DE10320917A1

DE10320917A1 - Verfahren und Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung

Info

Publication number: DE10320917A1
Application number: DE10320917A
Authority: DE
Inventors: Ronalf Kramer; Heinrich Schenk; Norbert Neurohr
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-05-09
Filing date: 2003-05-09
Publication date: 2004-12-09
Also published as: US20050008094A1

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erzeugung eines Crestfaktor-reduzierten Sendesignals mit den Verfahrensschritten:
(a) Bereitstellen eines zu sendenden Sendesignals, welches in einem Bereich mindestens einen Spitzenwert aufweist;
(b) Abtasten, insbesondere Überabtasten, des Sendesignals zur Erzeugung von Abtastwerten;
(c) Zwischenspeichern und/oder Verzögern des Sendesignals s1(t) entsprechend der Dauer der Erzeugung einer Korrekturfunktion;
(d) Erzeugen einer gewichteten Korrekturfunktion durch Detektieren, ob in diesem Bereich des Sendesignals das Sendesignal oder dessen Abtastwerte eine erste Schwelle betragsmäßig überschritten haben; Berechnen eines Korrekturfaktors; Erzeugen einer gewichteten Korrekturfunktion aus dem Korrekturfaktor und einer vorgegebenen Korrekturfunktion;
(e) Additives Überlagern der gewichteten Korrekturfunktion mit dem verzögerten und/oder zwischengespeicherten Sendesignal zur Erzeugung des Crestfaktor-reduzierten Sendesignals.
Die Erfindung betrifft ferner eine Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung, eine Schaltungsanordnung mit einer solchen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung sowie ein Übertragungssystem.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zur Crestfaktor-Reduzierung.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Datenübertragungssysteme und speziell auf Telekommunikationssysteme zur hochbitratigen Datenübertragung. In der modernen Telekommunikation spielt diese hochbitratige Datenübertragung auf einer Teilnehmerleitung eine zunehmend größere Rolle, insbesondere deshalb, da man sich von ihnen eine stark vergrößerte Bandbreite der zu übertragenden Daten kombiniert mit einer bidirektionalen Datenkommunikation verspricht. Ganz allgemein sind auf dem Gebiet der digitalen Signalverarbeitung seit einiger Zeit Systeme im Einsatz, die eine solche hochbitratige digitale Datenübertragung ermöglichen.

Eine Technik, die in jüngster Zeit immer mehr an Bedeutung gewinnt, ist die sogenannte Mehrträgerübertragung, die auch als "Multi-Carrier"-Übertragung, als „Diskrete Multiton (DMT)" Übertragung oder als „Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)" Übertragung bekannt ist. Eine solche Datenübertragung wird beispielsweise bei leitergebundenen Systemen, aber auch im Funkbereich, für Broadcast-Systeme und für den Zugang zu Datennetzen, wie das Internet, verwendet. Solche Systeme zur Übertragung von Daten mit Mehrträgerübertragung verwenden eine Vielzahl von Trägerfrequenzen, wobei für die Datenübertragung der zu übertragende Datenstrom in viele parallele Teilströme zerlegt wird, welche im Frequenzmultiplex unabhängig voneinander übertragen werden. Diese Teilströme werden auch als Einzelträger bezeichnet.

Ein Vertreter der Mehrträgerübertragung ist die ADSL-Technik, wobei ADSL für „Asymmetric Digital Subscriber Line" steht.

Bei dieser Technik wird die Telekommunikationsleitung in zumindest einen Kanal für herkömmliche Telefondienste (also Sprachübertragung) und mindestens einen weiteren Kanal für die Datenübertragung unterteilt, womit eine Technik bezeichnet ist, die die Übertragung eines hochbitratigen Bitstromes von einer Zentrale zum Teilnehmer und einer niederbitratigen, vom Teilnehmer zu einer Zentrale führenden Bitstromes erlaubt. Wegen dieser bezüglich ihrer Bitrate unsymmetrischen Übertragungstechnik ist ein ADSL-System für Dienste, wie zum Beispiel Video on Demand, aber auch Internetanwendungen besonders gut geeignet.

Die Realisierung der Mehrträgerübertragung erfolgt digital. Dabei werden für jeden orthogonalen Träger äquidistante, orthonormierte Trägerfrequenzen und eine rechteckige Sendeimpulsformung verwendet. Die Abtastwerte des Sendesignals im Symboltakt ergeben sich dann aus den Sendesymbolvektoren mit Hilfe der inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) wie folgt:

Nach Interpolation und Digital-Analog-Wandlung erhält man daraus das analoge Sendesignal. Im Empfänger ergeben sich die Empfangsvektoren aus den Abtastwerten des Empfangssignals mit Hilfe der diskreten Fourier-Transformation (DFT).

Wenngleich bereits sehr viele Probleme bei Mehrträgerübertragungssystemen wie ADSL gelöst wurden, bleiben immer noch einige Probleme ungelöst.

Da sich das Sendesignal bei Mehrträger-Datenübertragung aus vielen komplexwertigen Sinus-Schwingungen mit zufälliger Phase zusammensetzt, ergibt sich für die Wahrscheinlichkeitsdichte der Amplitude nach dem zentralen Grenzwertsatz eine Gauß-Verteilung. Ein damit einhergehendes Problem ergibt sich dadurch, dass infolge der Überlagerung sehr vieler Einzelträger sich diese kurzzeitig zu sehr hohen Spitzenwerten aufaddieren können. Das Verhältnis von Spitzenwert zu Effektivwert wird als Crestfaktor, sein Quadrat als PAR (Peak to Average Ratio) bezeichnet. Wenngleich diese Spitzenwerte in der sich daraus ergebenden Amplitude typischerweise nur für sehr kurze Zeitdauern vorhanden sind, stellen diese einen großen Nachteil der Mehrträger-Datenübertragung dar. Speziell bei Mehrträgersystemen wie ADSL kann der Crestfaktor sehr groß – zum Beispiel größer als 6 – werden.

Ein solch großer Crestfaktor verursacht verschiedene Probleme im Gesamtsystem der Datenübertragung:
Die maximal mögliche Aussteuerung der Digital/Analog-Wandler und der analogen Schaltungsteile, zum Beispiel Filter und Leitungstreiber, müssen in ihrem Aussteuerbereich und ihrer Dynamik bzw. Auflösung für die maximal vorkommenden Spitzenwerte ausgelegt sein. Das bedeutet diese Schaltungsteile müssen wesentlich größer dimensioniert sein, als die effektive Aussteuerung. Dies geht mit einer entsprechend hohen Betriebsspannung einher, was unmittelbar auch zu einer hohen Verlustleistung führt. Speziell beim Leitungstreibern, die im Allgemeinen eine nicht zu vernachlässigende Nichtlinearität aufweisen, führt dies zu einer Verzerrung des zu sendenden Signals. Die hierdurch im zu sendenden Signal erzeugten und daher auch im Echosignal auftretenden Anteile können prinzipiell nicht durch eine lineare Echokompensation kompensiert werden. Dadurch kann die resultierende Echokompensation wesentlich schlechter werden.

