DE102011086818B4

DE102011086818B4 - System und verfahren zum testen einer integrierten hochfrequenzschaltung

Info

Publication number: DE102011086818B4
Application number: DE102011086818.6A
Authority: DE
Inventors: Johann Peter Forstner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2010-11-23
Filing date: 2011-11-22
Publication date: 2017-06-29
Anticipated expiration: 2031-11-23
Also published as: FR2967785A1; KR20120055486A; DE102011086818A1; US8686736B2; US10605856B2; US10175292B2; US9166706B2; US20160041221A1; FR2967785B1; CN102540052A; US20120126821A1; US20140187170A1; JP5346070B2; KR101331722B1; JP2012112962A; CN102540052B; US20190137564A1

Abstract

Verfahren zum Testen einer integrierten Hochfrequenzschaltung (202, 300), die eine HF-Schaltung (204, 340, 350) und eine chipinterne Testschaltung (208, 302) umfasst, wobei die HF-Schaltung (204, 340, 350) konfiguriert ist, um bei hohen Frequenzen zu arbeiten, und wobei die chipinterne Testschaltung (208, 302) einen Oszillator (306) mit variabler Frequenz aufweist, die konfiguriert ist, um während Testmodi zu arbeiten, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Erzeugen von Hochfrequenztestsignalen unter Verwendung des Oszillators (306) der chipinternen Testschaltung (208, 302); Messen von Signalpegeln unter Verwendung von chipinternen Leistungsdetektoren (316, 324); und Überwachen und Einstellen einer Frequenz der durch den Oszillator (306) der chipinternen Testschaltung (208, 302) erzeugten Hochfrequenztestsignale unter Verwendung von Niederfrequenzsignalen.

Description

Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Halbleiterbauelemente und -verfahren und insbesondere auf ein System und Verfahren zum Testen einer integrierten Hochfrequenz-(HF-)Schaltung.
Mit der erhöhten Nachfrage nach millimeterwellenbasierten HF-Systemen gab es ein entsprechendes Interesse daran, diese HF-Systeme auf siliziumbasierte integrierte Schaltungen zu integrieren, anstatt diskrete III/V-basierte Halbleiterkomponenten zu verwenden. Millimeterwellenfrequenzen sind allgemein definiert als zwischen etwa 30 GHz und 300 GHz liegend. Übliche Anwendungen für millimeterwellenbasierte HF-Systeme umfassen beispielsweise Kraftfahrzeugsradar und Hochfrequenzkommunikationssysteme. Durch Verwenden von Siliziumintegration können größere Mengen dieser HF-Systeme kostengünstiger hergestellt werden als diskrete komponentenbasierte Systeme.
Das Testen von millimeterwellenbasierten Systemen ist jedoch schwierig und teuer. Beispielsweise sind bei Systemen, die bei über 10 GHz arbeiten, die Präzisionstesthalterungen und Ausrüstung, die verwendet wird, um diese Systeme zu testen, teuer. Diese Testhalterungen und Ausrüstung sind zeitaufwändig zu betreiben, kalibrieren und zu warten und die HF-Sonden, die zum Testen verwendet werden, haben eine begrenzte Lebensdauer und verschleißen im Lauf der Zeit. Physikalische Deformationen, wie z. B. gebogene Kontakte, können Hochfrequenzanpassungsnetzwerke beeinträchtigen, und die Korrosion von Kontakten und Verbindern kann Dämpfungscharakteristika des Testaufbaus verschlechtern. Ferner ist die Expertise, die erforderlich ist, um solche Hochfrequenztestausrüstung zu warten und zu betreiben, in Serienhalbleitertestumgebungen häufig nicht verfügbar. Daher kann, selbst wenn große Mengen an integrierten Millimeterwellen-HF-Schaltungen produziert werden, das Testen der integrierten Schaltungen ein großer Engpass werden.
1 stellt beispielsweise einen herkömmlichen Integrierte-HF-Schaltungstestaufbau 100 dar. Die HFIC 102 mit der HF-Schaltung 104 ist in dem Gehäuse 106 gehäust. Die HF-Testhalterung 108 ist mit dem Gehäuse 106 gekoppelt. In solch einem System wird HF-Testen der HFIC 102 durch die HF-Testhalterung 108 bei hohen Frequenzen durchgeführt. Eine Möglichkeit, Testzeit und -kosten einzusparen, ist es, keinen vollständigen Test des HF-Signalwegs durchzuführen. In einigen Systemen, wie z. B. radarbasierten Kraftfahrzeugskollisionswarnsystemen, kann jedoch vollständiges und umfassendes Testen nötig sein, um Sicherheit und Zuverlässigkeit des Systems sicherzustellen.
Die DE 10 2006 024 460 A1 betrifft ein Verfahren, um eine HF-Schaltung zu testen, die nach deren Fertigstellung mit einem diskret realisierten dielektrischen Resonator (DRO) verwendet werden soll. Der DRO muss diskret realisiert werden, und daher ist auf Waferebene kein Testen der Schaltungselemente möglich. Um ein Testen auf Waferebene zu ermöglichen, wird der DRO durch eine Testresonatorstruktur, die auf Waferebene realisiert ist, simuliert. Eine entsprechende Schaltung umfasst einen negativen Widerstand, der bei der fertig gestellten Schaltung über Anschlüsse mit dem diskreten DRO gekoppelt wird. Ferner ist ein Mischer vorgesehen, der die LO-Signale sowie die HF-Signale empfängt, um Zwischenfrequenzsignale zu erzeugen. Zum Testen der Funktionalität des Mischers auf Waferebene sind zusätzlich Mikrostreifenleitungen vorgesehen, die sich in Sägestraßenabschnitte des Wafers erstrecken. Durch die Kombination der Streifenleitungen und des negativen Widerstands ergibt sich die Testresonatorstruktur. Die HF-Signale werden aus der Testresonatorstruktur ausgekoppelt und dem HF-Eingang des Mischers bereitgestellt. An den Ausgängen liegt das Zwischenfrequenzsignal aus dem Mischer, ein Leistungssignal, das die Leistung des in den Mischer eingegebenen HF-Signals anzeigt, und ein Frequenzsignal an, welches auf dem LO-Signal basiert. Basierend auf den ausgegebenen Signalen wird ein Konversionsgewinn des Mischers bestimmt.
