abstimmelemente und die Belastung sämtlich Leistungsverbraucher sind und daß daher keiner dieser drei Kreise zuverlässig für sich selbst angepaßt werden kann, daß vielmehr der Abnahmekreis als Leistungsquelle hinsichtlich der Impedanz an die Belastung, die Abstimmelemente und den Steuerkreis in ihrer Gesamtheit angepaßt werden sollte und daß außerdem die optimale Anordnung nicht einfach in einer solchen besteht, wobei die Belastung, die Abstimmelemente und der Steuerkreis in ihrer Gesamtheit von dein Abnahmekreis einen maximalen Leistungsbetrag erhalten, sondern daß ein weiteres Erfordernis besteht, um einen optimalen Betrieb zu verwirklichen: nämlich, daß die Leistung zwischen der Last und den Abstimmelementen einerseits und dem Steuerkreis andererseits aufgeteilt wird in solcher Weise, daß der Steuerkreis von der Abnahmeleistung nur so viel erhält, daß die Selbsterregung aufrechterhalten wird, während die Belastung und die Abstimmelemente die übrige Leistungsmenge erhalten.The present invention proceeds from these and other characteristics Differences between the transistor and the usual vacuum tube out and brings Construction designs in proposal, which take full advantage of these differences draw. In detail, it is recognized that in the transistor oscillator, the decrease circuit the power source forms, while the control circuit, the tuning elements and the Load are all power consumers and therefore none of these three circles can be reliably adapted for yourself that rather the decrease circle as a power source in terms of impedance to the load, the tuning elements and the steering committee as a whole should be adapted and that as well the optimal arrangement is not simply one, whereby the load, the voting elements and the control circuit in their entirety from your acceptance circuit receive a maximum benefit amount, but that there is a further requirement, to achieve optimal operation: namely that the performance between the load and the tuning elements on the one hand and the control circuit on the other is in such a way that the control circuit receives only so much from the acceptance performance, that the self-excitation is maintained during the loading and the tuning elements receive the rest of the performance.

Die Erfindung schafft spezielle Kreisanordnungen, bei welchen diese allgemeinen Prinzipien verkörpert und angewandt sind; und es werden Formeln entwickelt, welche den Konstrukteur befähigen, unmittelbar und ohne Schwierigkeit die optimalen Werte der Kreisparameter festzustellen.The invention provides special circular arrangements in which these general principles are embodied and applied; and formulas are developed which enable the designer to find the optimal Determine the values of the circle parameters.

Es ist ein Merkmal der Erfindung, daß eine Belastung von geringer Impedanz vorzugsweise mit dem Steuerkreis des Transist<@i-s verbunden wird und nicht mit dem Abnahmekreis, was der Fall sein würde, wenn man die Analogie mit der `-<ikuumrölirenoszillatortechnik befolgen würde. Dabei wird die Belastung im allgemeinen entweder parallel zur Steuerelektrode oder in Reihe mit derselben angeschlossen; das richtet sich je nach den besonderen Umständen.It is a feature of the invention that a load of less Impedance is preferably connected to the control circuit of the transistor <@ i-s and not with the decrease circle, which would be the case if you followed the analogy with the `- <ikuumrölirenoszillatortechnik would follow. The load in the generally connected either in parallel with or in series with the control electrode; that depends on the particular circumstances.

Die Erfindung wird voll verständlich aus der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung von bestimmten beispielsweisen Ausfüliningsformen, und zwar in Zusammenhang mit der Zeichnung; in der Zeichnung zeigt Fig. r ein schematisches Schaltbild eines Transistoroszillatornetzwerks, welches entsprechend der Erfindung rückgekoppelt und belastet ist; Fig.2 ein Ersatzschaltbild, welches für die Erläuterung der Wirkungsweise des lireises gemäß Fig. i zweckdienlich ist; Fig. 3, 4 und 5 schematische Schaubilder von Transistoroszillatornetzwerken, welche Alternativen des Oszillatornetzwerks nach Fig. i darstellen.The invention will be fully understood from the following in detail detailed description of certain exemplary embodiments, namely in connection with the drawing; In the drawing, Fig. r shows a schematic Circuit diagram of a transistor oscillator network, which according to the invention is fed back and loaded; 2 shows an equivalent circuit diagram, which is used for the explanation the mode of operation of the lireis according to FIG. i is expedient; Figures 3, 4 and 5 are schematic Diagrams of transistor oscillator networks, which alternatives of the oscillator network according to Fig. i.

