DE69520084T2

DE69520084T2 - Verfahren und Vorrichtung für die Entzerrung von digitalen Signalen im Frequenzbereich

Info

Publication number: DE69520084T2
Application number: DE69520084T
Authority: DE
Inventors: Jukka Rinne
Original assignee: Nokia Technology GmbH
Current assignee: Nokia Technology GmbH
Priority date: 1994-08-03
Filing date: 1995-07-22
Publication date: 2001-08-23
Anticipated expiration: 2015-07-23
Also published as: FI943613L; FI943613A7; FI943613A0; EP0700189A1; DE69520084D1; EP0700189B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und einen für einen Empfänger vorgesehenen Kanalentzerrer für die Kanalentzerrung von digitalen Rundfunk- und Fernsehsignalen im Frequenzbereich.
Ein bekanntes Verfahren für die Übertragung von Daten über Radiowellen ist, diese in mehrere überlappende Bitströme aufzuteilen und jeden dieser Bitströme einem eigenen Träger aufzumodulieren. Dieses Modulationsverfahren kann als orthogonale Multiplex-Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) oder allgemeiner als Vielfachträger-Modulation (MCM) oder als orthogonales Frequenzmultiplex (OFDM) bezeichnet werden. Das Grundprinzip des Verfahrens ist in Fig. 1 gezeigt. Der Eingangsdatenstrom M b/s wird in Blöcken zusammengefasst in einem Serien/Parallel Wandler 1, um parallele Bitströme m&sub1;, m&sub2; ...mn zu erhalten. Jeder Bitstrom moduliert seinen eigenen Träger fc1, fc2, ... fcn in einem Modulatorblock 2 und danach werden die modulierten Träger in einer Summiereinrichtung 3 addiert und über einen Übertragungskanal geschickt. Die Modulation der Unterträger kann grundsätzlich von jedem Typ sein, z. B. QAM, PSK (Phase Shift Keying) usw.
Im Empfänger muss das über den Kanal empfangene Signal wieder in die Träger aufgeteilt werden, bevor es demoduliert werden kann. Für die Aufteilung gibt es mehrere Verfahren. Als erstes kann dies mit Filtern mit steilen Flanken durchgeführt werden. Zweitens kann für die Modulation selbst eine für die Trennung günstige Art gewählt werden. Man kann versetzte Quadratur- Amplitudenmodulation (SQAM = Staggered Quadrature Amplitude Modulation) verwenden, wobei die Enden der Spektren der Unterbänder mit den Spektren der Nachbarbänder überlappen, wobei die Orthogonalität der Unterbänder die Möglichkeit eröffnet, dass im Empfänger die Selektion dadurch erzielt wird, dass die Daten der Unterbänder im Modulator auf geeignete Art und Weise gegeneinander versetzt werden. Dann sind die überlappenden Enden der Spektren von benachbarten Unterbändern in Gegenphase und die Trennung mit Hilfe einfacher Filterung ist möglich. Ein drittes Verfahren für die Modulation ist Quadraturamplitudenumtastung (QASK = Quadrature Amplitude Shift Keying), wobei die Selektion durch Basisbandverarbeitung realisiert werden kann. Mehrfachträger-QASK ist äquivalent zu inverser schneller Fourier- Transformation (IFFT = Inverse Fast Fourier Transformation) und zu inverser diskreter Fourier-Transformation (IDFT = Inverse Discrete Fourier Transformation), wenn die Form der Basisband- Grundwelle ein Rechteck ist.
Dann kann, weil die Modulation gleichzeitig pro Symbol oder pro Block erfolgt, die Modulation ohne Kanaltrennung durchgeführt werden, indem eine Fourier- Transformation zu diskreten Blöcken oder Symbolen erfolgt. Das Ergebnis der Transformation kann direkt als Unterkanäle demultiplexiert werden.
Unabhängig vom verwendeten Verfahren erzeugt der Übertragungskanal stets Störungen. Der verursacht Abschwächung und Verzögerung, so dass jeder Unterträger mit verschiedener Amplitude und/oder Phase empfangen wird. Die Form des Pulses wird verzerrt und kann mit dem vorhergehenden und dem nachfolgenden Puls überlappen. Dies führt zu gegenseitigen Trägerstörungen oder zu Intersymbolinterferenzen oder zu einer Kombination beider, so dass die Orthogonalität der Basisbandpulse der Unterbänder verloren geht. Im allgemeinen ist die Länge eines Symbols begrenzt, so dass sie die höchste Verzögerung des Übertragungskanals nicht überschreitet.