Die WO 2008/089 574 A1 beschreibt eine Testsignalgeneratorschaltung, die möglichst wenig Chipfläche innerhalb eines Mobiltelefons beansprucht. Die Testschaltung wird unter Verwendung sogenannter „native circuits” realisiert, nämlich solcher Schaltungen, die bereits einen Teil der HF-Schaltung darstellen. Die Testschaltung ist durch einen Signalgenerator 218 realisiert, der einen Mischer aufweist, um ein HF-Testsignal an einen Empfänger bereitzustellen, wobei dieses HF-Testsignal durch Mischen mit einem Empfangstakt, der durch einen Empfangstaktgenerator des Mobil-Telefons bereitgestellt wird, erzeugt wird. Das so erzeugte HF-Testsignal wird durch den Empfänger verarbeitet und ein entsprechendes Kompensationssignal zur Kompensation von Fehlern wird erzeugt.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Testen einer integrierten Hochfrequenzschaltung und eine integrierte Schaltung mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Weiterbildungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst ein Verfahren zum Testen einer integrierten Hochfrequenzschaltung (RFIC; RFIC = radio frequency integrated circuit) das Erzeugen von Hochfrequenztestsignalen unter Verwendung der chipinternen Testschaltung, das Messen von Signalpegeln unter Verwendung von chipinternen Leistungsdetektoren und das Steuern und Überwachen der chipinternen Testschaltung unter Verwendung von Niederfrequenzsignalen. Die HFIC-Schaltung ist konfiguriert, um bei hohen Frequenzen zu arbeiten, und eine chipinterne Testschaltung, die Frequenzerzeugungsschaltungsanordnung umfasst, ist konfiguriert, um während Testmodi zu arbeiten.
Das Vorhergehende hat die Merkmale eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung eher grob skizziert, damit die detaillierte Beschreibung der Erfindung, die nun folgt, besser verständlich ist. Zusätzliche Merkmale und Vorteile von Ausführungsbeispielen der Erfindung, die den Gegenstand der Ansprüche der Erfindung bilden, werden hierin nachfolgend beschrieben. Für Fachleute auf diesem Gebiet sollte klar sein, dass die offenbarte Konzeption und spezifischen Ausführungsbeispiele ohne weiteres als eine Basis verwendet werden können zum Modifizieren oder Entwickeln anderer Strukturen oder Prozesse zum Ausführen der gleichen Zwecke der vorliegenden Erfindung. Für Fachleute auf diesem Gebiet sollte ebenfalls klar sein, dass solche äquivalenten Konstruktionen nicht von der Wesensart und dem Schutzbereich der Erfindung abweichen, wie er in den angehängten Ansprüchen beschrieben ist.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf beiliegende Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 einen herkömmlichen Integrierte-HF-Schaltung-Testaufbau;
2 einen Integrierte-HF-Schaltung-Testaufbau gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
3 eine integrierte HF-Schaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
4 eine integrierte HF-Schaltung gemäß einem alternativen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
5 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer eingebauten Testausrüstungsschaltung.
Die Herstellung und Verwendung der derzeit bevorzugten Ausführungsbeispiele werden nachfolgend näher erörtert. Es sollte jedoch klar sein, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte bereitstellt, die in einer großen Vielzahl spezifischer Kontexte ausgeführt werden können. Die spezifischen erörterten Ausführungsbeispiele sind lediglich darstellend für verschiedene Möglichkeiten, die Erfindung durchzuführen und zu nutzen, und beschränken den Schutzbereich der Erfindung nicht.
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsbeispiele in einem spezifischen Kontext beschrieben, nämlich einem System und Verfahren zum Testen einer integrierten HF-Schaltung. Die Erfindung kann jedoch auch auf andere Schaltungstypen angewendet werden.
2 stellt einen Integrierte-HF-Schaltung-Testaufbau 200 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Die HFIC 202 hat eine HF-Schaltung 204 und eine eingebaute Selbsttestschaltung 208. Bei einem Ausführungsbeispiel ist die eingebaute Selbsttestschaltung 208 konfiguriert, um eine Schnittstelle zu bilden mit einer Niederfrequenz-(NF-)Testhalterung 210 über Testverbindungen 212. Bei Ausführungsbeispielen kann die HF-Schaltung eine einer Vielzahl von HF-Schaltungen sein, einschließlich, aber nicht beschränkt auf Schaltungen, wie HF-Empfänger, Sender, Radargeräte, HF-Kommunikationssysteme, Oszillatoren, Filter und dergleichen. Bei einigen Ausführungsbeispielen arbeitet die HF-Schaltung 204 bei Frequenzen von mehr als 10 GHz, beispielsweise bei etwa 24 GHz oder bei etwa 77 GHz für einige Kraftfahrzeugradaranwendungen. Bei alternativen Ausführungsbeispielen arbeitet die HF-Schaltung 204 oder Teile der HF-Schaltung 204 bei Frequenzen von weniger als 10 GHz.