In Fig. i der Zeichnung ist ein Transistor gezeigt, der einen Block oder eine Scheibe i aus Halbleitermaterial, wie z. B. Germanium, welches in geeigneter Weise vorbereitet worden ist, enth;ilt und eine Steuerelektrode 2, eine Abnahmeelektrode 3 und eine Basiselektrode 4 aufweist. Zwischen der Basiselektrode und der Abnahmeelektrode sind in Reibe eine Gleichstromquelle, z. B. eine Batterie 5, und ein abgestimmter Parallelschwingungskreis angeordnet, der aus einer Spule 6 in Parallelanordnung mit einem Kondensator 7 besteht. Zwischen der Basiselektrode und der Steuerelektrode sind in Reihe eine Gleichstromquelle 8 und ein Belastungswiderstand RLt angeordnet. Ein Blockkondensator g liegt zwischen einer Anzapfung io an der Spule 6 und der Steuerelektrode 2 des Transistors. Die Polaritäten und Spannungen der Gleichstromquellen 5 und 8 sind so@ gewählt, daß die Steuerelektrode in der @'<ii-w:irtsrichtung, d.li. in, der Richtung der geringen Impedanz, die Abnahmeelektrode in der Gegenrichtung, d. h. in der Richtung hoher Impedanz arbeiten. Insbesondere kann für einen Transistor aus N'=Iyp-Germanium die Steuerelektrode ein mittleres Potential in der Größenordnung von +o,5 Volt und die Abnahmeelektrode ein Potential von -4o Volt aufweisen, wobei beide mit Bezug auf die Basiselektrode gemessen sind.In Fig. I of the drawing, a transistor is shown, the a block or a slice i of semiconductor material, such as. B. germanium, which has been prepared in a suitable manner, contains and has a control electrode 2, a pick-up electrode 3 and a base electrode 4. A direct current source, e.g. B. a battery 5, and a tuned parallel resonant circuit is arranged, which consists of a coil 6 in parallel with a capacitor 7. A direct current source 8 and a load resistor RLt are arranged in series between the base electrode and the control electrode. A blocking capacitor g is located between a tap io on the coil 6 and the control electrode 2 of the transistor. The polarities and voltages of the direct current sources 5 and 8 are selected so that the control electrode in the @ '<ii-w: irtsrichtung, d.li. in, the low impedance direction, the pickup electrode will work in the opposite direction, that is, in the high impedance direction. In particular, for a transistor made of N '= Iyp-germanium, the control electrode can have an average potential of the order of magnitude of + 0.5 volts and the pick-up electrode a potential of -4o volts, both of which are measured with reference to the base electrode.