Ein weiteres Problem der Datenübertragung bei hohen Crestfaktoren besteht darin, dass die sehr hohen Spitzenwerte der Sendesignale die maximal möglichen Aussteuerungen überschreiten können. In diesem Falle setzt eine Begrenzung des Sendesignals ein; man spricht hier von einem Clipping. In diesen Fällen repräsentiert das Sendesignal aber nicht mehr die ur sprüngliche Sendesignalfolge, so dass es zu Übertragungsfehlern kommt. Darüber hinaus ergibt sich an diesen Spitzenwerten typischerweise eine fehlerhafte Echokompensation, da sich das Echo aus dem begrenzten Signal ergibt, jedoch das Echokompensationssignal aus dem unbegrenzten Signal abgeleitet wird. Es kommt so zu Empfangsfehlern, die es aber zu vermeiden gilt.

Aus diesem Grunde besteht bei solchen Mehrträgerübertragungssystemen der große Bedarf, solche Spitzenwerte weitestgehend zu unterdrücken oder zu vermeiden. Dieses Problem ist in der Literatur unter dem Begriff Crestfaktor-Reduzierung oder auch PAR-Reduzierung bekannt.

Aus der Literatur sind zahlreiche Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung beschrieben:
Die meisten Verfahren erfordern eine gewisse Redundanz, ermöglichen aber eine störungsfreie Reduzierung des Crestfaktors. Das in dem Artikel von A. E. Jones, T. A. Wilkinson, S. K. Barton, "Block Coding Scheme for Reduction of Peak to Mean Envelope Power Ratio of Multicarrier Transmission Schemes", Electronic Letters, Vol. 30, Nr. 25, 1994 beschriebene Verfahren basiert auf einer Codierung der Information, die nur solche Codewörter erlaubt, die zu Sendesignalen mit niedrigem Crestfaktor führen. Bei dem im Artikel von S. H. Müller, J. B. Huber, "A Comparison of Peak Power Reduction Schemes for OFDM", Proc. Globecom, 1997 beschriebenen Verfahren werden mehrere Sendesignale mit unterschiedlichen Phasenbeziehungen erzeugt und das Sendesignal mit dem niedrigsten Crestfaktor für die Übertragung gewählt. Der Nachteil dieser beiden Verfahren liegt neben der zum Teil sehr hohen Komplexität in der Tatsache, dass sie Maßnahmen am Sender und am Empfänger erfordern und meist nicht konform mit den entsprechenden Standards der Datenübertragung sind.

Bei einem weiteren bekannten, standardkonformen Verfahren werden einige Träger aus dem Mehrträgerübertragungssystem reserviert, die dann nicht mehr für die Datenübertragung zur Verfügung stehen. Das bedeutet, dass diese Trägerpositionen zunächst zu Null gesetzt werden. Aus diesen reservierten bzw. ungenutzten Trägern wird eine Funktion im Zeitbereich mit möglichst hohem, zeitlich schmalen Spitzenwert erzeugt, die das Kompensationssignal – den sogenannten Kernel – bildet, um damit den Crestfaktor zu reduzieren. Iterativ wird dann dieser Kernel, der lediglich die reservierten Träger belegt, mit einem Amplitudenfaktor gewichtet, der proportional der Differenz von maximalem Spitzenwert und gewünschtem Maximalwert ist, im Zeitbereich subtrahiert. Dabei wird der Kernel an die Stelle des entsprechenden Spitzenwertes, der für den überhöhten Crestfaktor verantwortlich ist, zyklisch verschoben. Der Verschiebungssatz der DFT-Transformation stellt sicher, dass auch nach der Verschiebung nur die reservierten Träger belegt werden.

Dieses Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung arbeitet vorteilhafterweise lediglich im Zeitbereich und ist daher durch eine sehr geringe Komplexität gekennzeichnet.

Allerdings werden für die Crestfaktor-Reduzierung Trägerfrequenzen benutzt, die im Frequenzbereich der Trägerfrequenzen für die allgemeine Datenübertragung liegen. Dadurch sinkt aber die maximal übertragbare Datenrate.

Die Leistung dieses Verfahrens hängt auch von der Anzahl der freien Träger und deren möglichst guter Verteilung über den ganzen Frequenzbereich ab. Außerdem erfordert das Verfahren einen hohen Realisierungsaufwand, insbesondere wenn es in einer erweiterten Form unter Einbeziehung einer Sendefilterung verwendet wird, so dass es sich in der Praxis nur bedingt eignet.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein möglichst einfache Schaltung und ein möglichst einfaches Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung anzugeben.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1, eine Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 10, eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 21 sowie ein Übertragungssystem mit den Merkmalen des Patentanspruchs 23 gelöst. Demgemäß ist vorgesehen:
Ein Verfahren zur Erzeugung eines Crestfaktor reduzierten Sendesignals mit den Verfahrensschritten:

(a) Bereitstellen eines zu sendenden Sendesignals, welches in einem Bereich mindestens einen Spitzenwert aufweist;
(b) Abtasten, insbesondere Überabtasten des Sendesignals zur Erzeugung von Abtastwerten;
(c) Zwischenspeichern und/oder Verzögern des Sendesignals entsprechend der Dauer der Erzeugung einer Korrekturfunktion;
(d) Erzeugen einer gewichteten Korrekturfunktion durch Detektieren, ob in diesem Bereich des Sendesignals das Sendesignals oder dessen Abtastwerte eine erste Schwelle betragsmäßig überschritten haben, Berechnen eines Korrekturfaktors, Erzeugen der gewichteten Korrekturfunktion aus dem Korrekturfaktor und einer vorgegebenen Korrekturfunktion;
(e) Additives Überlagern der gewichteten Korrekturfunktion mit dem verzögerten und/oder zwischengespeicherten Sendesignal zur Erzeugung des Crestfaktor reduzierten Sendesignals. (Patentanspruch 1)

Eine Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung eines von einem Datenübertragungssystem zu sendenden Signals,

– mit einem Eingang, in den das zu sendende Signal einkoppelbar ist, und einen Ausgang, aus dem ein Crestfaktor reduziertes Signal abgreifbar ist,
– mit einem zwischen Eingang und Ausgang angeordneten Sendepfad, in dem ein Verzögerungsglied angeordnet ist, welches das zu sendende Signal mit einer Signallaufzeitdauer verzögert und/oder für die Signallaufzeitdauer zwischenspeichert,
– mit einem zwischen Eingang und Ausgang angeordneten, und dem Sendepfad parallel geschalteten Kompensationspfad, der eine Extrahiereinrichtung aufweist, welche einen betragsmäßigen Spitzenwert aus dem zu sendenden Signal extrahiert, und der ein in Reihe nachgeschaltetes erstes Filter aufweist, welches das extrahierte Signal filtert und ein Kompensationssignal erzeugt,
– mit einer dem Kompensationspfad und dem Sendepfad nachgeschalteten Addiereinrichtung, die aus dem verzögerten Signal und dem Kompensationssignal das Crestfaktor reduziertes Signal erzeugt. (Patentanspruch 10)

Eine Schaltungsanordnung mit mindestens zwei erfindungsgemäßen Schaltungen zur Crestfaktor-Reduzierung, die bezüglich deren Eingänge und Ausgänge in Reihe angeordnet sind. (Patentanspruch 21)