Bei einigen Ausführungsbeispielen ist die HFIC während des Testens in dem Gehäuse 206 gehäust. Alternativ kann die HFIC 204 außerhalb des Gehäuses 206 getestet werden, beispielsweise während des Wafertests, als ein Nacktchip oder auf der Platinenebene, falls die HFIC 204 als ein Chip auf der Platine befestigt ist. Das Gehäuse 206 kann jedes einer Vielzahl von Gehäusen sein, einschließlich, aber nicht begrenzt auf, ein Kunststoff-Doppelreihengehäuse (PDIP; PDIP = plastic dual in-line package), ein Keramik-Doppelreihengehäuse (CERDIP; CERDIP = ceramic dual in-line package), ein Einreihengehäuse (SIP; SIP = single in-line package), ein kleines Gehäuse (SO package; SO = small outline), SO-Gehäuse mit j-förmigen Anschlussleitungen (SOJ); SO-Gehäuse mit c-förmigen Anschlussleitungen (COJ), Schrumpf-SO-Körpergröße (SSOP; SSOP = shrink SO body size), Miniaturkörpergröße (MSOP; MSOP = miniature body size), quadratisches Kunststoff-Flachgehäuse (PQFP; PQFP = plastic quad flat pack), anschlussleitungsloser Kunststoff-Chipträger (PLCC; PLCC = plastic leadless chip carrier), quadratisches Keramik-Flachgehäuse (CERQUAD; CERQUAD = ceramic quad flat pack), Höckerchipträger (BCC; BCC = bump chip carrier) oder ein Kugelgitterarray (BGA; BGA = ball grid array).
Bei einem Ausführungsbeispiel umfasst die NF-Testhalterung 210 Testausrüstung, die konfiguriert ist, um bei niedrigeren Frequenzen zu arbeiten als den nominalen Betriebsfrequenzen der HF-Schaltung 204. Bei einem Ausführungsbeispiel sind die Signalfrequenzen bei Testverbindungen 212 bei Gleichspannung und/oder weniger als 1 MHz. Bei anderen Ausführungsbeispielen können höhere Frequenzen verwendet werden.
3 stellt ein Ausführungsbeispiel einer HFIC 300 mit einem eingebauten BITE-Abschnitt 302 (BITE = built-in test equipment = eingebaute Testausrüstung) und einem HF-Schaltungsabschnitt dar. Bei einem Ausführungsbeispiel ist der HF-Schaltungsabschnitt ein Empfänger für ein FMCW-Radarsystem (FMCW = frequency modulated continuous wave = frequenzmodulierte kontinuierliche Welle), der einen dualen komplexen Homodynabwärtswandler verwendet. Der HF-Schaltungsabschnitt hat zwei Abwärtswandlerblöcke 340 und 350, die ein LO-Signal (LO = local oscillator = Lokaloszillator) über einen Leistungsteiler 360 empfangen. Jeder Abwärtswandlerblock 340 und 350 hat einen LO-Puffer 342, Polyphasefilter 344, Mischer 348 und 349 und einen rauscharmen Verstärker (LNA; LNA = low noise amplifier) 346. Bei einem Ausführungsbeispiel werden In-Phase- und Quadratur-Ausgangssignale IF1I und IF1Q des Abwärtswandlungsblocks 340 und In-Phase- und Quadratur-Ausgangssignale IF2I und IF2Q des Abwärtswandlungsblocks 350 an Zwischenfrequenz- und/oder Basisbandverarbeitungsschaltungsanordnung (nicht gezeigt) gesendet. Die Ausgangssignale dieser Zwischenfrequenz- und/oder Basisbandverarbeitungsschaltungen werden dann an den Niederfrequentester gesendet. LNAs 346 der Abwärtswandlungsblöcke 340 und 350 werden mit HF-Eingangssignalen RF1 bzw. RF2 gekoppelt über Koppler 334 und 332. Alternativ können Schalter verwendet werden anstatt oder zusätzlich zu den Kopplern 334 und 332. Es sollte klar sein, dass die Abwärtswandlerblöcke 340 und 350 Beispiele funktionaler HF-Schaltungen sind, die durch einen Ausführungsbeispiel-BITE-Block getestet werden können. Bei weiteren Ausführungsbeispielen können andere funktionale HF-Schaltungen durch Ausführungsbeispiel-BITE-Blöcke implementiert und getestet werden.
Bei einem Ausführungsbeispiel liefert der BITE-Abschnitt 302 Hochfrequenztestfunktionalität an den HF-Schaltungsabschnitt. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO; VCO = voltage controlled oscillator) 306 erzeugt das HF-Signal in dem Betriebsfrequenzband des HF-Schaltungsabschnitts. Bei einem Ausführungsbeispiel arbeitet der VCO 306 beispielsweise bei etwa 24 GHz. Bei alternativen Ausführungsbeispielen können andere Frequenzen verwendet werden. Bei einem Ausführungsbeispiel wird der VCO 306 implementiert unter Verwendung eines varactordiodenabgestimmten Colpitts-Oszillators, und einem Digital/Analog-Wandler (DAC; DAC = digital to analog converter) 310, der verwendet wird, um stufenweise Frequenzeinstellung des VCO 306 durchzuführen. Bei Ausführungsbeispielen, die einen digital gesteuerten Oszillator verwenden, sind keine extern bereitgestellten analogen Abstimmspannungen notwendig. Solche Ausführungsbeispiele minimieren den Anwendungsaufwand und vermeiden Rauschkopplung mit den empfindlichen Abstimmeingängen des Oszillators. Bei anderen Ausführungsbeispielen kann ein digital programmierbarer Oszillator verwendet werden, der beispielsweise schaltbare Tankoszillatorsegmente verwendet. Bei einigen Ausführungsbeispielen ist die VCO-Frequenz festgelegt, entweder direkt oder über den DAC 310 unter Verwendung einer seriellen Peripherieschnittstelle (SPI; SPI = serial peripheral interface) 330.