Unter diesen Vorspannungsvcrhältnissen hat der Steuerkreis eines typischen Transistors eine geringe Wechselstromimpedanz in der Größenordnung von 300 Ohm, während der Abnahmekreis eine verhältnismäßig hohe Wechselstromimpedanz von etwa 30 000 Ohm aufweist. Wenn der Steuerelektrode zusätzlich zur V orspannung ein Signal aufgedrückt wird, so wird außerdem eine verstärkte Kopie desselben an eine geeignete Abschlußimpedanz in dem Abnahmekreis abgegeben. Die Leistungsverstärkungen, die auf diese Weise erhalten werden, können ioo: i oder 2o Dezibel betragen. Demgemäß brauchte in einem idealen Oszillator nur etwa il)" der v(mi Abnahmekreis gelieferten Leistung rückgefiihrt zii werden, nm den Steuerkreis zii erregen, wobei doll, zur Deckung von Verlusten in den Abstimmclemcntcn lind für die Abgabe von Nutzleistung an die Belastung verfügbar bleiben. Der Oszillator nach der vorliegenden Erfindung nähert sich diesem Ideal. Er erreicht es praktisch nur insofern nicht, als zusätzliche Leistung an den Steuerkreis abgegeben werden muß, welche in dem Transistor eine mäßige Überlastung und eine entsprechende Leistungsverringerung bewirken zu dem Zweck, eine kontinuierliche Schwingung trotz möglicher Änderungen der Vorspannungspotentiale, der Temperatur oder anderer Betriebsbedingungen sicherzustellen. Die Arbeitsweise des Oszillators wird aus Fig. 2 voll verständlich, worin der Transistor in der als Vierpolersatzschaltung 12 bekannten Form gezeigt ist, mit Eingangsanschlüssen 2' und 4' und Ausgangsanschlüssen 3' und 4', wobei die Zuführungen 2', 3' und 4' den Transistorelektroden 2, 3 bzw. 4 entsprechen. Die allgemeinen Grundlagen, auf denen die Benutzung einer solchen Vierpolersatzschaltung beruht, um ein Netzwerk mit einem Verstärker oder anderen aktiven Elementen darzustellen, sind in einem Artikel von L. C. Peterson erläutert, der unter dem Titel »Equivalent Circuits of Linear Active Four-Terminal-Networks« in Band 27 von Bell System Technical Journal, Oktober 1948, Seite 593, veröffentlicht worden ist. Die veränderlichen oder W echselstromcharakteristiken des Transistors sind vollständig durch die in der Zeichnung gezeigten Elemente veranschaulicht, nämlich durch eine Eigenimpedanz Z, und eine Übertragungsimpedanz Z12, in dem inneren, von der Steuerelektrode zur Basiselektrode führenden Weg, und durch eine Eigenimpedanz Z22 und eine Übertragungsimpedanz Z21 in dem inneren, von der Abnahmeelektrode zur Basis führenden Weg. Für jede Frequenz in dem Bereich von null bis etwa i Megahertz sind diese Impedanzen im wesentlichen phasenfrei. Demgemäß werden sie im folgenden als reine Widerstände angenommen. Die beiden Übertragungsimpedanzen können der Einfachheit halber als Generatoren angesehen werden, wie es Fig.2 veranschaulicht, von denen jeder ein Potential erzeugt, das proportional dem Strom iii.dem entgegengesetzten Zweig der Ersatzschaltung ist. Das bedeutet: der Durchgang eines Stroms i, in Einwärtsrichtung zur Abnahmeelektrode hat ein Potential V' gleich Z"i, in dem von der Steuerelektrode zur Basiselektrode führenden Weg zur Folge, wobei die Polarität derart ist, daß der Steueranschluß mehr positiv wird. In ähnlicher Weise erzeugt der Durchgang eines Stroms i, in Einwärtsrichtung zur Abnahmeelektrode ein Potential V" gleich "1.21i in dem von der Abnahmeelektrode zur Basiselektrode führenden Weg hei solcher Polarität, daß die Abnahmeelektrode mehr positiv wird. Die Größen dieser vier Impedanzen können in einem typischen Fall folgende Werte haben: Z,1 = 400 Ollm Z1., = ioo Ohm Z22 = 3o ooo Ohm Z21 = 5o ooo Ohm. Es wird nunmehr angenommen, daß der Steuerstrom i, einen geeigneten Betriebswert aufweist, welcher, wie erwähnt wurde, eine mäßige Überlastung bewirkt oder den linearen Bereich des Transistors überschreitet; für diesen Wert sollen die Größen Z11, Z12, "1.2z und Z21 entsprechend den Grundsätzen der Erfindung bestimmt sein. Der Abnahmestrom ist dann worin Z2 die gesamte äußere Impedanzhin dem Abnahmekreis darstellt, wie es durch die Pfeillinie in Fig. 2 symbolisiert ist. Die gesamte, der Impedanz Z2 zugeführte Leistung wird entsprechend wohlbekannter Grundsätze ein Maximum sein, wenn Z2 = Z22. Hierin ist eine erwünschte Bedingung zu sehen, die bei der Bemessung der Parameter des Oszillators als Voraussetzung gelten soll. Demgemäß ist Die Wechselkomponente v" des Abnahmepotentials ist und die gesamte vom Abnahmekreis kommende Leistung beträgt Um nun den angenommenen Strom i, zu erzeugen, muß eine Spannung v, an die Steuerelektrode angelegt werden. Ihre Größe ergibt sich ans Demgemäß muß ein Leistungsbetrag entsprechend der Steuerelektrode zugeführt werden; dieser Leistungsbetrag kann von der am Abnahmekreis verfügbaren Leistung P, entnommen werden. Um das erfindungsgemäße Verfahren für die Durchführung dieser Entnahme zu symbolisieren, ist ein Idealtransformator 13 gezeigt, der den Abnahmekreis mit dem Steuerkreis koppelt. Er hat ein Verhältnis von Primärwindungen N, zu Sekundärwindungen N2, welches vorzugsweise gleich ist: Nunmehr muß die vom Abnahmekreis gelieferte Gesamtleistung P, bei Abwesenheit anderer Leistungsquellen gleich der Summe der Leistungen P. , P r und Py, die vom Steuerkreis, von den Abstimmelementen L, r, C bzw. von der Belastung absorbiert werden. Demgemäß ist P, = P.. + PT -i-- Pr. . Under these bias conditions, the control circuit of a typical transistor has a low ac impedance, on the order of 300 ohms, while the pick-up circuit has a relatively high ac impedance of about 30,000 ohms. If a signal is impressed on the control electrode in addition to the bias, an amplified copy of the same is also applied to a suitable terminating impedance in the pick-up circuit. The power gains obtained in this way can be 100: 1 or 20 decibels. Accordingly, in an ideal oscillator, only about one-half of the power supplied by the pick-up circuit needed to be fed back to excite the control circuit; The oscillator according to the present invention approaches this ideal, but in practice does not achieve it insofar as additional power has to be supplied to the control circuit, which causes a moderate overload and a corresponding reduction in power in the transistor for the purpose of maintaining continuous oscillation despite possible The operation of the oscillator can be fully understood from Figure 2, wherein the transistor is shown in the form known as a quadrupole equivalent circuit 12, with input terminals 2 'and 4' and output terminals 3 'and 4' , the feeders 2 ', 3' and 4 'correspond to transistor electrodes 2, 3 and 4, respectively. The general principles on which the use of such a four-pole equivalent circuit is based to represent a network with an amplifier or other active elements are explained in an article by LC Peterson, entitled "Equivalent Circuits of Linear Active Four Terminal Networks" in Volume 27 of the Bell System Technical Journal, Oct. 1948, page 593. The variable or alternating current characteristics of the transistor are fully illustrated by the elements shown in the drawing, namely an inherent impedance Z and a transmission impedance Z12, in the inner path leading from the control electrode to the base electrode, and an inherent impedance Z22 and a transmission impedance Z21 in the inner path leading from the pickup electrode to the base. For any frequency in the range from zero to about i megahertz, these impedances are essentially phase-free. Accordingly, in the following they are assumed to be pure resistances. For the sake of simplicity, the two transmission impedances can be viewed as generators, as illustrated in FIG. 2, each of which generates a potential which is proportional to the current iii. The opposite branch of the equivalent circuit. This means that the passage of a current i, in the inward direction to the pick-up electrode results in a potential V 'equal to Z "i, in the path leading from the control electrode to the base electrode, the polarity being such that the control connection becomes more positive Thus, the passage of a current i, in the inward direction to the pickup electrode creates a potential V "equal to" 1.21i in the path leading from the pickup electrode to the base electrode with a polarity such that the pickup electrode becomes more positive. The magnitudes of these four impedances can in a typical case have the following values: Z, 1 = 400 µm Z1., = 100 ohms Z22 = 30,000 ohms Z21 = 50,000 ohms. It is now assumed that the control current i has a suitable operating value which, as mentioned, causes a moderate overload or exceeds the linear range of the transistor; for this value the values Z11, Z12, "1.2z and Z21 should be determined according to the principles of the invention. The consumption current is then where Z2 represents the total external impedance towards the decrease circle, as symbolized by the arrow line in FIG. The total power supplied to impedance Z2 will be a maximum, according to well known principles, when Z2 = Z22. This is a desirable condition that should be used as a prerequisite for dimensioning the parameters of the oscillator. Accordingly is The alternating component v "of the decrease potential is and the total service coming from the acceptance group is In order to generate the assumed current i, a voltage v must be applied to the control electrode. Their size is determined by ans Accordingly, a benefit amount must correspond accordingly are supplied to the control electrode; this service amount can be taken from the service P available at the acceptance group. In order to symbolize the method according to the invention for carrying out this extraction, an ideal transformer 13 is shown, which couples the acceptance circuit to the control circuit. It has a ratio of primary turns N to secondary turns N2, which is preferably the same: Now the total power P supplied by the acceptance circuit, in the absence of other power sources, must be equal to the sum of the powers P. , P r and Py, which are absorbed by the control circuit, by the tuning elements L, r, C or by the load. Accordingly, P = P .. + PT -i-- Pr..