Aus diesem Grunde müssen die Einflüsse des Übertragungskanals im Empfänger mittels eines Kanalentzerrers ausgeglichen werden, der dazu dient, den Empfänger an das Impulsverhalten des Übertragungskanals anzupassen.
Hierzu gibt es wenigstens drei Möglichkeiten: 1) Volle Kanalentzerrung mit einer konventionellen adaptiven angezapften Verzögerungskette. Dies hat den Nachteil, dass die dafür benötigte Rechenkapazität außerordentlich hoch ist, wenn man den Umfang und die Bitrate des digitalen Signalprozessors (DSP) berücksichtigt. 2) Einstellung der Länge des Basisbandsymbols größer als der zeitlkhe Abstand T zwischen den Kanalpulsen und Durchführung der Integration der Fourier-Transformation nur während der Zeitspanne T.
3) Verwendung einer Kombination der vorstehenden Verfahren, d. h. Verwendung eines kurzen Entzerrers und des gleichen Vorzeichens für die Folge der Abtastwerte.
Allgemein bekannte Verfahren für Kanalentzerrung beruhen auf der Verwendung von linearen Entzerrern. Diese Entzerrer sind adaptiv, das bedeutet, dass ihre Faktoren eingestellt werden, bevor der Empfang der Datenübertragung beginnt, mit anderen Worten, es wird ein Training des Entzerrers durchgeführt. Beim Training eines Entzerrers wird unmittelbar am Beginn einer Übertragung eine vorbestimmte Datenfolge gesendet. Es handelt sich dabei um eine Bitfolge, die dem Empfänger bekannt ist. Durch Vergleich der empfangenen Bitfolge mit der in einem Speicher abgelegten Sollbitfolge können aus dem Impulsverhalten geeignete Korrekturfaktoren für das FIR (Finite Impulse Response) - Filter des Kanalentzerrers berechnet werden. Auch während des laufenden Empfangs können die Faktoren geringfügig geändert werden, um kleine, langsame Änderungen im Kanal zu berücksichtigen. Training eines Entzerrers und nachfolgende Anpassung der Korrekturfaktoren sind z. B. beschrieben in ICASSP 80, Proceedings of the IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, Denver, CO, USA, 9-11 April 1980, New York, NY, USA, Seiten 964-967, Peled A. et al.: "Frequency domain data transmission using reduced computational complexity algorithms".
In diesem Dokument wird Training als "initialization" bezeichnet und die Anpassung von Korrekturfaktoren wird "equalizer update" genannt. Die in diesem Dokument beschriebene Entzerrung konzentriert sich auf die Koeffizienten der Impulsantwort während der Trainingsphase und auf nachgeordnete Kanaleffekte wie: Phasenjitter, Amplitudenmodulationsjitter und ebenfalls auf Unterschiede der Clockzyklen zwischen Empfänger und Sender während der Trainingsphase. Die bei linearen Entzerrern verwendeten Korrekturfaktoren können eingestellt werden z. B. durch Verwendung des Least Mean Square - Prinzips (LMS) oder des Least Mean Squared Error - Prinzips (LMSE) oder durch Zero Forcing-Verfahren (ZF). Die erstgenannten Verfahren zielen darauf ab, den quadratischen Fehlermittelwert zu minimieren und das letztere darauf, den gegenseitigen Einfluss von empfangenen Symbolen an bestimmten Punkten zu Null werden zu lassen.
Das Grundprinzip des adaptiven LMS-Filters, verwendet in einem in der Zeitebene arbeitenden Entzerrer, ist in Fig. 2 gezeigt. Die Folge der Eingangsabtastwerte wird an sequentielle Verzögerungselemente D angelegt und von deren Ausgang wird der Eingangssignalvektor erhalten. Dessen Abtastwerte x&sub1;, x&sub2;, ..., xn werden alle einzeln gewichtet mit den Bewertungsfaktoren a&sub1;, a&sub2;, ...an, danach werden die gewichteten Abtastwerte in dem Addierer 21 summiert. Danach wird das Differenzsignal E zwischen dem empfangenen Summenvektor yn und dem gewünschten Vektor dn, der dem ursprünglich übertragenen Vektor entspricht und aus dem Speicher ausgelesen wurde, durch Verwendung eines zweiten Addierers 22 berechnet. In einer Recheneinheit 23, die einen adaptiven LMS - Algorithmus verwendet, wird der Mittelwert der quadrierten Differenzen minimiert, indem die Bewertungsfaktoren a&sub1;, a&sub2;, ..., an für den Wichtungsvektor A aktualisiert werden, sobald ein neuer Vektor xn empfangen wurde.