Das Ausgangssignal des VCO 306 wird an einen Verstärker mit variabler Verstärkung (VGA; VGA = variable gain amplifier) 308, einen Puffer 312 und einen Frequenzteilerblock 314 gesendet. Bei einem Ausführungsbeispiel hat der Frequenzteilerblock 314 ein hohes Teilungsverhältnis, um ein Niederfrequenzausgangssignal zu liefern, das ohne weiteres durch einen Frequenzzähler und/oder einen Mikroprozessor gemessen werden kann. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel von 3 hat der Frequenzteiler 314 ein Teilungsverhältnis von 2²⁰, um einen Ausgangstakt von etwa 23 KHz zu erzeugen. Bei alternativen Ausführungsbeispielen können andere Teilungsverhältnisse und Ausgangsfrequenzen verwendet werden. Bei einem Ausführungsbeispiel verwendet die Niederfrequenztestausrüstung den Niederfrequenzausgang des Teilers 314, um die Frequenz des VCO 306 zu überwachen und einzustellen. Bei einem Ausführungsbeispiel misst beispielsweise die externe Niederfrequenztestausrüstung den geteilten Ausgang des Frequenzteilers 314 und inkrementiert und/oder dekrementiert den DAC 310, bis eine Zielfrequenz erreicht ist.
Bei einem Ausführungsbeispiel erzeugt der VGA 308 den LO-Antrieb für die Abwärtswandlungsmischer der Empfänger 340 und 350 über den Schalter 318 und den Leistungsteiler 360. Während des Testens ist dieser Schalter 318 geschlossen. Bei einem Ausführungsbeispiel ist das LO-Eingangstor-zu-Leistungsteiler-360 Signal beendet durch eine angemessene Impedanz während des Testens, während der VGA 308 das LO-Signal liefert. Andererseits, wenn BITE 302 inaktiv ist, trennt der Schalter 318 die BITE 302 von dem Leistungsteiler 360. Die Amplitude des Ausgangs des VGA 308 wird durch den Leistungssensor 316 erfasst, der ein Gleichspannungsausgangssignal 352 als eine Anzeige der Signalstärke liefert. Bei einem Ausführungsbeispiel wird das Gleichspannungsausgangssignal 352 zu dem Ausgangsanschlussstift ANALOG OUT geleitet über den Multiplexer 322. Bei alternativen Ausführungsbeispielen wird das Gleichspannungsausgangssignal 352 digitalisiert unter Verwendung eines eingebauten A/D-Wandlers (nicht gezeigt) und kann unter Verwendung der SPI-Schnittstelle 330 ausgegeben werden.
Bei einigen Ausführungsbeispielen wird der Schalter 318 unter Verwendung von Bipolartransistoren implementiert. Alternativ kann der Schalter 318 implementiert werden unter Verwendung von PIN-Dioden, MOS-Transistoren oder anderen Bauelementen.
Bei einem Ausführungsbeispiel ist der Mischer 326 mit dem vorhergehenden Pufferverstärker 312 auch mit dem Ausgang des VCO 306 gekoppelt. Der Pufferverstärker 312 isoliert den Oszillatorkern von dem Mischer. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann der Pufferverstärker jedoch ausgelassen werden. Der Mischer 326 wird bei einigen Ausführungsbeispielen in einem SSB-Modus (SSB = single sideband = Einseitenband) betrieben oder bei anderen Ausführungsbeispielen in einem DSB-Modus (DSB = double sideband = Doppelseitenband) abhängig von dem System und seinen Spezifikationen. Bei einigen Ausführungsbeispielen wird der Mischer 326 in einem DSB-Modus betrieben mit einem unterdrückten Träger.
Bei einem Ausführungsbeispiel wandelt der Mischer 326 ein extern bereitgestelltes Niederfrequenz-(NF-)Signal aufwärts zu dem HF-Bereich. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann dieses LF-Signal zwischen etwa Gleichspannung und etwa 1 MHz liegen. Alternativ können andere Frequenzbereiche verwendet werden. Der Leistungssensor 324 misst die Ausgangsleistung des Mischers 326 und erzeugt ein Gleichsignal 354, das eine Anzeige der Signalstärke an dem Ausgang des Mischers 326 bereitstellt. Bei einem Ausführungsbeispiel wird das Gleichsignal 354 zu ANALOG OUT geleitet über den analogen Multiplexer 322. Alternativ kann das Gleichsignal 354 digitalisiert werden über einen eingebauten A/D-Wandler (nicht gezeigt), dessen Ausgabe digital verfügbar gemacht werden kann über die SPI 330 oder eine andere Schnittstelle.
