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Transistorschaltung zum Schalten großer Ströme Die Erfindung bezieht
sich auf eine Transistorschaltung zum Schalten großer Ströme durch eine induktive
Belastung, z. B. die Ablenkspulen einer Fernsehwiedergaberöhre. Bei einer solchen
Schaltung besteht die Schwierigkeit, daß die durch die Belastung zu schaltenden
Ströme so hoch sind, daß ein einziger Transistor diese Ströme nicht verarbeiten
kann. Wenn zwei Transistoren parallel geschaltet werden, besteht die Gefahr, daß
beim Sperren der Transistoren die Speicherung an freien Ladungsträgern in die Basiszone
des einen Transistors größer als die im anderen ist, so daß der erstgenannte Transistor
länger stromführend bleibt als der letztere. Da beim Ausschalten an der induktiven
Belastung eine schnell wachsende Spannung erzeugt wird, besteht die Gefahr, daß
der erstgenannte Transistor infolge zu großer Verlustleistung überlastet wird.
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Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter-Kollektor-Strecken
zweier parallel gesteuerter Transistoren in Reihe mit einem Ausgleichtransformator
zum Herabsetzen von Stromunterschieden der Transistoren an die Belastung angeschlossen
sind und daß die Primär- und Sekundärwicklung des Transformators an der Transistorenseite
über einen kleinen, jedoch die Impedanz der Transformatorwicklungen übersteigenden
Widerstand miteinander verbunden sind.
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Durch die Verwendung des Transformators wird erreicht, daß die durch
die beiden Transistoren fließenden Ströme annähernd einander gleichgemacht werden.
Der Transformator hat aber den Nachteil, daß die während der Sperrung an den beiden
Transistoren erzeugten Spannungen ungleich werden. Dadurch entsteht wieder die Gefahr,
daß die Spannung an einem der beiden Transistoren wieder in erheblichem Maße zunimmt,
daß wieder eine zu große Verlustleistung in diesem Transistor herbeiführen würde.
Bei Verwendung des genannten Widerstandes wird diese Gefahr vermieden.
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Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung; Fig. 2 zeigt
Strom- und Spannung-Zeitdiagramme zur Erläuterung von Fig. 1, und Fig. 3 und 4 zeigen
Abarten der Fig. 1.
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Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält zwei Transistoren 1 und
2, mit deren Hilfe hohe Ströme durch eine induktive Belastung 3, z. B. die Ablenkspule
einer Fernsehwiedergaberöhre, geschaltet werden. Zu diesem Zweck wird an die Basiselektroden
der beiden Transistoren eine Spannung gelegt, die die Basiselektrode während längerer
Zeit so stark in der Vorwärtsrichtung polarisiert, daß der Spannungsabfall zwischen
dem Emitter und dem Kollektor des Transistors nahezu gleich Null ist, wobei die
Basiselektroden während kürzerer Zeit durch das Eingangssignal gesperrt werden,
so daß die Transistoren 1 und 2 dann nahezu keinen Strom führen. Infolgedessen fließt
durch die Belastung 3 ein sägezahnförmiger Strom. Die Spannung an der Belastung
3 kann beim Unterbrechen in erheblichem Maße ansteigen, wobei zur Herabsetzung von
Energieverlusten eine sogenannte Spardiode 4 angewandt werden kann, welche die überflüssige
Energie in der Belastungsinduktivität 3 zur Speisebatterie 15 der Schaltung zurückführt.
Die Induktivität 3 betrug z. B. 100 mH.
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Der beabsichtigte Zweck erfordert das Schalten besonders hoher Ströme.