Lineare Entzerrer werden hauptsächlich als Entzerrer in der Zeitebene verwendet obwohl ihre Schwäche darin besteht, dass die Konvergenzrate der Berechnung unter bestimmten Bedingungen langsam ist. Ein Weg zur Beschleunigung der Konvergenzrate ist, das Eingangssignal x irgendwie in ein anderes Signal mit entsprechender Autokorrelationsmatrix mit einem kleineren Verhältnis Maximum Eigenwert / Minimum Eigenwert zu transformieren. Eine Möglichkeit der Transformation ist die, das Signal aus der Zeitebene in die Frequenzebene zu transformieren, hierfür sind Entzerrer, die den Mittelwert des quadrierten Fehlers minimieren, bereits vorgeschlagen worden. Ein Signal, das von den Entzerrern in der Frequenzebene empfangen wurde, kann z. B. durch diskrete Fourier-Transformation (DFT) oder diskrete Cosinus-Transformation (DCT) in die Frequenzebene transformiert werden. Die Korrektur wird durchgeführt durch Multiplikation der transformierten Abtastwerte mit einstellbaren komplexen Zahlen.
Adaptive Filtern, die Least Mean Square (LMS) - Algorithmen in der Zeit- und Frequenzebene für Kanalentzerrung verwenden, wurden z. B. in dem Artikel von Narayan, Peterson, Narasimha: "Transform Domain LMS Algorithm" in der IEEE Publikation Transactions an Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. Assp-31, No3, Juni 1983, beschrieben. Das Problem mit diesen LMS - Algorithmen ist jedoch generell, dass, wenn man versucht, einen kleinen verbleibenden quadrierten Fehlermittelwert zu erhalten, das Verfahren eine niedrige Konvergenzrate hat und nicht in der Lage ist, schnellen Änderungen der Eigenschaften des Übertragungskanals zu folgen.
Für Empfänger für orthogonales Frequenzmultiplex (OFDM), bei denen Transformation in die Frequenzebene stets ausgeführt wird, ist ebenfalls ein Verfahren bekannt, bei dem die Abtastwerte aus der Frequenzebene mit den entsprechenden inversen Werten des Frequenzgangs des geschätzten Kanals multipliziert werden und der geschätzte Kanal abgeglichen wird, damit er dem tatsächlichen Kanal entspricht. Der Schätzwert, der für einen einzigen Abtastwert gebildet wurde und einem entsprechenden tatsächlichen Abtastwert entsprechen soll, ist jedoch ziemlich unzuverlässig, dies reduziert die Zuverlässigkeit der Kanalentzerrung. Es ist schwierig, einen guten Schätzwert zu bilden, besonders wenn das Kanalrauschen stark ist.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Anordnung für Kanalentzerrung in der Frequenzebene für digitale Signale anzugeben, mit denen die oben erwähnten Probleme gelöst werden können. Demnach ist das Ziel ein Kanalentzerrer, der die Nachteile der bekannten Kanalentzerrer, die das Verfahren der Least Mean Squared Error (LMSE) anwenden, vermeidet und bei dem die Berechnungsalgorithmen der Faktoren eine erheblich schnellere Konvergenz aufweisen im Vergleich zu entsprechenden Entzerrern, die das LMSE - Verfahren anwenden.
Ein Verfahren entsprechend der Erfindung ist in Anspruch 1 dargelegt. Ein Kanalentzerrer entsprechend der Erfindung ist in Anspruch 8 beschrieben.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Kanalentzerrung werden Schätzwerte als Korrekturfaktoren aus den inversen Werten des Frequenzgangs des Kanals so gebildet, dass für jede Symbolfolge der Schätzwert als gewichteter Mittelwert des Schätzwerts der vorhergehenden Folge und einem neuen numerischen Wert, der dadurch erhalten wird, dass der tatsächliche Symbolwert durch den empfangenen Symbolwert dividiert wird, genommen wird.
Ein Kanalentzerrer, der dieses Verfahren anwendet, enthält einen DFT- Transformationsblock als Demultiplexer, einen Multiplizierer, einen Quantisierungsblock, einen Aktualisierungsblock für die Faktoren und einen Trainingssymbolblock, wobei Abtastwerte, die von dem Demultiplexer empfangen werden, im Multiplizierer mit dem Faktor C korrigiert werden und die korrigierten Abtastwerte im Quantisierungsblock quantisiert werden, und wobei die im Quantisierungsblock quantisierten Abtastwerte als Ausgang des Entzerrers verwendet werden und wobei zusätzlich in der Entscheidungsrückkopplungsphase des Entzerrers für die Aktualisierung der Faktoren im Aktualisierungsblock die Faktoren erstmalig eingestellt werden mit Hilfe des Trainingssymbolblocks durch Verwendung eines bekannten Trainingssymbols und wobei ein gewichteter Mittelwert der Korrekturfaktoren des vorhergehenden Zeitpunkts und des gegenwärtigen Zeitpunkts verwendet wird, um die Faktoren zu aktualisieren.