Bei einem Ausführungsbeispiel wird der Ausgang des Mischers 326 geteilt unter Verwendung des Leistungsteilers 328 und zu den Eingängen der Abwärtswandlungsblöcke 340 und 350 geleitet über Koppler 334 bzw. 332. Bei einem Ausführungsbeispiel dämpfen die Koppler 332 und 334 die Ausgänge des Leistungsteilers 328 zwischen –10 dB und –20 dB. Alternativ können andere Kopplungsverluste verwendet werden. Beispielsweise kann der Kopplungsverlust der Koppler 332 und 334 eingestellt werden, um ein gewünschtes Eingangs-HF-Signal zu den Abwärtswandlungsschaltungen 340 und 350 zu liefern. Bei einigen Ausführungsbeispielen werden schwach gekoppelte Richtungskoppler verwendet, um einen HF-Eingang mit sehr niedrigem Pegel zu liefern. Bei einem Ausführungsbeispiel sind Koppler 332 und 334 Mikrostreifenkoppler. Alternativ werden Koppler 332 und 334 implementiert unter Verwendung anderer Kopplerstrukturen, wie z. B. einem Hybridkoppler. Bei einigen Ausführungsbeispielen können Koppler 332 und 334 ausgelassen werden und der Ausgang des Mischers 326 kann zu den Eingängen der Abwärtswandlungsblöcke 340 und 350 geleitet werden über einen Schalter, ein aktives Netzwerk und/oder ein passives Netzwerk. Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann der Leistungsteiler 328 auch eliminiert werden unter Verwendung eines vorhergehenden aktiven Funktionsblocks mit mehreren Ausgängen.
Bei einigen Ausführungsbeispielen kann zusätzliche Dämpfung bereitgestellt werden in dem Weg des Mischers 326. Bei einem weiteren alternativen Ausführungsbeispiel kann der Puffer 312 durch einen VGA ersetzt werden. Bei einem weiteren alternativen Ausführungsbeispiel können der Leistungssensor 324 und/oder zusätzliche Leistungssensoren in andere Abschnitte der Testschaltung platziert werden, beispielsweise an den Eingängen der Abwärtswandlerschaltungen 340 und 350, abhängig von der bestimmten Anwendung und ihren Spezifikationen. Bei alternativen Ausführungsbeispielen, die ein Testsignal für einen einzelnen HF-Eingang liefern, werden Leistungsteiler 328 und/oder 360 ausgelassen und ein einzelner Koppler 332 wird verwendet.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann die gesamte Funktionalität der BITE 302 gesteuert werden über eine Seriell-Parallel-Schnittstelle (SPI) 330. Alternativ können andere Schnittstellen verwendet werden, um die BITE 302 zu steuern, einschließlich anderer serieller und paralleler Schnittstellentypen.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann eine Anzahl unterschiedlicher Arten von Messungen durchgeführt werden an den Abwärtswandlern 340 und 350 unter Verwendung der BITE-Schaltung 302. Beispielsweise wird ein beispielhafter LO-Leistungsdurchlauf durchgeführt durch Durchführen einer Mehrzahl von Messungen, zwischen denen die Verstärkung des VGA 308 eingestellt wird. Umwandlungsverstärkung, Rauschzahl und dergleichen können bezüglich der LO-Leistung gemessen werden. Der Leistungssensor 316 wird verwendet, um Daten über die Stärke des LO-Antriebs zu liefern.
Bei einem Ausführungsbeispiel wird ein HF-Signalleistungsdurchlauf durchgeführt durch Variieren der Amplitude des Eingangs in den Mischer 326 bei dem Signal LF_IN. Ferner können Eingangskompression und Linearitätscharakteristika der Abwärtswandler 340 und 350 gemessen werden. Beispielsweise kann ein 1 dB-Kompressionspunkt gefunden werden durch Überstreichen der Eingangsleistung des Mischers 326 und Überwachen der Ausgänge der Abwärtswandler 340 und 350 entweder digital auf oder in dem analogen Bereich, für den 1 dB-Kompressionspunkt. Bei einem Ausführungsbeispiel wird beispielsweise Eingangskompression quantifiziert durch Korrelieren der ZF-Ausgangsamplituden mit dem Ausgang des Leistungssensors als eine Messung für die HF-Eingangsleistung. Intermodulationsverzerrung dritter Ordnung wird gemessen bezüglich einer Eingangsleistung und kann gemessen werden durch Einführung von zwei Tönen an dem Eingang des Mischers 326. Intermodulationsverzerrungsprodukte werden dann an den Ausgängen der Abwärtswandler 340 und 350 gemessen.
Bei einem Ausführungsbeispiel wird die Umwandlungsverstärkung gemessen, beispielsweise durch Einführen eines Tons bei LF_IN und Messen der Amplitude des entsprechenden Tons an dem Ausgang der Abwärtswandler 340 und 350. Ein HF- und Basisbandfrequenzdurchlauf wird durchgeführt durch Durchlaufen der Frequenz des Eingangs bei LF_IN. Gleichartig dazu wird ein LO-Frequenzdurchlauf durchgeführt durch Durchlaufen der Frequenz von VCO 306 über DAC 310 und Messen der geteilten LO-Frequenz an dem Signal DIV_OUT.
Bei einem Ausführungsbeispiel wird die Rauschzahl gemessen durch Messen der Umwandlungsverstärkung des Abwärtswandlers und Messen der Ausgangsrauschdichte der Abwärtswandler 340 und 350. Die Umwandlungsverstärkungsmessung wird durchgeführt durch Einführen eines Tons bei LF_IN und Messen der Amplitude des entsprechenden Tons an dem Ausgang der Abwärtswandler 340 und 350, entweder digital oder im analogen Bereich. Die Ausgangsrauschdichte der Abwärtswandler wird gemessen durch Durchführen einer Zeit-/Frequenztransformation, wie z. B. einer FFT eines digitalisierten Ausgangs der Abwärtswandler 340 und 350, falls ein A/D-Wandler auf dem Chip oder irgendwo sonst in dem System implementiert ist. Alternativ kann ein Spektrumanalysator verwendet werden, um die Rauschausgangsdichte der Abwärtswandler 340 und 350 zu messen. Die Rauschzahl wird dann berechnet gemäß Verfahren, die in der Technik bekannt sind. Es sollte klar sein, dass die hierin beschriebenen Messverfahren einige wenige Beispiele einer Anzahl von Messungen sind, die unter Verwendung von Systemen und Verfahren der Ausführungsbeispiele durchgeführt werden können.