Wenn aber Schwingungen bei dem angenommenen Leistungspegel aufrechterhalten werden sollen, ist P, eine feststehende Größe, so daß die zur Verteilung auf die Abstimmelemente und die Belastung verfügbare Leistung PI'+ Pz= P,-P, . Die Verteilung dieser Leistung zwischen den Abstimmelementen und der Belastung ist dem Konstrukteur überlassen und muß im allgemeinen als Kompromiß angesehen werden zwischen widerstreitenden Erwägungen hinsichtlich maximaler Ausgangsleistung auf der einen Seite und Frequenzstabilität und Reinheit der Wellenform auf der anderen. Wenn optimale Reinheit der Wellenform erforderlich ist, so müssen hier auch die Abstimmelemente den größeren Teil der verfügbaren Leistung übernehmen, und Pp ist größer als PL. Wenn andererseits die Reinheit der Wellenform und die Stabilität nicht die beherrschenden Erwägungen darstellen, während die größtmögliche Ausgangsleistung verlangt wird, dann ist PL größer als PT. Ein vernünftiger Kompromiß, der den in der Praxis häufig vorkommenden Verhältnissen gerecht wird, besteht darin, die verfügbare Leistung gleichmäßig auf die AbstimTelemente und die Belastung zu verteilen; danach ist worin RT und RL die effektiven Widerstände der Al -stimmelemente bzw. der äußeren Belastung sind. Hieraus folgt, daß und Mit Hilfe der vorstehenden Gleichungen können alle Parameter ve, z,e, P, und P, als Größen von i, und der vier inneren Impedanzen des Transistors, die, unter Berücksichtigung der Überbelastung, für den gewählten Wert von i, gelten, ermittelt werden. Wenn die oben gegebenen Werte dieser Impedanzen genommen werden für einen sinusförmigen Steuerstrom von i Milliampere (quadratischer :Mittelwert), so ergeben sich die folgenden typischen Werte: 1e = i Milliampere 1e = 0,833 Miniampere v, = 25 Volt P, = 20,8 Miniwatt v, = 0317 Volt P, = 0,117 Miniwatt NI N2 = 79 PT = 10,24 Miniwatt PL = 10,24 Milliwatt RT = 61 ooo Ohm RL = 9,75 Ohm. Beim Vergleich der in dieser Tabelle gegebenen Werte von P, Pe, PT und PList festzustellen, daß die Summe der beiden letztgenannten Werte gleich der Differenz der beiden erstgenannten Werte ist; das bedeutet, daß nach Versorgung des Steuerkreises mit der Leistung, die für die Aufrechterhaltung der erwünschten Bedingung der Selbsterregung erforderlicl ist der gesamte Leistungsrest in wirtschaftlicher Weis in den Abstimmelementen und der äußeren Belastung aufgebraucht wird; außerdem ist festzustellen, daL die beiden letztgenannten Leistungsverbraucher gleiche Leistungsmengen aufnehmen, in Übereinstimmung mit dem unterstellten Kompromiß.But if vibrations are to be maintained in the assumed power level, P, a fixed size, so that the available for distribution to the tuning elements and the load power PI '+ Pz = P, -P. The distribution of this power between the tuning elements and the load is left to the designer and must generally be viewed as a compromise between conflicting considerations of maximum output power on the one hand and frequency stability and purity of the waveform on the other. If optimal purity of the waveform is required, then the tuning elements must also take over the greater part of the available power, and Pp is greater than PL. On the other hand, if waveform purity and stability are not the dominant considerations while demanding the greatest possible output, then PL is greater than PT. A reasonable compromise, which does justice to the conditions that frequently occur in practice, consists in distributing the available power evenly between the tuning elements and the load; after that is where RT and RL are the effective resistances of the Al tuning elements and the external load, respectively. It follows from this that and With the help of the above equations, all parameters ve, z, e, P, and P, as quantities of i, and the four internal impedances of the transistor, which, taking into account the overload, apply to the selected value of i, can be determined . If the values of these impedances given above are taken for a sinusoidal control current of i milliamps (quadratic: mean value), the following typical values result: 1e = i milliamperes 1e = 0.833 mini amps v, = 25 volts P, = 20.8 mini watts v, = 0317 volts P, = 0.117 mini watt NI N2 = 79 PT = 10.24 mini watts PL = 10.24 milliwatts RT = 61,000 ohms RL = 9.75 ohms. When comparing the values of P, Pe, PT and PL given in this table, it can be seen that the sum of the two last-mentioned values is equal to the difference between the two first-mentioned values; This means that after the control circuit has been supplied with the power required to maintain the desired condition of self-excitation, the entire remaining power is used up economically in the tuning elements and the external load; In addition, it should be noted that the two last-named power consumers consume the same amount of power, in accordance with the assumed compromise.