Ein Multiträger-Datenübertragungssystem, mit einem zwischen einem Sender und zumindest einer Übertragungsleitung angeordneten Sendepfad, in dem ein Digital-Analog-Wandler zum Wandeln eines zu sendenden digitalen Datensymbols in ein analoges Datensymbols und ein Leitungstreiber zum Treiben des analoges Datensymbols über die Übertragungsleitung angeordnet sind, mit einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung, welche im Sendepfad vor dem Digital-Analog-Wandler angeordnet ist und welche ein Kompensationssignal zur Reduzierung des Crestfaktors des zu sendenden Datensymbols erzeugt. (Patentanspruch 23)

Die vorliegende Erfindung beschreibt eine Schaltung und ein Verfahren, mittels denen dem zu sendenden (überabgetasteten) Signal ein Korrektursignal additiv überlagert wird, das aus zeitlich begrenzten und um die auftretenden Spitzenwerte herum konzentrierten Korrekturfunktionen besteht, die die einzelnen Spitzenwerte im zu sendenden Signal reduzieren.

Die Überlagerung des Korrektursignals findet typischerweise nach der Überabtastung und vorteilhafterweise vor der Digital/Analog-Wandlung des Sendesignals statt. Dieses Korrektursignal ist außerdem so beschaffen, dass es nur eine kleine effektive Bandbreite hat und seine Mittenfrequenz in einem Frequenzbereich liegt, in dem nur wenige oder im Idealfall gar keine Daten übertragen werden.

Dieses Verfahren ist aber störungsbehaftet. Durch eine geeignete Wahl bzw. eine adaptive Anpassung der effektiven Bandbreite und der Mittenfrequenz des Korrektursignals kann die Auswirkung einer Störung auf die Leistungsfähigkeit des Übertragungssystems bei diesem Korrekturverfahren vorteilhafterweise begrenzt werden.

Das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsgemäßen Schaltungen zeichnen sich durch einen außerordentlich geringen Realisierungsaufwand aus. Insbesondere bei den verwendeten Bandpässen kommt man mit relativ wenigen Koeffizienten, typischerweise im Bereich von 40 Koeffizienten, aus. Insbesondere wenn der Clipping-Level in der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung bzw. in der Abschneidevorrichtung programmierbar sind, kann die Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung sehr vorteilhaft an verschiedene Leitungstreiber angepasst werden bzw. sogar ganz ausgeschaltet werden, ohne dass hier ein komplexer Algorithmus zu ändern wäre.