4 stellt ein alternatives Ausführungsbeispiel eines Systems 400 dar, mit BITE 372 und einer HF-Schaltung mit Abwärtswandlern 340 und 350 und einem Leistungsteiler 360. Bei einem Ausführungsbeispiel ist die BITE 372 ähnlich der BITE 302 in 3, außer dass eine Rauschquelle 370 verwendet wird, um einen Testeingang zu den Abwärtswandlern 340 und 350 zu liefern, anstatt dem Mixer 326. Die Rauschquelle 370 liefert einen bekannten Rauschpegel an die Eingänge der Abwärtswandler 340 und 350. Messungen, wie z. B. Rauschzahl (RZ) und Umwandlungsverstärkung können durchgeführt werden durch Bestimmen der Ausgangsrauschpegel der Mischer 348 und 349 in den Abwärtswandlern 340 und 350. Bei einem Ausführungsbeispiel wird die Rauschzahl gemessen durch Verwenden eines y-Faktorverfahrens, auf dem die Rauschquelle 370 ein- und ausgeschaltet wird. Bei einigen Ausführungsbeispielen werden die Ausgangsrauschpegel der Mischer 348 und 349 digital gemessen durch Verwenden eines A/D-Wandlers gefolgt von DSP (nicht gezeigt) oder auf eine analoge Weise.
Bei einem Ausführungsbeispiel weist die Rauschquelle 370 eine ENR-Quelle auf (ENR = excess noise ratio = Zusatzrauschverhältnis), die zwei Ausgangsrauschdichten liefert. Bei einem Ausführungsbeispiel ist diese Rauschquelle implementiert unter Verwendung einer Lawinendurchbruchdiode oder Rauschdiode. Bei weiteren Ausführungsbeispielen können andere Rauschquellen verwendet werden, beispielsweise ein Widerstand oder eine Schaltung, die verstärktes thermisches Rauschen liefert. Bei einem Ausführungsbeispiel wird die Rauschleistungsfähigkeit der Abwärtswandler 340 und 350 getestet durch Durchführen von zwei Ausgangsrauschmessungen, eine mit einer ersten Rauschdichteausgabe der Rauschquelle 370 und eine andere mit einer zweiten Rauschdichteausgabe der Rauschquelle 370. Die Rauschzahlen der Abwärtswandler 340 und 350 werden dann berechnet unter Verwendung von y-Faktor-Rauschmesstechniken, wie sie in der Technik bekannt sind.
5 stellt ein Ausführungsbeispiel einer BITE-Kernschaltung 500 dar. Die Schaltung 500 hat einen VCO 502, dessen Frequenz gesteuert wird durch den DAC 512. Ein Ausgang des VCO 502 wird zu dem Signal LO_OUT geleitet über den VGA 504, und ein anderer Ausgang des VCO 502 wird zu dem Mischer 508 geleitet über den Puffer 506. Leistungssensoren 514 und 516 überwachen die Ausgänge des VGA 504 bzw. Mischers 508. Ein weiterer Ausgang des VCO 502 wird zu dem Teiler 510 geleitet, der den Ausgang des VCO 502 durch einen Faktor von x teilt. Bei einem Ausführungsbeispiel ist BITE 500 auf einer integrierten Schaltung angeordnet, zusammen mit einer HF-Schaltung, wie z. B. einer zu testenden Millimeterwellenschaltung. Während des Testens ist LO_OUT mit einem LO-Eingang der HF-Schaltung gekoppelt, RF_OUT ist mit einem Eingang der HF-Schaltung gekoppelt, ein Eingang LF_IN von LF_IN ist extern gekoppelt mit einer Niederfrequenzsignalquelle. DIV_OUT ist beispielsweise mit einem externen Frequenzzähler gekoppelt.
Bei einem Beispiel ist VCO zuerst programmiert, um eine Frequenz von 24 GHz auszugeben. Das Programmieren umfasst das Wählen eines anfänglichen DAC-Werts, mit dem VCO 502 einzustellen ist. Als nächstes wird die Frequenz von VCO gemessen durch Messen von DIV_OUT des externen Frequenzzählers. Falls der Teilungszähler x = 1.000.000, erreicht DIV_OUT eine Frequenz von 24 KHz, wenn der VCO 502 bei 24 GHz arbeitet. Bei einem Ausführungsbeispiel wird der DAC-Wert interaktiv eingestellt, bis DIV_OUT innerhalb eines Zielwertbereichs liegt.
Um Messungen durchzuführen, die LO-Einstellung erfordern, wird die Verstärkung des VGA 504 variiert und dessen entsprechender Leistungspegel wird über den Leistungssensor 514 gemessen. Um Messungen durchzuführen, die ein aktives Signal bei RF_OUT erfordern, wird ein Niederfrequenzeingang eingeführt bei LF_IN und aufwärts gewandelt. Falls beispielsweise der LO auf eine Frequenz von etwa 24 GHz eingestellt ist und ein 1 MHz Ton bei LF_IN eingeführt wird, werden entsprechende Töne erscheinen bei etwa 24.001 GHz und etwa 23.999 GHz, falls der Mischer 508 ein DSB-Mischer ist. Falls der Mischer 508 ein SSB-Mischer ist, wird der Ausgangston bei etwa 24.001 GHz sein oder etwa 23.999 GHz. Die Amplitude von RF_OUT kann dann gemessen werden unter Verwendung des Leistungssensors 516. Es sollte klar sein, dass diese Werte Beispiele sind und andere Frequenzen und Werte verwendet werden können.