Dadurch, daß zwischen der Induktivität 3 und den Transistoren 1 und 2 ein Anpassungstransformator
angeordnet wird, kann der Strom in Richtung der Ablenkspulen zwar erhöht werden,
aber daraus ergibt sich eine höhere Spannung an der Induktivität 3. In der Praxis
soll für das Produkt der Spitzenwerte der Spannung an der Belastung und des Stromes
durch die Belastung mit einem Wert von wenigstens 2000 VA gerechnet werden. Da die
an einem Transistor zulässige Spannung an ein bestimmtes Maximum gebunden ist, kann
gewöhnlich nur ein
Transistor mit einer Diode den erforderlichen
Strom nicht liefern. Deshalb sind die beiden Transistoren 1 und 2 parallel geschaltet,
so daß sie zusammen den erforderlichen Strom liefern können.
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Diese Parallelschaltung bringt einige Probleme mit sich. Erstens weist
der Basiseingangswiderstand eines Transistors eine gewisse Streuung auf, die mit
Hilfe der Vorschaltwiderstände 5 und 6 von z. B. 1 Q zwischen der Steuerspannungsquelle
und den Basiselektroden der Transistoren beseitigt werden kann. Aber auch wenn dafür
gesorgt würde, daß durch Anwendung der Widerstände 5 und 6 die Basisströme der Transistoren
während der stromführenden Periode der Transistoren etwa gleich groß sind, wird
dadurch noch keineswegs gesichert, daß die Kollektorströme dann die gleiche Größe
haben. Da während dieser Periode die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter
der Transistoren aber nahezu gleich Null ist, ist auch die Verlustleistung in den
Transistoren gering, so däß es genügt, wenn die Kollektorströme nicht zu sehr verschieden
sind. Die 1Jberlastungsgefahr wird viel größer in dem Augenblick, in dem die Transistoren
mittels der Steuerspannung gesperrt werden. Die Speicherung an freien Ladungsträgern
in der Basiszone des einen Transistors kann von der im anderen Transistor sehr verschieden
sein. Der erste Transistor wird dann stromführend sein, während letzterer bereits
gesperrt ist. Der durch den leitenden Transistor dann der Belastung 3 zuzuführende
Strom wird infolgedessen auf einen bedeutend höheren Wert ansteigen.
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In Fig. 2 stellen die Linien a 1 bzw. a 2 die während
der stromführenden Perioden durch die Transistoren 1 bzw. 2 fließenden Kollektorströme
1, 1 bzw. 1, 2 als Funktion der Zeit t dar. In dem Augenblick b, in
dem das Vorzeichen der Steuerspannung umgekehrt wird und diese Spannung die Transistoren
zu sperren versucht, hat z. B. der Transistor 1 die größte Ladungsspeicherung, so
daß infolge des erzeugten Spannungsimpulses an der -Belastung 3 ein Strom nach der
Kurve c durch diesen Transistor fließen wird.
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Um unerwünschte Stromunterschiede zu unterdrücken, wird nach der Erfindung
in Reihe mit den beiden Transistoren 1 und 2 ein Ausgleichtransformator 7 verwendet.
Ein solcher Transformator hat in der Regel ein Wickelverhältnis 1:1. Der Wickelsinn
ist dabei derart, daß die Spannung am Kollektor des Transistors 1 herabgesetzt,
die Spannung am Kollektor des Transistors 2 hingegen erhöht wird, so daß Stromunterschiede
durch die beiden Wicklungen herabgesetzt werden. Dadurch kann erreicht werden, daß
der Stromverlauf der Transistoren etwa den Kurven a, -d, bzw. a2 d2 entspricht.
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Der Transformator 7 kann außerordentlich klein sein. Die Selbstinduktion
jeder Wicklung kann bei einer Steuerfrequenz von z. B. 15 kHz eine Größenordnung
von z. B. 3 gH haben. Infolgedessen ist der Einfuß, den der Transformator 7 auf
die stromführende Periode ausübt, verhältnismäßig gering. Die i Spannung am Transformator
7 ist in Fig. 2B dargestellt. Bei Abwesenheit des Transformators 7 würde die Kollektorspannung
V, i des Transistors 1 der gestrichelten Linie in Fig. 2 C und die Kollektorspannung
V, 2 des Transistors 2 der gestrichelten Linie i in Fig. 2D entsprechen. Der Transformator
7 bewirkt also, daß die Spannung V, 1 den Verlauf der voll ausgezogenen Linie in
Fig. 2 C und die Spannung V, 2
den Verlauf der voll ausgezogenen Linie in
Fig. 2D annimmt.