Vorteilhafterweise ist auch der Korrekturfaktor in der Korrektureinrichtung veränderbar bzw. einstellbar.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind den Unteransprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmbar.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt dabei:
1 in einem Blockschaltbild den prinzipiellen Ablauf eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur Reduzierung des Crestfaktors bzw. eines Spitzenwertes in einer zu sendenden Signalfolge;
2 anhand eines Blockschaltbildes ein erstes Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung;
3 anhand eines Blockschaltbildes ein zweites Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung;
4 Signal-Zeit-Diagramme und die entsprechenden Frequenzantworten bei der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung nach 3;
5 den absoluten Signalwert und den Betrag der Frequenzantwort im Bandpassfilter in 3;
6 eine erste Weiterbildung des zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung;
7 eine zweite Weiterbildung des zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung;
8 eine dritte Weiterbildung des zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung;
9 ein Übertragungssystem mit einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung.
In allen Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente – sofern nichts anderes angegeben ist – gleich bezeichnet worden.
1 zeigt in einem Blockschaltbild den prinzipiellen Ablauf eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur Reduzierung des Crestfaktors bzw. eines Spitzenwertes in einer zu sendenden Signalfolge. Die eingehenden Abtastwerte des Sendesignals s1(t) werden entsprechend der Länge einer Korrekturfunktion in einem Verzögerungsglied 1 zwischengespeichert bzw. um die Dauer der Spitzenwertdetektion und Korrekturfunktionsberechnung verzögert. In einer Detektionseinheit 2 wird detektiert, ob in diesem Bereich ein Spitzenwert, das heißt ein lokales Maximum/Minimum vorliegt, das eine gewisse Schwelle S betragsmäßig überschreitet. In einer Recheneinheit 3 wird gegebenenfalls eine Korrekturfunktion berechnet und in einer Korrektureinheit 4 wird die Korrekturfunktion eventuell mit einem Faktor gewichtet. Die Abtastwerte der Korrekturfunktion können in einem Speicher 5 abgelegt sein. Vorteilhafterweise kann dabei die Symmetrie der Korrekturfunktion ausgenutzt werden. Die gewichtete Korrekturfunktion c·sbp(t) wird dann dem in der Verzögerungseinrichtung abgelegten bzw. zwischengespeicherten Sendesignal s1(t) additiv überlagert und als Crestfaktor reduziertes Signal s2(t) ausgegeben.
2 zeigt anhand eines Blockschaltbildes ein ersten Ausführungsbeispiel für eine mögliche Realisierung dieser Spitzenwertreduktion.
In 2 ist mit Bezugszeichen 10 die Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung (nachfolgend: CF-Schaltung) bezeichnet. Die CF-Schaltung 10 enthält einen Eingang 11 und einen Ausgang 12, wobei in den Eingang 11 die digitale zu sendende Symbolfolge s1(t) eingekoppelt wird und aus dem Ausgang 12 die Crestfaktor reduzierte digitale Symbolfolge s2(t) abgreifbar ist. Die CF-Schaltung 10 weist einen Signalpfad 13 und einen dazu parallel angeordneten Kompensationspfad 14 auf. Im Signalpfad 13 ist eine Verzögerungseinrichtung 15 vorgesehen. Die Verzögerungseinrichtung 15 kann beispielsweise als FIFO-Speicher (entsprechend dem Block 1 in 1) ausgebildet sein. Die Verzögerungseinrichtung 15 dient dem Zweck, eine Signallaufzeitverzögerung im Kompensationspfad 14 auszugleichen.
Im Kompensationspfad 14 sind nacheinander eine Extraktionseinrichtung 16 und ein (Bandpass-)Filter 17 angeordnet. An einem Abgriff 18 zwischen Extraktionseinrichtung 16 und Filter 17 wird das von der Extraktionseinrichtung 16 extrahierte Signal abgegriffen und rückgekoppelt. In diesem Rückkopplungszweig ist ein weiteres (Bandpass-)Filter 19 vorgesehen. Das so rückgekoppelte und gefilterte Signal wird einer Addiereinrichtung 20 am Eingang 11, der auch das Eingangssignal s1(t) zugeführt wird, additiv zugeführt. Am Ausgang 12 werden die Signale des Signalpfades 13 und Kompensationspfades 14 in einer Addiereinrichtung 21 miteinander addiert, so dass daraus das Crestfaktor reduziertes Signal s2(t) entsteht.
Nachfolgend wird die Funktionsweise der Schaltung 10 zur Crestfaktor-Reduzierung näher beschrieben:
In der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung 10 erfolgt zunächst eine Extrahierung eines Spitzenwertes. Dafür werden die Abtastwerte nicht nur mit der Schwelle verglichen, sondern es wird auch überprüft, ob der jeweils nachfolgende Wert betragsmäßig größer oder kleiner ist. Damit erhält man einen Dirac-ähnlichen Impuls zum Zeitpunkt des Auftretens eines lokalen Maximums/Minimums, das die Schwelle betragsmäßig überschreitet. Die Berechnung und Gewichtung der Korrekturfunktion ergibt sich nun aus der Filterung dieses Dirac-ähnlichen Impulses mit einer Cosinus modulierten Fensterfunktion (einem Bandpass). Der „kausale" Anteil der Filterung wird dann zu rückgekoppelt und dem einlaufenden Sendesignal s1(t) additiv überlagert. Damit werden nachfolgende Werte, die die Schwelle betragsmäßig überschreiten, sogleich korrigiert. Der „akausale" Anteil der Filterung wird dem entsprechend verzögerten, auslaufenden Sendesignal additiv überlagert. Damit werden vorausgehende Werte, die die Schwelle betragsmäßig überschreiten, korrigiert.
Das in der erfindungsgemäßen Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung 10 verwendete Verfahren geht von physikalischen Erkenntnissen und Zusammenhängen aus, die nachfolgend kurz erläutert werden sollen:
Dem (überabgetasteten) Sendesignal s(i) wird (vor der Digital/Analog-Wandlung) ein Korrektursignal c(i) additiv überlagert, das aus zeitlich begrenzten, gewichteten und um die auftretenden Spitzenwerte konzentrierten Korrekturfunktionen g(i – i_n) besteht. i bezeichnet dabei die Abtastwerte. Daraus ergibt sich das Ausgangssignal s_c(i): sc(i) = s(i) + c(i),mit dem Korrektursignal:
Das Signal s(i) entspricht dem Signal s1(t), c(i) entspricht c·sbp(t) und s_c(i) entspricht s2(t).
Dazu wird zunächst (in dem entsprechenden Zeitraster) der Zeitpunkt i_n des Auftretens eines Spitzenwertes bestimmt, das heißt die Position eines lokalen Maximums/Minimums, das eine gewisse Schwelle S betragsmäßig überschreitet. Der Gewichtungsfaktor a_n wird dann so bestimmt, dass der Spitzenwert reduziert wird: an = –sgn(s(in))·(|s(in)| – S)
Die Korrekturfunktion g(i) ist im allgemeinen Fall unabhängig von dem jeweiligen Spitzenwert und ergibt sich aus der Fensterung w(i) einer Cosinus-Schwingung (Cosinus-Modulation einer Fensterfunktion): g(i) = cos(2π(f0/fa)·i)·w(i)
Die Frequenz f₀ der Cosinus-Schwingung bezogen auf die Abtastfrequenz f_a ergibt sich aus der gewünschten Mittenfrequenz der Korrekturfunktion g(i). Die Fensterfunktion w(i) ist zeitlich begrenzt und hat den Maximalwert 1 im Ursprung und wird so gewählt, dass das Produkt aus effektiver Dauer und effektiver Bandbreite möglichst klein ist. Eine geeignete Fensterfunktion w(i) ist zum Beispiel die Gauß-Funktion:
wobei d eine Konstante bezeichnet.
Für die Gauß-Funktion ist das Produkt aus effektiver Dauer und effektiver Bandbreite minimal. Da die Gauß-Funktion weder zeit- noch bandbegrenzt ist, wird die Gauß-Funktion im Zeitbereich eingeschränkt. Dabei werden symmetrische Schranken so gewählt, dass die Gauß-Funktion innerhalb der Schranken bereits ausreichend abgeklungen ist. Die gefensterte Cosinus-Schwingung kann im Voraus berechnet und abgespeichert werden, wobei die Symmetrie der Fensterfunktion ausnutzen werden kann.
Eine genaue Bestimmung des Zeitpunkts und des Betrags eines Spitzenwertes ist bei einer hohen Überabtastung am besten möglich. Eine niedrigere Überabtastung erfordert aber einen geringeren Realisierungsaufwand. Eine gute Korrektur eines Spitzenwertes ohne eine ungünstige Beeinflussung benachbarter Werte, das heißt eine eventuelle Erzeugung neuer Peaks, ge lingt am besten mit einer Korrekturfunktion, die eine kurze effektive Dauer und eine niedrige Mittenfrequenz hat. Eine Korrekturfunktion mit einer kurzen effektiven Dauer erfordert außerdem auch einen geringen Realisierungsaufwand. Die Leistungsfähigkeit der Übertragung wird aber weniger eingeschränkt, wenn man eine Korrekturfunktion mit einer kleinen effektiven Bandbreite und damit einer längeren effektiven Dauer wählt und die Mittenfrequenz in einem Frequenzbereich liegt, in dem nur wenige oder gar keine Daten übertragen werden. Die effektive Dauer darf aber nicht so lang sein, dass eine Korrekturfunktion mit großer Wahrscheinlichkeit, zwei benachbarte Mehrträger-Sendesymbole überlagert. Die Mittenfrequenz muss außerdem so gewählt werden, dass die Spektralmaske des jeweiligen Systems erfüllt wird.