Bei einem Ausführungsbeispiel werden die Signale LO_OUT und RF_OUT beide von VCO 502 abgeleitet, da die LO- und HF-Signale korreliert sind und kleine Frequenzfluktuationen das Testen eines Millimeterwellenempfängers nicht nachteilig beeinträchtigen. Bei einigen Ausführungsbeispielen hat die Frequenz des LF_IN-Signals, die durch den Mischer 508 zu dem HF-Bereich aufwärts gewandelt wird, den gleichen Frequenzwert wie die Frequenz des Abwärtswandlungsmischerausgangs, der getestet wird.
Vorteile von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung umfassen die Fähigkeit, Hochfrequenz-HF-Schaltungen zu testen, einschließlich Millimeterwellenschaltungen, ohne extern Hochfrequenz-HF-Signale anzulegen oder zu empfangen. Eingangs- und Ausgangssignale zu der Schaltung können Gleichspannungs- oder Niederfrequenzsignale sein. Daher kann ein voll funktionsfähiger HF-Test an einer HF-Schaltung oder einer integrierten HF-Schaltung durchgeführt werden während der Herstellung unter Verwendung einer Niederfrequenztesthalterung. Ein weiterer Vorteil umfasst die Fähigkeit, einen voll funktionsfähigen Test einer chipinternen HF-Schaltungsanordnung durchzuführen innerhalb einer Endsystemanwendung. Die Fähigkeit, einen solchen Test durchzuführen, ist vorteilhaft bezüglich einer Systemfehlersuche und/oder -Verifizierung. In sicherheitsbezogenen Systemen ermöglicht die Fähigkeit, einen systeminternen Test durchzuführen, einen höheren Grad an sicherheitstechnischer Systemverifizierung.
Ein weiterer Vorteil von Ausführungsbeispielen umfasst die Fähigkeit, den VCO abzustimmen unter Verwendung eines chipinternen DAC, da der Chip-DAC auf robuste Weise Rauschen und Störinjektion in den Test-Signalweg verhindern kann.
Obwohl diese Erfindung mit Bezugnahme auf darstellende Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, soll diese Beschreibung nicht in einem begrenzenden Sinne gesehen werden. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der dargestellten Ausführungsbeispiele sowie andere Ausführungsbeispiele der Erfindung sind für Fachleute auf diesem Gebiet offensichtlich, wenn sie auf die Beschreibung Bezug nehmen. Die angehängten Ansprüche umfassen daher alle solcher Modifikationen oder Ausführungsbeispiele.

Claims

Verfahren zum Testen einer integrierten Hochfrequenzschaltung (202, 300), die eine HF-Schaltung (204, 340, 350) und eine chipinterne Testschaltung (208, 302) umfasst, wobei die HF-Schaltung (204, 340, 350) konfiguriert ist, um bei hohen Frequenzen zu arbeiten, und wobei die chipinterne Testschaltung (208, 302) einen Oszillator (306) mit variabler Frequenz aufweist, die konfiguriert ist, um während Testmodi zu arbeiten, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Erzeugen von Hochfrequenztestsignalen unter Verwendung des Oszillators (306) der chipinternen Testschaltung (208, 302); Messen von Signalpegeln unter Verwendung von chipinternen Leistungsdetektoren (316, 324); und Überwachen und Einstellen einer Frequenz der durch den Oszillator (306) der chipinternen Testschaltung (208, 302) erzeugten Hochfrequenztestsignale unter Verwendung von Niederfrequenzsignalen.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem die hohen Frequenzen hohe Frequenzen von mehr als 10 GHz aufweisen, und die Niederfrequenzsignale Frequenzen von weniger als 1 MHz aufweisen.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem die HF-Schaltung (204, 340, 350) einen HF-Empfänger umfasst, und das Verfahren das Betreiben der integrierten Hochfrequenzschaltung (202, 300) in einem Testmodus aufweist, wobei das Betreiben der integrierten Hochfrequenzschaltung (202, 300) in dem Testmodus folgende Schritte aufweist: Koppeln eines Lokaloszillator-Eingangs des HF-Empfängers mit einem Ausgang des Oszillators (306) der chipinternen Testschaltung (208, 302); Koppeln eines HF-Eingangs des HF-Empfängers mit einem Ausgang eines Mischers (326) der chipinternen Testschaltung (208, 302), wobei der Mischer (326) der chipinternen Testschaltung (208, 302) einen ersten Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Oszillators (306) gekoppelt ist; und Anlegen einer Testfrequenz von einer externen Niederfrequenzschnittstelle der chipinternen Testschaltung (208, 302) an einen zweiten Eingang des Mischers (326) der chipinternen Testschaltung (208, 302).
Verfahren gemäß Anspruch 3, das ferner das Ändern einer Betriebsweise der integrierten Hochfrequenzschaltung (202, 300) von dem Testmodus zu einem Normalmodus aufweist, wobei das Ändern des Betriebsmodus folgende Schritte aufweist: Abschalten des Oszillators (306); und Trennen des Ausgangs des Oszillators (306) der chipinternen Testschaltung (208, 302) von dem Lokaloszillator-Eingang des HF-Empfängers.