Wenn in dem erläuterten Beispiel ein größerer Wert für den veränderlichen Steuerstrom i, genommen worden wäre, z. B. 2 Milliampere, so würden sich abweichende effektive Werte für Zri, Z12, 722 und Z21 aus der Nicht-Linearität des Transistors ergeben haben, so daß weder i, noch s" in direktem Verhältnis zunehmen würden. Eine gewisse Zunahme dieser Größen würde jedoch bestehen. Insbesondere ist ersichtlich, daß, wenn die Spitzenamplitude der Wechselkomponente (2") des Abnahmepotentials so vergrößert wird, daß sie den Wert der ständigen Vorspannungskomponente desselben erreicht, die Abnahmeelektrode nicht länger in der Gegenrichtung arbeitet, sondern rasch eine geringe Impedanz annimmt, die mit einem Vorwärtsbetrieb verbunden ist. Dieser rasche Wechsel der Abnahmeimpedanz hat eine entsprechende Verzerrung des Oszillatorausgangs zur Folge, welche unerwünscht sein mag, aber auf der anderen Seite schafft sie eine Begrenzungswirkung, die bestrebt ist, die Amplitude von v, bei einem Wert, der nahezu gleich der Abnahmevorspannung ist, zu regulieren. Bei einigen Anwendungen kann die letztgenannte Eigenart mit Vorteil ausgenutzt werden, da sie in dem Kreis gemäß Fig. 2 auch die Amplitude der Spannung z" an der Last RL stabilisiert.If, in the example explained, a larger value for the variable Control current i would have been taken, e.g. B. 2 milliamps, it would be different effective values for Zri, Z12, 722 and Z21 from the non-linearity of the transistor so that neither i nor s "would increase in direct proportion however, there would be some increase in these quantities. In particular, it can be seen that when the peak amplitude of the alternating component (2 ") of the decrease potential is increased so as to equal the value of the permanent bias component thereof reached, the pickup electrode no longer works in the opposite direction, but rapidly assumes a low impedance associated with forward operation. This rapid change in the pick-up impedance has a corresponding distortion of the Oscillator output, which may be undesirable, but on the other On the other hand, it creates a limiting effect that tends to reduce the amplitude of v, to be regulated at a value which is almost equal to the take-off preload. at In some applications, the latter feature can be used to advantage, since in the circle according to FIG. 2 they also determine the amplitude of the voltage z "at the load RL stabilized.