In einer spezielleren Form dieses Verfahrens wird die Korrekturfunktion g_n(i) durch Bestimmung der entsprechenden Phase φ_n der Cosinus-Schwingung an den jeweiligen Spitzenwert angepasst.
Die Fensterfunktion w(i) wird dazu mit einer Linearkombination aus einer Sinus- und einer Cosinus-Schwingung der Frequenz f₀ bezogen auf die Abtastfrequenz f_a moduliert. Die gefensterte Cosinus-Schwingung bzw. Sinus-Schwingung kann im Voraus berechnet und abgespeichert werden. Dabei kann man die Symmetrie der Fensterfunktion ausnutzen. Die Koeffizienten werden so bestimmt, dass die Trägerschwingung eine kleine Umgebung des jeweiligen Spitzenwertes möglichst gut approximiert. Dazu wird ein Gleichungssystem in Abhängigkeit von dem Spitzenwert und mehreren Nachbarwerten aufgestellt, in das die Werte entweder relativ zur Schwelle S oder normiert bezüglich des Spitzenwertes eingehen:
In diesem Beispiel werden zwei Nachbarwerte berücksichtigt, es können aber auch noch mehr Nachbarwerte berücksichtigt werden. Für dieses (überbestimmte) Gleichungssystem lässt sich die Lösung mit minimalem quadratischem Fehler mit Hilfe der Pseudoinversen bestimmen:
Die Pseudoinverse hängt nur von der Anzahl der berücksichtigten Werte und der Frequenz f₀ ab. Sie kann also im Voraus berechnet und abgespeichert werden. In diesem Beispiel ist die Pseudoinverse für 3 berücksichtigte Werte und für
f₀/f_a = 1/16
angegeben. Der Gewichtungsfaktor a_n wird dann abhängig von der Aufstellung des Gleichungssystems so bestimmt, dass der Spitzenwert reduziert wird: an = –sgn(s(in))bzw.: an = –sgn(s(in))·(|s(in)| – S)
Allgemein gilt also: Das Korrektursignal ergibt sich aus der Addition einer Sinus-Funktion mit einer Consinus-Funktion bei einer bestimmten Frequenz.
3 zeigt anhand eines Blockschaltbildes ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen CF-Schaltung.
Im Unterschied zu der CF-Schaltung 10 im Ausführungsbeispiel in 2 weist die CF-Schaltung 10 hier im Kompensationspfad 14 nacheinander eine Abschneideeinrichtung 22, ein Band-Pass-Filter 23 und eine Korrektureinrichtung 24 auf. Eine Rückkopplung im Kompensationspfad 14 existiert hier nicht. Die Abschneideeinrichtung 22 schneidet diejenigen Bereiche des Sendesignals s1(t), die oberhalb einer vorgegebenen Grenze S sind, ab. Vorteilhafterweise ist diese Schwelle S veränderbar bzw. einstellbar, beispielsweise durch Programmierung. In einer zwischen der Abschneideeinrichtung 22 und dem Band-Pass-Filter 23 angeordneten Addiereinrichtung 25 wird das so geänderte Signal sc(t) von dem digitalen Eingangssignal s1(t) abgezogen. Das damit erzeugte Signal sd(t) wird dem Band-Pass-Filter 23 zugeführt, der das Bandpass gefilterte Signal sbp(t) erzeugt, welches in der Korrektureinrichtung 24 mit einem Korrekturfaktor c multipliziert wird. Vorteilhafterweise ist auch der Korrekturfaktor c veränderbar bzw. einstellbar. Daraus ergibt sich das Kompensationssignal c·sbp(t). Dieses Kompensationssignal c·sbp(t) wird in der Addiereinrichtung 21 von dem verzögerten Eingangssignal s1t(t) abgezogen. Das sich daraus ergebende Crestfaktor reduzierte Ausgangssignal s2(t) ist am Ausgang 12 abgreifbar.
Die Funktionsweise der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung 10 in 3 wird nachfolgend anhand von 4 erläutert. 4 zeigt Signal-Zeit-Diagramme und die entsprechenden Frequenzantworten auf diese Signale innerhalb der CF- Schaltung 10 entsprechend 3. Hierbei sind zur Vereinfachung alle Signalfolgen im Zeitbereich zeitkontinuierlich und im Frequenzbereich frequenzkontinuierlich gezeichnet. Real ist die Abtastfrequenz aller Signalfolgen größer oder zumindest gleich 2·ω_max und das Spektrum entsprechend der verwendeten Trägerfrequenz diskret.
Um das Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung durchführen zu können, muss folgende Voraussetzung für die Signalfolge s1(t) erfüllt sein: Bei der Erzeugung der digitalen Signalfolge s1(t) im Sender dürfen nur Frequenzen bis zur maximalen Frequenz ω_n benutzt werden, die kleiner als die grundsätzlich erlaubte maximale Frequenz ω_max (Bandbreite) des Datenübertragungsverfahrens ist, so dass das Frequenzspektrum s1(jω) der Signalfolge s1(t) für ω > ω_n gleich Null ist (siehe 5).
In der erfindungsgemäßen CF-Schaltung 10 erfolgt zunächst ein sogenanntes „Clipping" des Sendesignals s1(t) entsprechend einer Clipping-Schwelle. Unter Clipping versteht man eine Begrenzung des entsprechenden Signals s1(t) auf den Clip-Level bzw. die Schwelle S. Diese Clipping-Schwelle S entspricht beispielsweise einer maximal möglichen Aussteuerung eines dieser CF-Schaltungen 10 gegebenenfalls nachgeschalteten Digital/Analog-Wandlers und Leitungstreibers. Nach dem Clipping entsteht eine Signalfolge sc(t), die von dem eingangsseitigen Signal s1(t) abgezogen wird. Nach Differenzbildung zu dem Signal s1(t) erhält man aus der Signalfolge s1(t) den „geclippten" Teil sd(t). Da das Clipping ein nicht-linearer Prozess ist, enthält das Signal sd(t) auch Spektralanteile oberhalb der Frequenz von ω_n. Das Signal sd(t) wird nun in dem Bandpassfilter 23 mit dem in 5 dargestellten Frequenzgang Bandpass gefiltert. Die daraus hervorgehende Bandpass gefilterte Signalfolge sbp(t) wird in der Korrektureinrichtung 24 mit einem typischerweise konstanten Faktor c multipliziert. Der Faktor c ist hier ein Skalierungsfaktor, der typischerweise, jedoch nicht notwendigerweise, kleiner als 1 gewählt wird. Durch die Bandpass-Filterung und die Skalierung mit dem Faktor c entsteht das Kompensationssignal c·sbp(t), welches gegenüber dem eingangsseitig eingekoppelten Signal s1(t) um die Gruppenlaufzeit tau verzögert ist. Im Signalpfad 13 wird daher diese digitale Signalfolge s1(t) ebenfalls um tau verzögert, so dass daraus das verzögerte digitale Signal s1t(t) entsteht. In der Addiereinrichtung 21 am Ausgang 12 wird das Kompensationssignal c·sbp(t) von dem verzögerten Signal s1t(t) abgezogen. Das daraus entstehende Signal s2(t) ist damit Crestfaktor reduziert, das heißt dessen Spitzenwerte sind zumindest reduziert.
Während das für die Datenübertragung vom Empfänger genutzte und ausgewertete Spektrum s1(jω) lediglich bis zur Frequenz ω_n reicht, geht das Frequenzspektrum s2(jω) des Crestfaktor reduzierten Ausgangssignals s2(t) nun bis ω_max. Zu dem Nutzspektrum s1(jω) wird also noch ein zusätzliches Spektrum – das sogenannte „Peak Reduction Spectum" – hinzu gefügt. Das entsprechende Signal im Zeitbereich für dieses zusätzliche Spektrum ist das Kompensationssignal c·sbp(t).
Da in der Praxis die digitale Signalfolge s1(t) den Clipping-Level S in einem endlichen Zeitintervall immer nur an einem einzigen Abtastwert, jedoch praktisch nie an zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten überschreitet, weist damit auch das Signal sd(t) immer nur einen einzigen, von Null verschiedenen Wert auf. Das Bandpass gefilterte Signal sbp(t) ist dann gleich der Impulsantwort des Bandpasses 23.
Unter der Annahme, dass das resultierende Differenzsignal ein gewichteter Dirac-Impuls ist, ist dies eine weitere mögliche Realisierung des oben anhand von 1 vorgestellten Verfahrens. Wenn das resultierende Differenzsignal kein Dirac-Impuls ist, überlagern sich mehrere Korrekturfunktionen und es muss noch eine Multiplikation des gefilterten Differenzsignals mit einem Korrekturfaktor erfolgen.
Neben der Überabtastung, der effektiven Dauer bzw. der effektiven Bandbreite und der Mittenfrequenz der Korrekturfunktionen ist auch die Schwelle zur Spitzenwertdetektion ein Parameter dieses Verfahrens. Je niedriger die Schwelle liegt, desto mehr können vorhandene Spitzenwerte reduziert werden, desto größer ist aber auch die Wahrscheinlichkeit neue Spitzenwerte zu erzeugen. Man kann das Verfahren aber auch in mehreren Iterationen ausführen und die verwendete Schwelle dabei gegebenenfalls variieren. Außerdem lässt sich das Verfahren natürlich auch mit einem der oben genannten störungsfreien Verfahren kombinieren, um verbliebene Spitzenwerte noch zu reduzieren.
Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in 3 sind in dem Blockschaltbild in 6 zwei CF-Schaltungen 10, 10' vorgesehen, die zueinander in Reihe angeordnet sind. Das Crestfaktor reduzierte Ausgangssignal s2(t) der ersten CF-Schaltung 10 wird dabei als Eingangssignal für die in Reihe nachgeschaltete zweite CF-Schaltung 10' verwendet. Die zweite CF-Schaltung 10' erzeugt ausgangsseitig damit ein Signal s2'(t), welches bezüglich seiner Spitzenwerte noch weiter reduziert wurde. Je nach Bedarf und Applikation können darüber hinaus noch weitere CF-Schaltungen in Reihe nachgeschaltet sein. Mit Hilfe einer solchen Reihenschaltung mehreren CF-Schaltungen 10, 10' kann eine stärkere Gesamtreduktion der Spitzenwerte erreicht werden.