Verfahren gemäß Anspruch 3 oder 4, das ferner das Einstellen einer Lokaloszillator-Signalleistung aufweist, wobei das Einstellen der Lokaloszillator-Leistung folgende Schritte aufweist: Messen eines Ausgangspegels eines Testverstärkers (308) mit variabler Verstärkung, der zwischen den Oszillator (306) und den Lokaloszillator-Eingang gekoppelt ist, über einen ersten Leistungsdetektor (316), der einen Ausgang aufweist, der mit der externen Niederfrequenzschnittstelle der chipinternen Testschaltung (208, 302) gekoppelt ist; und Einstellen einer Verstärkung des Testverstärkers (308) mit variabler Verstärkung basierend auf der Messung, um einen Ziel-Lokaloszillator-Signalpegel zu liefern.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 3 bis 5, das ferner das Bestimmen einer Umwandlungsverstärkung aufweist, wobei das Bestimmen einer Umwandlungsverstärkung folgende Schritte aufweist: Messen eines ersten Signalpegels an dem Ausgang des Mischers (326), über einen zweiten Leistungsdetektor (324), der einen Ausgang aufweist, der mit einer Niederfrequenzschnittstelle der chipinternen Testschaltung (208, 302) gekoppelt ist; Messen eines zweiten Signalpegels an einem Ausgang des Empfängers; und Bestimmen von Umwandlungsverstärkung basierend auf dem Messen des ersten Signalpegels und dem Messen des zweiten Signalpegels.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 3 bis 6, das ferner das Einstellen einer Frequenz des Oszillators (306) aufweist, wobei das Einstellen der Frequenz folgende Schritte aufweist: Teilen einer Ausgangsfrequenz des Oszillators (306); Liefern der geteilten Oszillatorfrequenz an die externe Niederfrequenzschnittstelle; Messen der geteilten Oszillatorfrequenz; und Anpassen einer Frequenzeinstellung des Oszillators (306) basierend auf der Messung.
Verfahren gemäß Anspruch 7, bei dem das Anpassen der Frequenz das Schreiben eines Werts in einen Digital/Analog-Wandler (310) aufweist, der einen Ausgang aufweist, der mit einem Frequenzsteuereingang des Oszillators (306) gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung, die folgende Merkmale aufweist: eine HF-Schaltung (204, 340, 350), die folgende Merkmale aufweist: eine externe Hochfrequenzschnittstelle, die konfiguriert ist, um in einem ersten Frequenzband zu arbeiten, wobei die externe Hochfrequenzschnittstelle mit einer Ausgangsanschlussfläche der integrierten Schaltung gekoppelt ist; und eine erste schaltbare interne Hochfrequenzschnittstelle, die konfiguriert ist, um in dem ersten Frequenzband zu arbeiten; und eine chipinterne Testschaltung (208, 302), die folgende Merkmale aufweist: einen Oszillator (306) mit variabler Frequenz, der mit einem Schalter (318) gekoppelt ist, wobei der Schalter (318) mit der ersten schaltbaren internen Hochfrequenzschnittstelle gekoppelt ist, und eine externe Niederfrequenzschnittstelle, die konfiguriert ist, um in einem zweiten Frequenzband zu arbeiten, wobei das zweite Frequenzband Frequenzen aufweist, die niedriger sind als das erste Frequenzband, wobei die externe Niederfrequenzschnittstelle konfiguriert ist, um Niederfrequenzsignale im zweiten Frequenzband zu verarbeiten, die eine Frequenz der durch den Oszillator erzeugten Hochfrequenztestsignale überwachen und einstellen.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 9, bei der die externe Niederfrequenzschnittstelle konfiguriert ist, um mit einem Niederfrequenztester gekoppelt zu werden.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 9 oder 10, bei der: das erste Frequenzband Frequenzen von mehr als 10 GHz aufweist; und das zweite Frequenzband Frequenzen von weniger als 1 MHz aufweist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 9, bei der die chipinterne Testschaltung (208, 302) ferner folgende Merkmale aufweist: einen Verstärker (308) mit variabler Verstärkung mit einem Eingang, der mit dem Oszillator (306) mit variabler Frequenz gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Schalter (318) gekoppelt ist; einen ersten Leistungssensor (316) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Verstärkers (308) mit variabler Verstärkung gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit der externen Niederfrequenzschnittstelle gekoppelt ist; einen Mischer (326) mit einem ersten Eingang, der mit dem Oszillator (306) mit variabler Frequenz gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit einer zweiten Hochfrequenzschnittstelle der HF-Schaltung (204, 340, 350) gekoppelt ist; und einen zweiten Leistungssensor (324) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Mischers (326) gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit der externen Niederfrequenzschnittstelle gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 12, bei der die chipinterne Testschaltung (208, 302) ferner einen Temperatursensor aufweist, der mit der externen Niederfrequenzschnittstelle gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß Anspruch 12 oder 13, bei der der Mischer (326) ferner einen zweiten Eingang aufweist, der mit der externen Niederfrequenzschnittstelle gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 12 bis 14, bei der der erste Leistungssensor (316) und der zweite Leistungssensor (324) über einen analogen Multiplexer mit der externen Niederfrequenzschnittstelle gekoppelt sind.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, bei der die HF-Schaltung (204, 340, 350) einen Lokaloszillator-Eingang aufweist, der mit der ersten schaltbaren internen Hochfrequenzschnittstelle gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 12 bis 16, bei der die HF-Schaltung (204, 340, 350) einen Empfänger aufweist, der über einen Koppler (332, 334) mit dem Ausgang des Mischers (326) gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 17, bei der die chipinterne Testschaltung (208, 302) ferner einen Digital/Analog-Wandler (310) aufweist, der mit einem Frequenzsteuereingang des Oszillators (306) mit variabler Frequenz gekoppelt ist, und einen Frequenzteiler (314), der zwischen den Oszillator (306) mit variabler Frequenz und den externen Niederfrequenzeingang gekoppelt ist.