Es soll wieder zu Fig. i zurückgegangen werden, woraus ersichtlich ist, daß dieselbe aus Fig. 2 dadurch abgeleitet werden kann, daß nur der ideale Transformator 13 ersetzt wird durch eine Anzapfung 1o an der Abstimminduktanz 6, und zwar an einem Punkt, der N2-@@'indungen von dem unteren Ende der Wicklung, die insgesamt NI-Windungen aufweist, entfernt ist, und daß man einen Blockkondensator 9 und Gleichstromquellen 5 und 8 hinzufügt. Die Belastung I?L, von niedriger Impedanz entspricht der Belastung RL nach Fig. 2. Andererseits kann gewünschtenfalls eine Belastung RL: von hoher Impedanz an einem Teil oder der gesamten Induktanz 6 angeschlossen werden, z. B. mittels einer Anzapfung 14, die so gelegt ist, daß sie der Belastung die ihr zugeteilte Leistung liefert. Wenn das geschehen ist, #o wird ein mäßig großer Widerstand oder Induktanz an Stelle der Belastung RL, verwendet, wobei dieses Element darin wenig oder keine Leistung von dem Oszillator aufnimmt sondern einen Weg für Gleichstrom zur Steuerelektrode bildet.It should be returned to FIG. I, from which it can be seen is that the same can be derived from Fig. 2 by only the ideal Transformer 13 is replaced by a tap 1o at the tuning inductance 6, at a point where the N2 - @@ 'indentations from the lower end of the winding, the has a total of NI turns, is removed, and that one has a blocking capacitor 9 and DC power sources 5 and 8 added. The load I? L, of low impedance corresponds to the load RL according to FIG. 2. On the other hand, if desired, a Load RL: of high impedance connected to part or all of the inductance 6 be e.g. B. by means of a tap 14, which is placed so that it is the load delivers the service assigned to it. When that's done, #o becomes a moderately large one Resistance or inductance is used in place of the load RL, this element being it draws little or no power from the oscillator but a path for Forms direct current to the control electrode.

Fig.3 zeigt eine andere Ausführungsform, bei welcher die lmpedanzumformung, die durch den idealen Transformator 13 der Fig. 2 symbolisiert ist, mittels einer Spule 15 erzielt wird, die mit zwei in Reihe liegenden Kondensatoren C, und C2 einen Parallelschwingungskreis bildet, wobei die Steuerelektrode 2 an deren gemeinsame Klemme angeschlossen ist. Die Arbeitsweise ist hier im wesentlichen die gleiche wie in Fig. 2, wobei die Funktion des idealen Transformators 13 von den beiden Kondensatoren nach bekannten Prinzipien übernommen wird. Um das gleiche Umformungsverhältnis sicherzustellen, ist es erforderlich, daß oder In Fig. 4 ist eine andere Ausführungsform der Erfindung gezeigt, wobei eine Sekundärwicklung 2o, die eng mit einer mittels eines Kondensators 22 abgestimmten Primärwicklung 21 gekuppelt ist, Verwendung findet, um Leistung bei geringer Impedanz an die Steuerelektrode 2 und die Belastung RL zu liefern. In diesem Fall ist das Windungsverhältnis der Primär- zur Sekundärseite wie es bei dem Idealtransformator 13 der Fig. 2 der Fall ist. Ein Vorteil dieser Anordnung gegenüber denjenigen nach Fig. i und Fig. 3 besteht darin, daß ein Gleichstromweg zur Steuerelektrode geschaffen ist, und zwar durch die Sekundärwicklung 20, und daß daher die Belastung RL nicht die stetige Komponente des Steuerstroms zu führen braucht.3 shows another embodiment in which the impedance conversion, which is symbolized by the ideal transformer 13 in FIG Control electrode 2 is connected to their common terminal. The mode of operation here is essentially the same as in FIG. 2, the function of the ideal transformer 13 being taken over by the two capacitors according to known principles. In order to ensure the same deformation ratio, it is necessary that or In Fig. 4 another embodiment of the invention is shown, wherein a secondary winding 2o, which is closely coupled to a primary winding 21 tuned by means of a capacitor 22, is used in order to supply power at low impedance to the control electrode 2 and the load RL. In this case the turns ratio is the primary to the secondary side as is the case with the ideal transformer 13 of FIG. An advantage of this arrangement over those according to FIGS. I and 3 is that a direct current path to the control electrode is created, through the secondary winding 20, and that therefore the load RL does not have to carry the steady component of the control current.