Dieser Reihenschaltung mehreren CF-Schaltungen 10, 10' liegt ferner die Erkenntnis zugrunde, dass durch die Crestfaktor-Reduzierung innerhalb einer CF-Schaltung 10, 10' weitere Spitzenwerte, insbesondere in der unmittelbaren Nachbarschaft dieser Crestfaktor reduzierten Spitzenwerte generiert werden können. Dies tritt insbesondere dann auf, wenn die gewählte Clipping-Schwelle S in der Abschneidevorrichtung 22 sehr niedrig gewählt wird und damit sehr hohe Spitzen zu kompensieren sind. Mittels einer Reihenschaltung mehrerer CF-Schaltungen 10, 10' können deren Clipping-Schwellen S begin nend mit einer hohen Schwelle S zunehmend niedriger gewählt werden. Damit können die auftretenden Spitzenwerte in der gesamten Eingangssymbolfolge s1(t) sukzessive immer weiter reduziert werden, beginnend mit den hohen Spitzen. Vorteilhafterweise sollte hier gelten:
cliplevel1 ≥ cliplevel2 ≥ ...
Im Unterschied zum Ausführungsbeispiel in 3 ist in dem Ausführungsbeispiel in 7 zwischen der Addiereinrichtung 25 und dem Bandpassfilter 23 ein Begrenzer 27 angeordnet. Der Begrenzer 27 erzeugt aus dem Signal sd(t) ein begrenztes Signal sdlimit(t). Der Begrenzer 27 bewirkt, dass sehr hohe Spitzen im Eingangssignal s1(t), die sich somit auch in dem geclippten Signal sd(t) zeigen, nicht so stark reduziert werden, wie mittelhohe oder geringe Spitzen. Dadurch wird vermieden, dass das Kompensationssignal c·sbp(t) und damit auch das entsprechende Kompensationsspektrum so groß wird, dass es in der Nachbarschaft großer Spitzen weitere unerwünschte Spitzen erzeugt werden, wodurch die Reduktion insgesamt verschlechtert wird. Zwischen dem Wert des Clipping-Levels und dem Begrenzerwert wird die Amplitudenverteilung somit stark vermindert, so dass oberhalb des Begrenzerwertes, bei dem die Verteilung sowieso einen kleinen Wert aufweist, eine nicht mehr so starke Verminderung der Amplitudenwahrscheinlichkeit erfolgt.
Falls am Ende eines Rahmens für die Datenübertragung eine Spitze auftritt, dann kann es vorkommen, dass ein Teil des aufgrund der Spitze erzeugten Kompensationssignal c·sbp(t) in den nächsten Rahmen der Datenübertragung fällt. Dies ist aber unerwünscht, da das Kompensationssignal c·sbp(t) lediglich eine Spitze in einem laufenden Rahmen reduzieren soll, jedoch nicht in einem nachfolgenden Rahmen, da es hier zu einer Verzerrung der Datenübertragung kommen kann. Um das zu verhindern, kann mittels eines von dem Sender mitgelieferten Rahmensignals die Konstante c in der Korrektureinrichtung 24 ge eignet gesteuert werden. Insbesondere kann die Konstante c kleiner oder sogar gleich 0 gesetzt werden.
Das Ausführungsbeispiel in 8 zeigt eine CF-Schaltung 10, die eine Einstellbarkeit der Konstante c mittels eines rahmengesteuerten Signals sr'(t) zulässt. Typischerweise wird hier eine Verzögerungseinrichtung 28 verwendet, der das Rahmensignal sr(t) zugeführt wird und die ausgehend davon, die Korrektureinrichtung 24 mit einem geeigneten rahmengesteuerten Signals sr'(t) ansteuert.
9 zeigt anhand eines Blockschaltbildern ein vereinfachtes Übertragungssystem, welches eine erfindungsgemäße Anordnung zur Crestfaktor-Reduzierung aufweist.
In 9 ist mit Bezugszeichen 30 das Übertragungssystem bezeichnet. Das Übertragungssystem besteht aus einem digitalen Teil 31 und einem analogen Teil 32. Das Übertragungssystem 30 enthält ferner einen Sendepfad 33 und einen Empfangspfad 34. Der Sendepfad 33 ist zwischen einem Ausgang eines Senders 35 und einem Eingang einer Gabelschaltung 36 angeordnet, wohingegen der Empfangspfad 34 zwischen einem Ausgang der Gabelschaltung 36 und einem Eingang eines Empfängers 37 vorgesehen ist. Sender 35 und Empfänger 37 sind jeweils im digitalen Teil 31 und die Gabelschaltung 36 (Hybridschaltung) ist im analogen Teil 32 des Übertragungssystems 30 vorgesehen. Die Gabelschaltung 36 ist typischerweise als passives RC-Netzwerk mit einem Transformator ausgebildet und dient der physikalischen Trennung des Sendepfades 33 von dem Empfangspfad 34. Ausgangsseitig ist die Gabelschaltung 36 mit einer Leitung 38 (Telefonleitung) zur Sprach- oder Datenübertragung verbunden.
Dem Sender 35 ist im Sendepfad 33 nacheinander die erfindungsgemäße CF-Schaltung 10, ein Digital/Analog-Wandler 42, ein analoges Filter 43 und ein Leitungstreiber 44 angeordnet. Im Empfangspfad 34 sind der Gabelschaltung 36 ausgangsseitig nacheinander ein analoges Filter 45, ein Analog/Digital-Wandler 46 und eine Addiereinrichtung 47 nachgeschaltet und dem Empfänger 37 vorgeschaltet. Weitere Filter zur Herauftastung des zu sendenden Signals und/oder Herabtastung des empfangenen Signals sowie Filter im Echopfad wurden der besseren Übersichtlichkeit wegen in 9 nicht dargestellt.
Der Digital/Analog-Wandler 42 sowie der Analog/Digital-Wandler 46 dienen der Signalwandlung zwischen digitalem Teil 31 und analogem Teil 32 und umgekehrt. Das analoge Filter 43 ist im vorliegenden Beispiel als Tiefpassfilter ausgebildet, welches Stufen bzw. Ecken aus dem vom Digital/Analog-Wandler 42 bereit gestellten Ausgangssignal herausnimmt. Das Tiefpassfilter 43, welches auch als Anti-Image-Filter bezeichnet wird, dient somit der Glättung des analogen Sendesignals. Das analoge Filter 45 im Empfangspfad 34 ist als sog. Anti-Alias-Filter ausgebildet. Dieses analoge Filter 45 filtert solche Frequenzen aus dem empfangsseitigen Signal srx(t) aus, durch welches das Abtasttheorem im Analog/Digital-Wandler 46 verändert werden würde.
Vorteilhafterweise weist das Übertragungssystem 30 ferner eine Schaltung zur Echokompensation 50 auf, welche im digitalen Teil 31 zwischen dem Sendepfad 33 und dem Empfangspfad 34 angeordnet ist. Diese Schaltungsanordnung 50 weist eine Verzögerungseinrichtung 51 und ein Filter 52 – zum Beispiel ein FIR-Filter – auf, welche zueinander in Reihe angeordnet sind und welche einen Echopfad 53 bilden. Der Echopfad 53 ist zwischen dem Ausgang des erfindungsgemäßen CF-Schaltung 10 und der Addiereinrichtung 47 angeordnet. Das Stellglied 54 ist eingangsseitig mit dem Ausgang der Addiereinrichtung 47 verbunden und steuert ausgangsseitig das FIR-Filter 52 mit einem aus dem echokompensierten Signal se(t) abgeleiteten Signal derart an, dass die Filterkoeffizienten des FIR-Filters 52 geeignet eingestellt werden.
Nachfolgend wird die Funktionsweise des in 9 dargestellten Übertragungssystems 30 näher erläutert.
Der Sender 35 im Sendepfad 33 erzeugt eine digitale Symbolfolge s1(t), welche der CF-Schaltung 30 zugeführt wird, die im Sendepfad 33 daraus das Signal s2(t) erzeugt. Nach der Digital/Analog-Wandlung des Signals s2(t) und nach Durchlaufen des Tiefpassfilters 43 entsteht hieraus ein Sendesignal stx(t), welches im Leitungstreiber 44 verstärkt wird, so dass das Signal sld(t) entsteht, welches dem Eingang der nachgeschalteten Gabelschaltung 36 zugeführt wird. Über die Gabelschaltung 36 wird dieses Signal sld(t) auf der Leitung 38 übertragen.
Durch das Kompensationssignal c·sbp(t) wird das Signal s1(t) verändert, was wiederum zu einem Teilecho führt. Für die Echokompensation soll das Gesamtecho, in dem auch dieses Teilecho mit berücksichtigt wird, kompensiert werden. Zu diesem Zweck wird das Crestfaktor reduzierte Signal s2(t), welches nach der CF-Schaltung 10 abgegriffen wird, dem FIR-Filter 52 im zweiten Echopfad 53 zugeführt, der daraus das Echokompensationssignal sec(t) erzeugt. Dieses Echokompensationssignal sec(t) wird in der Addiereinrichtung 47 von dem digitalen Signal srx'(t) abgezogen. Daraus resultiert das Empfangssignal se(t).
Obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizierbar.
Die Erfindung ist nicht auf die vorstehenden Datenübertragungssysteme beschränkt, sondern lässt sich zum Zwecke der Crestfaktor-Reduzierung auf sämtliche Datenübertragungssysteme, insbesondere auf Multiträger-Datenübertragung basierende Systeme und Verfahren erweitern. Insbesondere sei die Erfindung nicht auf eine ADSL-Datenübertragung beschränkt, sondern lässt sich auf sämtliche xDSL-Datenübertragungen erweitern.
Auch wurde in den vorstehenden Ausführungsbeispielen Schaltungsbeispiele der CF-Schaltung angegeben. Es versteht sich von selbst, dass die Funktionalität der CF-Schaltung oder Teile davon durch eine Software-Funktion, die beispielsweise in einer programmgesteuerten Einheit (Mikrocontroller, Mikroprozessor) des Übertragungssystems implementiert ist, realisiert sein kann.