Die Erfindung wird im folgenden mit Bezug zu den Zeichnungen näher beschrieben, wobei:
Fig. 1 das grundsätzliche Prinzip des MCM - Verfahrens auf der Senderseite zeigt,
Fig. 2 die Prinzipschaltung eines LMS - Entzerrers in der Zeitebene zeigt,
Fig. 3 eine Übertragungskette eines OFDM - Systems darstellt,
Fig. 4 einen erfindungsgemäßen Kanalentzerrer zeigt,
Fig. 5 eine Prinzipschaltung für ein Filter für die Aktualisierung der Korrekturfaktoren zeigt.
Die Erfindung wird anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert, bei dem der Kanalentzerrer in einem als solchen bekannten OFDM-Empfänger angewendet wird. Fig. 1 zeigt das allgemeine Prinzip eines Systems für Vielfachträgermodulation (MCM) in einem Empfänger. Fig. 3 zeigt die komplette Übertragungskette des Systems, zusätzlich wurde angenommen, dass der Modulator 2 in Fig. 1 eine Modulation verwendet, bei der ein Zeitebenensignal auf ein Frequenzebenensignal moduliert wurde. Zur Vereinfachung wird die Bezeichnung orthogonales Frequenzmultiplex (OFDM) für dieses System im nachstehenden Text verwendet werden. Die Übertragungskette in Fig. 3 enthält demnach einen Multiplexblock 31, der den Modulatoren 2 und der Addierstufe 3 aus Fig. 1 entspricht, einen Übertragungskanal 32 und einen Demultiplexblock 33. Auf der Senderseite wird ein Datenstrom, der in paralleler Form vorliegt und mit Symbolen X(0), X(1), ..., X(N - 1) bezeichnet ist, in einem Multiplexblock 31 auf die Unterträger gemultiplext, z. B. mittels inverser diskreter Fourier- Transformation (IDFT). Ein Multiplexsignal wird danach an einen Übertragungskanal 32 weitergegeben. Im Demultiplexer 33 des Empfängers werden die Abtastwerte der Unterkanäle zurück in die parallele Form Y(0), Y(1), ..., Y(N - 1) mittels diskreter Fourier-Transformation (DFT) demultiplext.
Wenn die Übertragungsfunktion h(n) des Übertragungskanals 32 linear ist, kann der oben beschriebene Prozess wie folgt dargestellt werden:
y(n) = x(n)*h(n) + d(n).
Hierin ist d(n) die Summe des gesamten Rauschens im Kanal. Wie in der Diskussion des Standes der Technik beschrieben, wird das Schutzintervall in Bezug auf das OFDM - Symbol ausreichend lang gewählt, d. h. länger als die Ausbreitungsverzögerung im Kanal. Dann können die Datenwerte Y(k) wie folgt dargestellt werden:
Y(k) = X(k) H(k) + D(k)
wobei H(k) die diskrete Fourier-Transformation (DFT) der Kanalantwort ist und D(k) die diskrete Fourier-Transformation (DFT) des Rauschens ist. Es ist ersichtlich, dass die empfangenen Abtastwerte in Abhängigkeit vom Kanal mehr oder weniger verzerrt sind, d. h. Y(k) ≠ X(k).
Durch Verwendung der erfindungsgemäßen Korrekturfaktoren C(k) für jeden Unterträger können die Auswirkungen der Verzerrungen reduziert werden. Dann sind die im Empfänger korrigierten Abtastwerte gleich:
(k) = C(k) Y(k) = C(k) X(k) H(k) - C(k) D(k)
Wenn man annimmt, dass C(k)H(k) = 1 ist, lässt sich die angegebene Gleichung umformen
Wenn der zeitliche Mittelwert des Rauschens im Kanal gleich Null ist, d. h. < D(k)> = 0, ist der zeitliche Mittelwert der korrigierten Abtastwerte gleich
Daraus erkennt man, dass Entzerrung entsprechend diesem Verfahren im Mitte( das gewünschte Resultat erzielt.