Auf der anderen Seite bildet diese Anordnung einen Weg von der Quelle 5 zur Steuerelektrode 2, welcher nur die Impedanz der Sekundärwicklung 20 umfaßt. Bei sehr niedrigen Frequenzen und in der Grenze für Gleichstrom besteht diese Impedanz lediglich aus dem Restwiderstand der Spule 20. Bei den gleichen niedrigen Frequenzen bildet der Kondensator 24 einen sehr geringen Nebenschluß zum Widerstand 23, so daß die Stromrückspeisung vom Abnahmekreis unmittelbar zum Steuerkreis, unabhängig vom Transformator 20, 21 gefördert wird. Bei dieser Sachlage können sich Unstabilität oder wilde Schwingungen bei unerwünschten Frequenzen ergeben. Diese können durch Einschaltung eines Widerstandes 25 in Reihe mit der Steuerelektrode vermieden werden. Ein anderer Widerstand 26 liegt in Reihe mit der Abnahmeelektrode, um eine mögliche Beschädigung des Transistors in Folge des Durchgangs von erhöhtem Abnahmestrom von der Quelle 5 zu verhindern. Um zu vermeiden, daß dieser Widerstand bei der gewünschten Schwingungsfrequenz wesentliche Leistung absorbiert, ist er mittels eines Kondensators 7 überbrückt.On the other hand, this arrangement forms a path from the source 5 to the control electrode 2, which only includes the impedance of the secondary winding 20. This impedance exists at very low frequencies and in the limit for direct current only from the residual resistance of the coil 20. At the same low frequencies the capacitor 24 forms a very small shunt with the resistor 23, see above that the current feedback from the acceptance circuit directly to the control circuit, independently is promoted by the transformer 20, 21. This situation can lead to instability or wild vibrations at unwanted frequencies. These can go through Switching on a resistor 25 in series with the control electrode can be avoided. Another resistor 26 is in series with the pick-up electrode for a possible Damage to the transistor as a result of the passage of increased consumption current of the source 5 to prevent. To avoid having this resistance at the desired If the oscillation frequency absorbs significant power, it is done by means of a capacitor 7 bridged.

Fig. 4 veranschaulicht auch die Verwendung einer Selbsterregungsanordnung, wobei ein mittels eines Kondensators 24 überbrückter Widerstand 23 zwischen der Basisklemme 4 des Transistors und der Verbindungsstelle der Steuer- und Abnahmewege angeschlossen ist.Fig. 4 also illustrates the use of a self-excitation arrangement, a resistor 23 bridged by a capacitor 24 between the Base terminal 4 of the transistor and the connection point of the control and acceptance paths connected.

In einem typischen Transistor wird unter normalen Vorspannungsverhältnissen die Gleichstromkomponente des Abnahmestroms, der vom Transistor nach außen fließt, den einwärts fließenden Gleichstrom der Steuerelektrode überwiegen; das führt dazu, daß ein einwärts gerichteter Strom zu der Basisklemme besteht. Wenn dieser Basisstrom durch einen geeigneten Widerstand geleitet wird, so kann er dazu verwendet werden, die Basiselektrode negativ.vorzuspannen und somit die Steuerelektrode mit Bezug auf die Basis positiv zu machen. In Übereinstimmung hiermit kann die Gleichstromquelle in dem Steuerweg weggelassen werden. Der Vorspannwiderstand 23 ist mittels des Kondensators 24 überbrückt, um ihn zu verhindern, daß er die Wechselstromkomponenten des Basisstroms bei der Schwingungsfrequenz beeinträchtigt.A typical transistor is under normal biasing conditions the direct current component of the drainage current flowing from the transistor to the outside, the inward flowing direct current of the control electrode predominate; this leads to, that there is an inward current to the base terminal. If this base current is passed through a suitable resistor, it can be used to biasing the base electrode negative and thus the control electrode with reference to make the base positive. In accordance with this, the DC power source can be omitted in the control path. The bias resistor 23 is by means of the capacitor 24 bridged to prevent him from taking the AC components of the base current impaired at the vibration frequency.