1: Verzögerungsglied
2: Detektionseinheit
3: Recheneinheit
4: Korrektureinheit
5: Speicher
10, 10': Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung
11: Eingang
12: Ausgang
13: Signalpfad
14: Kompensationspfad
15: Verzögerungseinrichtung, FIFO
16: Extrahiereinrichtung
17: Filtereinrichtung, Band-Pass-Filter
18: Abgriff
19: Filtereinrichtung, Band-Pass-Filter
20: Addiereinrichtung
21, 21': Addiereinrichtung
22, 22': Abschneidevorrichtung, Clipping
23, 23': Filtereinrichtung, Band-Pass-Filter
24, 24': Korrektureinrichtung
25, 25': Addiereinrichtung
27: Begrenzer
28: Verzögerungseinrichtung
30: Übertragungssystem
31: digitaler Teil
32: analoger Teil
33: Sendepfad
34: Empfangspfad
35: Sender
36: Gabelschaltung, Hybrid
37: Empfänger
38: (Telefon-)Leitung
42: Digital/Analog-Wandler
43: analoges Filter, Tiefpassfilter
44: Leitungstreiber
45: analoges Filter, Anti-Alias-Filter
46: Analog/Digital-Wandler
47: Addiereinrichtung
50: Schaltungsanordnung zur Echokompensation
51: Verzögerungseinrichtung
52: (FIR-)Filter
53: Echopfad
54: Stellglied