Fig. 4 zeigt einen erfindungsgemäßen Kanalentzerrer für die Entzerrung von digitalen Signalen in der Frequenzebene. Der Entzerrer enthält einen DFT- Transformationsblock 43 als Demultiplexer, einen Multiplizierer 44, einen Quantisierblock 45, einen Aktualisierungsblock 46 für Faktoren und einen Trainingssymbolblock 47. Hierbei sind alle abgetasteten Daten in Vektorform dargestellt, d. h., dass die Information bezüglich aller N Unterträger in paralleler Form nach der DFT-Transformation vorliegt. Vom DFT-Transformationsblock 43 empfangene Abtastwerte werden mit den Faktoren C im Multiplizierer 44 korrigiert, danach werden die korrigierten Abtastwerte im Quantisierblock 45 quantisiert, dessen Ausgang stellt den Ausgang des Entzerrers dar. Abtastwerte, wie in Quantisierungsblock 45 quantisiert wurden, werden auch während der Entscheidungsrückkopplung des Entzerrers verwendet, um die Faktoren im Aktualisierungsblock 46 für Faktoren zu aktualisieren. Die Faktoren für den Entzerrer werden erstmalig eingestellt mit Hilfe des Trainingssymbolblocks 47 durch Verwendung eines bekannten Trainingssymbols.
Im Gegensatz zur Ermittlung des konventionellen Least Mean Square (LMS) wird die Aktualisierung der Faktoren durch Verwendung eines gewichteten Mittelwerts zwischen den Korrekturfaktoren des vorhergehenden Zeitpunkts und des gegenwärtigen Zeitpunkts durchgeführt. Dabei werden die Korrekturfaktoren wie folgt erhalten:
Hierbei bezeichnet j den Zeitpunkt und k die Ordnungszahlen des Unterträgers. X(k) ist das übertragene Symbol und Y(k) der empfangene und unkorrigierte Abtastwert. Δ ist ein passend gewählter Wichtungskoeffizient.
Π ist eine Entscheidungsfunktion, die ihr Argument in Euclidischem Sinne zum nächstgelegen Konstellationspunkt wie folgt abrundet:
Π [x] = {si : min x - si }
wenn S = {S&sub0;, S&sub1;, ..., Sn-1} eine Gruppe von Konstellationspunkten ist.
In einer Situation, bei der Y(j,k) nahe null oder gleich Null ist erzeugt die Tatsache, dass dieser letztere Term in der erwähnten Summe C(j + 1,k) nur einmal auftritt, eine problematische Situation. Diese Situation kann vermieden werden, indem man festlegt, dass die Faktoren des Entzerrers nicht aktualisiert werden, wenn Y(j,k) kleiner ist als ein vorher festgelegter geeigneter Schwellenwert, bei dem C(j + 1,k) = C(j,k) ist.
Fig. 5 zeigt einen erfindungsgemäßen Filteraufbau zur Aktualisierung der Korrekturfaktoren des Kanalentzerrers. Er enthält Faktorenblöcke 51, 52, einen Addierer 53 und eine Verzögerungseinrichtung 54. Zu Beginn wird X(k) durch Verwendung eines bekannten Trainingssymbols T(k) ermittelt, das von einem Trainingssymbolblock 47 entsprechend Fig. 4 geliefert wird und danach wird dazu eine Entscheidung herangezogen, die in einer Entscheidungsrückkopplungsschaltung getroffen wurde. Die Faktoren des Entzerrers können erstmals mittels eines bekannten Trainingssymbols eingestellt werden. Bei der erstmaligen Einstellung wird festgelegt, dass Δ = 1 ist, in diesem Falle wird Information über die vorhergehenden Faktoren überhaupt nicht benötigt. Die erstmaligen Werte werden aus der Formel für die Korrekturfaktoren C(j + 1,k) gewonnen, indem Δ = 1 gesetzt wird und Π[X( ,k)] = T(k) wie folgt ermittelt wird:
C(0,k) = T(k)/Y(0,k)
Ein Abtastwert Π[X( ,k)] entsprechend dem Symbol X(j,k) wird als Ausgang des Entzerrers erhalten.
Entsprechend einem Ausführungsbeispiel kann auch ein variabler Faktor anstelle des festen Wertes Δverwendet werden. Wenn z. B. ein starkes Signal empfangen wird, das heißt, wenn Y(k) groß ist, kann der Wert von Δ dementsprechend angehoben werden. Der Hintergrund ist der, dass ein starkes Signal eine zuverlässigere Schätzung des Kanals ermöglicht. Dann könnte der Faktor gebildet werden als Δ( Y(k) ). Dies erhöht allerdings den Rechenaufwand.
Das hier beschriebene Verfahren kann speziell in Systemen angewendet werden, die orthogonales Frequenzmultiplex (OFDM) verwenden, z. B. für die Übertragung von Rundfunk- und Fernsehsignalen. Der Algorithmus des Entzerrers hat eine deutlich schnellere Konvergenz als Algorithmen für Entzerrer, die auf dem Least Mean Square Verfahren basieren, wobei bei diesen Algorithmen der verbleibende mittlere quadrierte Fehler gleichermaßen klein ist. Das Verfahren ist auch adaptiv, was bedeutet, dass es in der Lage ist, langsamen Änderungen der Eigenschaften des Übertragungskanals zu folgen.