Fig. 5 zeigt eine noch andere Kreisgestaltung, wobei die Prinzipien der Erfindung verkörpert sind und eine Spannungsresonanzschaltung L', r', C verwendet wird. Die Primärwicklung 3o eines Transformators 31 mit einem Windungsverhältnis ist zwischen der Gleichstromquelle und der Abnahmeelektrode 3 angeschlossen. Die Sekundärwicklung 32 liegt in Reihe mit einer Abstimminduktanz L', die einen Widerstand y', einen Abstimmkondensator C, die Belastung RL und den von der Basiselektrode zu Steuerelektrode innerhalb des Transistors führenden Weg aufweist. Die Steuervorspannung kann mittels einer Quelle 8 und eines Widerstands 33 geschaffen werden, der vorzugsweise einen Wert von wenigstens dem Mehrfachen der Steuerbasisimpedanz hat. In diesem Kreis fließt der gleiche Wechselstrom i. durch jedes der in Reihe liegenden, oben aufgezählten Elemente. (wobei der schwache Strom, der durch den Widerstand 33 im Nebenschluß zur Steuerelektrode fließt, vernachlässigt wird). Demgemäß sind die Leistungsbeträge, die der Belastung, den Spannungs-Resonanz-Elementen und dem Steuerkreis zugeteilt sind, proportional ihren zugehörigen Ohmschen Impedanzen, und diese können in geeigneter Weise, entsprechend den allgemeinen, in Verbindung mit Fig. 2 beschriebenen Prinzipien, bemessen werden. Das Transformatorwicklungsverhältnis wird dann so gewählt, daß die Abnahmeimpedanz Z22 der ihr gegenüberliegenden Impedanz Z2 angepaßt ist, nämlich der Impedanz, die durch die Primärwicklung des Transformators dargestellt wird. Somit wird die gesamte verfügbare Leistung des Transistors nutzbringend verwendet, indem sie den Erfordernissen entsprechend auf die Abstimmelemente, den Steuerkreis und die Belastung verteilt wird.Figure 5 shows yet another circuit configuration, embodying the principles of the invention and employing a voltage resonance circuit L ', r', C. The primary winding 3o of a transformer 31 with a turns ratio is between the DC power source and the pickup electrode 3 connected. The secondary winding 32 is in series with a tuning inductance L ', which has a resistor y', a tuning capacitor C , the load RL and the path leading from the base electrode to the control electrode within the transistor. The control bias can be provided by means of a source 8 and a resistor 33, which preferably has a value of at least a multiple of the control base impedance. The same alternating current i flows in this circuit. by each of the elements listed above in series. (The weak current flowing through resistor 33 shunted to the control electrode is neglected). Accordingly, the amounts of power allocated to the load, voltage resonance elements and control circuit are proportional to their associated ohmic impedances and these can be appropriately sized according to the general principles described in connection with FIG. The transformer turns ratio is then selected so that the decrease impedance Z22 is matched to the impedance Z2 opposite it, namely the impedance represented by the primary winding of the transformer. Thus, the entire available power of the transistor is used profitably by distributing it to the tuning elements, the control circuit and the load as required.

Claims

PATENT CLAIMS: i. Vibration generator with a semiconductor amplifier, which has a control electrode, a pick-up electrode and a base electrode, characterized in that the output power of the tapping circuit is greater than the operationally required output power of the control circuit, with a feedback path leads from the acceptance circuit to the control circuit of the amplifier to the self-excitation in of the amplifier and loop comprising the feedback path maintain, and a load is coupled to the control circuit.

2. Vibration generator according to claim i, characterized in that with the control circuit of the amplifier coupled load is of low impedance.

3. Vibration generator according to claim i or 2, characterized in that the load is connected to part of the loop and that adjustable impedance matching means is provided in the feedback path are to match the impedance of the pick-up circuit to the combined impedance of the control circuit and adapt to the load.

Vibration generator according to claim i or 2, characterized characterized in that the load and also frequency tuning elements to the loop are connected, and that adjustable impedance matching means in the feedback path lie in order to match the decrease impedance to the combined impedances of the control circuit, to adapt the tuning elements and the load.

Vibration generator according to claim i or 2, characterized in that a parallel oscillation circuit consisting of a Coil and a capacitor shunted to it, between the Pickup and the base electrode is connected, and that the feedback path of a tap between the coil ends.

6. Vibration generator according to claim i or 2, characterized in that a parallel oscillation circuit consisting of a Coil and two capacitors connected in series and shunted to it exists, is connected between the pickup and the base electrode, and that the Feedback path from a conductive connection from the common terminal of the two capacitors to the control circuit.

7. Vibration generator according to claim i or 2, characterized in that a transformer with its primary winding between the pickup and base electrodes and with a secondary winding between the base electrode and the control electrode are connected to the feedback path to form, and that a chip. magnetic resonance circuit comprising a coil and a capacitor includes, is in series with the secondary winding. B. vibration generator according to claim 7, characterized in that the load is in series with the secondary winding. G. Vibration generator according to claim 1 or 2, characterized in that the feedback path is formed by a parallel oscillation circuit, which has a primary coil and a to this in the shunted capacitor, in series connection between acceptance and base electrode, as well as a secondary coil that is inductive to the primary coil is coupled and connected in series between the control and base electrodes, the load being arranged parallel to the secondary coil. lo. Vibration generator according to claim g, characterized in that a protective resistor in series between the secondary winding and the control electrode is connected. ii. Vibration generator according to claim 10, characterized in that a bridging capacitor is shunted is arranged to the protective resistor.