Claims

Verfahren zur Erzeugung eines Crestfaktor reduzierten Sendesignals (s2(t)) mit den Verfahrensschritten, (a) Bereitstellen eines zu sendenden Sendesignals s1(t), welches in einem Bereich mindestens einen Spitzenwert aufweist; (b) Abtasten, insbesondere Überabtasten des Sendesignals zur Erzeugung von Abtastwerten; (c) Zwischenspeichern und/oder Verzögern des Sendesignals s1(t) entsprechend der Dauer der Erzeugung einer Korrekturfunktion; (d) Erzeugen einer gewichteten Korrekturfunktion (c·sbp(t)): (d1) Detektieren, ob in diesem Bereich des Sendesignals das Sendesignals s1(t) oder dessen Abtastwerte eine erste Schwelle S betragsmäßig überschritten haben; (d2) Berechnen eines Korrekturfaktors; (d3) Erzeugen der gewichteten Korrekturfunktion (c·sbp(t)) aus dem Korrekturfaktor und einer vorgegebenen Korrekturfunktion; (e) Additives Überlagern der gewichteten Korrekturfunktion (c·sbp(t)) mit dem verzögerten und/oder zwischengespeicherten Sendesignal zur Erzeugung des Crestfaktor reduzierten Sendesignals (s2(t)).
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Korrekturfunktion ein symmetrisches Korrektursignal verwendet wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der gewichteten Korrekturfunktion ein Dirac-ähnlicher Impuls mit einer Fensterfunktion, insbesondere einem Bandpass, überlagert werden.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die gewichtete Korrekturfunktion c(i) sich aus
ergibt, wobei i_n den Zeitpunkt des Auftretens eines Spitzenwertes und a_n den Gewichtungsfaktor und g(i) die Korrekturfunktion bezeichnet.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturfunktion g(i) sich aus einer Cosinus modulierten Fensterfunktion w(i) wie folgt ergibt: g(i) = cos(2π(f0/fa)·i)·w(i)wobei die Frequenz f₀ der Cosinus-Schwingung geteilt durch die Abtastfrequenz f_a aus der mittleren Frequenz der Korrekturfunktion abgeleitet ist.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass als Fensterfunktion eine Gauß-Funktion verwendet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturfunktion durch Bestimmung und Verwendung der Phase der Cosinus-Schwingung an den jeweiligen Spitzenwert angepasst wird, wobei dazu die Fensterfunktion mit einer Linearkombination aus einer Sinus-Schwingung und einer Cosinus-Schwingung der Frequenz f₀ bezogen auf die Abtastfrequenz f_a moduliert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die gefensterte Cosinus-Schwingung bzw. Sinus-Schwingung unter Ausnutzung der Symmetrie der Fensterfunktion im Voraus berechnet und abgespeichert wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastwerte der Korrekturfunktion und/oder des Sendesignals (s1(t)) in einem Speicher abgelegt werden.
Schaltung (10) zur Crestfaktor-Reduzierung eines von einem Datenübertragungssystem zu sendenden Signals (s1(t)), insbesondere mittels eines Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche, mit einem Eingang (11), in den das zu sendende Signal (s1(t)) einkoppelbar ist, und einen Ausgang (12), aus dem ein Crestfaktor reduziertes Signal (s2(t)) abgreifbar ist, mit einem zwischen Eingang (11) und Ausgang (12) angeordneten Sendepfad (13), in dem ein Verzögerungsglied (15) angeordnet ist, welches das zu sendende Signal (s1(t)) mit einer Signallaufzeitdauer (tau) verzögert und/oder für die Signallaufzeitdauer (tau) zwischenspeichert, mit einem zwischen Eingang (11) und Ausgang (12) angeordneten und dem Sendepfad (13) parallel geschalteten Kompensationspfad (14), der eine Extrahiereinrichtung (16; 22, 25) aufweist, welche einen betragsmäßigen Spitzenwert aus dem zu sendenden Signal (s1(t)) extrahiert, und der ein in Reihe nachgeschaltetes erstes Filter (17, 23) aufweist, welches das extrahierte Signal (sd(t)) filtert und ein Kompensationssignal erzeugt (c·sbp(t)), mit einer dem Kompensationspfad (14) und dem Sendepfad (13) nachgeschalteten Addiereinrichtung (21), die aus dem verzö gerten Signal (s1t(t)) und dem Kompensationssignal (c·sbp(t)) das Crestfaktor reduziertes Signal (s2(t)) erzeugt.
Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Verzögerungsglied (15) als FIFO ausgebildet ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Signallaufzeitdauer (tau) der Laufdauer eines Signals im Kompensationspfad (14) entspricht.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass ein Rückkopplungspfad (19, 20) vorgesehen ist, in dem ein zweites Filter (19), insbesondere ein Bandpassfilter (19), angeordnet ist, der das von der Extrahiereinrichtung (16) erzeugte Signal filtert und mit dem zu sendenden Eingangssignal (s1(t)) überlagert.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass das erste und/oder das zweite Filter (17, 23, 19) als Bandpassfilter ausgebildet sind.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass im Kompensationspfad (14) eine Skalierungseinrichtung (24) vorgesehen ist, welche das von dem ersten Filter (23) erzeugte, gefilterte Signal (sbp(t)) mit einem Faktor (c) skaliert und damit das Kompensationssignal (c·sbp(t)) erzeugt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Extrahiereinrichtung (16; 22, 25) eine erste Schwelle (S) aufweist, oberhalb der die Spitzenwerte des Eingangssignals (s1(t)) extrahiert werden.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Extrahiereinrichtung (16; 22, 25) eine Abschneideeinrichtung (22) aufweist, die eine Spitze des Eingangssignals (s1(t)) abschneidet, sofern das Eingangssignal (s1(t)) eine erste Schwelle (S) betragsmäßig überschreitet, und die zur Erzeugung des extrahierten Signals (sd(t)) in einer Subtrahiereinrichtung (25) das abgeschnittene Eingangssignal (sc(t)) von dem Eingangssignal (s1(t)) abzieht.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Addiereinrichtung (21) als Subtrahiereinrichtung (21) ausgebildet ist, in der das Kompensationssignal (sbp(t)) von dem verzögerten Eingangssignal (s1t(t)) abgezogen wird.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Extrahiereinrichtung (16; 22, 25) und erstem Filter (23) eine Begrenzerschaltung (27) vorgesehen ist, welche die Amplitude des extrahierten Signals (sd(t)) auf eine maximale Amplitude begrenzt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 10 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass eine Verzögerungseinrichtung (28) vorgesehen ist, die die Korrektureinrichtung (24) mit einem rahmengesteuerten Signal sr'(t) ansteuert, welches aus einem Rahmen sr(t) des Eingangssignal (s1(t)) abgeleitet ist.
Schaltungsanordnung mit mindestens zwei Schaltungen (10, 10') zur Crestfaktor-Reduzierung nach einem der Ansprüche 10 bis 20, die bezüglich deren Eingänge (11) und Ausgänge (12) in Reihe zueinander angeordnet sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Extrahiereinrichtung (22, 25) in der ersten Schaltung (10) zur Crestfaktor-Reduzierung einen erste Schwelle (cliplevell) aufweist und die Extrahiereinrichtung (22', 25') in der zweiten Schaltung (10') zur Crestfaktor-Reduzierung eine zweite Schwelle (cliplevell) aufweist, wobei die zweite Schwelle (cliplevell) betragsmäßig kleiner als die erste Schwelle (cliplevell) ist.
Multiträger-Datenübertragungssystem (30), mit einem zwischen einem Sender (35) und zumindest einer Übertragungsleitung (38) angeordneten Sendepfad (33), in dem ein Digital-Analog-Wandler (42) zum Wandeln eines zu sendenden digitalen Datensymbols (s1(t)) in ein analoges Datensymbols (stx(t)) und ein Leitungstreiber (44) zum Treiben des analoges Datensymbols (sld(t)) über die Übertragungsleitung (38) angeordnet sind, mit mindestens einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung (10) nach einem der Ansprüche 10 bis 22, welche im Sendepfad (33) vor dem Digital-Analog-Wandler (42) angeordnet ist und welche ein Kompensationssignal (c·sbp(t)) zur Reduzierung des Crestfaktors des zu sendenden Datensymbols (st(t)) insbesondere mittels eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9 erzeugt.
Datenübertragungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schaltung zur Echokompensation (50) vorgesehen ist, die zwischen dem Sendepfad (33) und einem Empfangspfad (34) angeordnet ist und die ein durch das Kompensationssignal (c·sbp(t)) verursachtes Teilecho mitberücksichtigt.