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Der Transformator 7 muß so klein bemessen sein, daß er die plötzliche
Stromzunahme c nach Fig. 2 A schnell genug unterdrücken kann. Dadurch entsteht aber
eine Abklingerscheinung, so daß im Augenblicke das Vorzeichen der Spannung VL am
Transformator 7 umgekehrt wird, wodurch die Spannung Ve. 1 erhöht und die Spannung
V, 2 herabgesetzt wird. In diesem Augenblicke ist aber die freie Ladungsspeicherung
im Transistor 1 noch keineswegs vernachlässigbar, so daß eine erhöhte Verlustleistung
(Produkt von I,1 und V,1) im Transistor 1 auftritt. Diese erhöhte Verlustleistung
wird nach einem weite-, ren Merkmal der Erfindung mittels des Widerstandes 8 herabgesetzt.
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Der Widerstand 8 verbindet die Primärwicklung mit der Sekundärwicklung
des Transformators 7 und liegt auf der Seite der Anschlußpunkte dieser Wicklungen
mit den Transistoren 1 bzw. 2. Er ist so klein, daß die obenerwähnte Schwingungserscheinung
in erheblichem Maße gedämpft wird. Der Wert dieses Widerstandes muß dennoch die
Impedanz der Wicklungen des Transformators 7 übersteigen, da sonst der gewünschte
Ausgleicheffekt nicht mehr erreicht werden würde. Ein geeigneter Wert im obenerwähnten
Beispiel ist 4,7 S2. Infolge dieser Maßnahme nimmt der Strom d1 in Fig. 2 A etwas
weniger schnell ab, aber demgegenüber steht, daß die Spannung am Transformator 7
nahezu nicht weiter abklingt, so daß die Spannung V" im Augenblick e hinreichend
niedrig wird, um Gefahr für den Transistor zu beseitigen.
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Der verwendete Transistor ist vorzugsweise ein Grenzschichttransistor.
Ein geeigneter Typ für die dargestellte Schaltungsanordnung hat z. B. einen maximal
zulässigen Kollektorstrom von 10 A und eine maximal zulässige Kollektorspannung
von 120 V. Die Transistoren können daher eine Leistung von 2 - 120 V - 10 A = 2400
VA schalten, was von der Diode 4 (z. B. vom Typ 0A 31) noch um einen Betrag von
1000 VA erhöht werden kann. Auch können sogenannte gesteuerte Gleichrichter Anwendung
finden; dies sind Halbleiter, in denen durch Anwendung mehrerer aufeinanderfolgender,
in der Leitungsart abwechselnder Schichten eine Stromdurchlaßkennlinie als Funktion
der Steuerspannung erhalten wird, die plötzlich von Null auf einen hohen Wert springt.
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Die Wirkung des Transformators 7 tritt im wesentlichen am Anfang der
Sperrperiode der Transistoren 1 und 2 auf. Der Transformator 7 mit dem Widerstand
8 kann deshalb mit gleichem Erfolg in die Emitterkreise der Transistoren aufgenommen
werden, wie es in den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 3 bzw. 4 dargestellt ist.
Die Wirkungsweise der in diesen Figuren dargestellten Schaltungsanordnungen ist
fast identisch derjenigen in Fig. 1.
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Es ist einleuchtend, daß die gezeigte Schaltungsanordnung zum Schalten
hoher Ströme durch beliebige induktive Belastungen geeignet ist. So kann die Schaltungsanordnung
z. B. auch zum Steuern von Motoren dienen.