Claims

1. Verfahren zur Kanalentzerrung eines digitalen Mehrträgersignals in der Frequenzdomäne beim Empfangen eines modulierten Mehrirägersignals, das von einem Transferkanal übertragen wurde und das nach Symbolfolgen in mehrere parallele Subkanäle einschließlich unkorrigierter Abtastwerte transformiert wird, wonach jeder unkorrigierte Abtastwert durch Multiplikation desselben mit einem Korrekturfaktor korrigiert wird, der durch Symbolfolgen aktualisiert wird, dadurch gekennzeichnet, dass für jeden Subkanal der Korrekturfaktor als gewichtetes Mittel aus dem Korrekturfaktor desselben Subkanals, der dem vorherigen Zeitpunkt entspricht, und einem numerischen Wert gebildet wird, der durch Dividieren des quantifizierten, korrigierten Abtastwertes desselben Subkanals durch den empfangenen unkorrigierten Abtastwert desselben Subkanals erhalten wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der eigentliche Symbolwert von dem korrigierten Abtastwert erhalten wird, der vom Ausgang des Entzerrers für den vorherigen Zeitpunkt empfangen wurde.

3. Verfahren nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass Korrekturfaktoren (C) wie folgt erhalten werden:

wobei

j den Zeitpunkt bedeutet,

k die Ordinalzahl des Subkanals ist,

X(k) das übertragene Symbol, (k) den korrigierten Abtastwert und Y(k) der unkorrigierte Abtastwert ist,

Δ der gewichtete Koeffizient und

Π eine Entscheidungsfunktion ist, die ihren Parameter wie folgt in der euklidischen Bedeutung zum nächsten Konstellationspunkt abrundet:

Π [x] = {si : min x - si }

wobei S = S&sub0;, S&sub1;, ..., SN-1 ein Satz von Konstellationspunkten ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangswerte C(0,k) von Korrekturfaktoren durch Einstellen von Δ = 1 und Π [ (0,k)] = T(k) erhalten werden, wobei T(k) ein bekanntes Trainingssymbol ist.

5. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Gewichtungskoeffizient variabel ist, und in diesem Fall ist, wenn der Wert Y(k) des zu empfangenden Signals groß ist, der Wert des Gewichtungskoeffizienten entsprechend erhöht.

6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass, wenn ein unkorrigierter Abtastwert für eine Symbolfolge gleich oder nahe Null ist, Korrekturfaktoren für diese Folge überhaupt nicht aktualisiert werden.

7. Anwendung eines Verfahrens nach einem der vorherigen Ansprüche in Empfängern, die mit dem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren arbeiten.

8. Kanalentzerrer zur Kanalentzerrung eines digitalen Mehrirägersignals in der Frequenzdomäne, umfassend einen Demultiplexierblock (43) zum sequentiellen Umformen eines Mehrträgersignals in mehrere parallele, unkorrigierte Abtastwerte (Y(0), Y(1), ... Y(n)), einen Vervielfacher (44), wobei jeder unkorrigierte Abtastwert mit einem Korrekturfaktor (C) multipliziert wird, einen Quantisierblock (45) zum Quantisieren eines Abtastwertes (X), der vom Ausgang des Vervielfachers erhalten wurde, und einen Aktualisierungsblock (46) von Korrekturfaktoren, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingang des Aktualisierungsblockes (46) von Korrekturfaktoren funktionell mit dem Ausgang des Entzerrers verbunden ist, bei dem der erwähnte Eingang durch einen korrigierten Abtastwert (H( )) beeinflusst wird, der für den vorherigen Zeitpunkt gebildet wird, und der zweite Eingang des Aktualisierungsblockes mit dem Ausgang des Demultiplexierblockes (43) verbunden ist, an dem der erwähnte zweite Eingang durch den unkorrigierten Abtastwert (Y) des aktuellen Zeitpunktes beeinflusst wird, wobei der Aktualisierungsblock (46) von Korrekturfaktoren ein Mittel zum Berechnen des Korrekturfaktors für jede Symbolfolge als gewichtetes Mittel aus dem Korrekturfaktor für den vorherigen Zeitpunkt und einem numerischen Wert enthält, der durch Dividieren des quantisierten korrigierten Wertes (Π( )) desselben Subkanals erhalten wird, der den ersten Eingang durch einen unkorrigierten Abtastwert (Y) desselben Subkanals beeinflusst, der den zweiten Eingang beeinflusst.

9. Kanalentzerrer nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Faktoren dadurch initialisiert werden, dass der erste Eingang mit dem Trainingssymbolblock (47) verbunden wird, von dem ein bekanntes Trainingssymbol (T) erhalten wird.

10. Kanalentzerrer nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel Berechnungsmittel beinhalten, um Korrekturfaktoren (C) wie folgt zu berechnen:

wobei

j den Zeitpunkt bedeutet,

k die Ordinalzahl des Subkanals ist,

X(k) das übertragene Symbol, (k) der korrigierte Abtastwert und Y(k) der unkorrigierte Abtastwert ist,

Δ der gewichtete Koeffizient und

Π [x] = {si : min x - si }

wobei S = S&sub0;, S&sub1;, ..., SN-1 ein Satz von Konstellationspunkten ist.

11. Kanalentzerrer nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnungsmittel folgendes umfassen: ein erstes Gewichtungsmittel (51), das den Quotienten des ersten Eingangs und des zweiten Eingangs des Aktualisierungsblockes (46) des Korrekturfaktors mit einem Gewichtungskoeffizienten Δ gewichtet, und dessen Ausgang mit dem ersten Eingang des Summierers (53) verbunden wurde, ein zweites Gewichtungsmittel (52), das mit einem Gewichtungskoeffizient 1 - Δ ein Ausgangssignal C(j,k) eines Summierers (53) gewichtet, das zu diesem übertragen wurde und das für eine Symbolfolge in einem Verzögerungselement (54) verzögert wurde, und der Ausgang dieses zweiten Gewichtungsmittels (52) mit dem zweiten Eingang des Summierers (53) verbunden wurde, an dem das Ausgangssignal des Summierers (53) der Korrekturfaktor C(j + 1,k) ist.