DE102009031144B4

DE102009031144B4 - Oszillatorschaltung und Verfahren zum Erzeugen eines Taktsignals

Info

Publication number: DE102009031144B4
Application number: DE102009031144A
Authority: DE
Inventors: Gregor Schatzberger
Original assignee: Austriamicrosystems AG
Current assignee: Ams Osram AG
Priority date: 2009-06-30
Filing date: 2009-06-30
Publication date: 2013-08-01
Anticipated expiration: 2029-07-01
Also published as: DE102009031144A1; US8198947B2; US20100327985A1

Abstract

Oszillatorschaltung, umfassend
– einen Ladeblock (200) mit einem ersten Anschluss (201) zur Zuführung eines ersten Ladestroms (IREF1), an den ein erster Kondensator (C1) und eine Serienschaltung eines ersten und eines zweiten Schalters (MN1, MN2) angeschlossen sind, und mit einem zweiten Anschluss (202) zur Zuführung eines zweiten Ladestroms (IREF2), an den ein zweiter Kondensator (C2) und eine Serienschaltung eines dritten und eines vierten Schalters (MN3, MN4) angeschlossen sind;
– eine Vergleichsschaltung (160) mit einem ersten Komparator (161), der zum Vergleich einer Spannung (VC1) am ersten Anschluss (201) mit einer Referenzspannung (VREF_OSC) eingerichtet ist und dessen Ausgang mit einem Steueranschluss des dritten Schalters (13) verbunden ist, und mit einem zweiten Komparator (162), der zum Vergleich einer Spannung (VC2) am zweiten Anschluss (202) mit der Referenzspannung (VREF_OSC) eingerichtet ist und dessen Ausgang mit einem Steueranschluss des ersten Schalters (MN1) verbunden ist; und
– ein Flipflop (170), das eingangsseitig mit den Ausgängen des ersten und zweiten Komparators (161, 162) und ausgangsseitig mit Steueranschlüssen des zweiten und vierten Schalters (MN2, MN4) sowie einem Oszillatorausgang (210, 211) gekoppelt ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung und ein Verfahren zum Erzeugen eines Taktsignals.
Oszillatoren oder Taktgeneratoren können schaltungstechnisch auf verschiedene Weisen realisiert werden. Mit sogenannten Quarzoszillatoren lassen sich hohe Genauigkeiten erreichen, jedoch benötigen derartige Quarzoszillatoren ein externes Bauelement, nämlich den Quarz, wodurch der Produktionsaufwand bei integrierten Schaltungen erhöht ist. Zudem sind üblicherweise entsprechende Quarze nur bis zu einer maximalen Temperatur von etwa 125°C spezifiziert.
Bei einer anderen herkömmlichen Art der Implementierung eines Oszillators werden zwei Kondensatoren abwechselnd mit einem definierten Ladestrom bis zu einer definierten Referenzspannung geladen. Mit jeweiligen Komparatoren wird die Ladespannung des Kondensators mit der Referenzspannung verglichen, wobei ein Ausgangssignal des Komparators einen Zustand eines Flipflops verändert. Dieser Ausgangszustand des Flipflops beendet dann den Ladevorgang des einen Kondensators und startet den Ladevorgang des anderen Kondensators, bis auch dieser wiederum die Referenzspannung erreicht hat. Das Ausgangssignal des Flipflops dient als das zu erzeugende Taktsignal.
Eine Frequenz bzw. eine Periodendauer des Taktsignals ergibt sich aus der Zeitdauer des Ladevorgangs bis zum Erreichen der Referenzspannung, wobei zusätzlich die Schaltdauer der Komparatoren beim Überschreiten der Referenzspannung durch die Ladespannung berücksichtigt werden muss.
Die Schaltzeiten der Komparatoren sind üblicherweise stark von der Temperatur abhängig. Wenn zudem der Anteil der Schaltzeit der Komparatoren an der Periodendauer des Taktsignals, beispielsweise bei hohen Frequenzen, groß ist, resultiert dies folglich auch in einer Temperaturabhängigkeit der gesamten Periodendauer und damit der Oszillatorfrequenz.
Dokument US 2007/0182495 A1 beschreibt ein Oszillatorsystem. Eine Spannung über einem ersten Kondensator wird von einem ersten Komparator mit einer Referenzspannung verglichen. Entsprechend wird eine Spannung über einem zweiten Kondensator von einem zweiten Komparator mit einer zweiten Referenzspannung verglichen. Die Ausgänge der beiden Komparatoren sind über ein Flipflop mit Steuereingängen eines ersten und eines zweiten Schalters verbunden. Der erste Schalter koppelt die beiden Anschlüsse des ersten Kondensators miteinander. Entsprechend koppelt der zweite Schalter die beiden Anschlüsse des zweiten Kondensators miteinander. Das Entladen des ersten und des zweiten Kondensators wird über den ersten und den zweiten Schalter durchgeführt, wobei Ausgangssignale des Flipflops dem ersten und dem zweiten Schalter zugeleitet werden.
Dokument US 7,474,163 B1 befasst sich mit einem Verfahren zur Verringerung von Oszillatorrauschen. Ein erster Kondensator und eine erste Referenzspannungsquelle sind mit Eingängen eines ersten Komparators verbunden. Entsprechend sind ein zweiter Kondensator und eine zweite Referenzspannungsquelle mit Eingängen eines zweiten Komparators verbunden. Die Ausgänge des ersten und des zweiten Komparators sind über zwei rückgekoppelte NOR-Gatter mit Steuereingängen eines ersten und eines zweiten Schalters gekoppelt. Der erste Schalter verbindet die beiden Anschlüsse des ersten Kondensators. Entsprechend verbindet der zweite Schalter die beiden Anschlüsse des zweiten Kondensators.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Oszillatorschaltung und ein Verfahren zum Erzeugen eines Taktsignals anzugeben, welche mit verbesserter Temperaturunabhängigkeit arbeiten.
Diese Aufgabe wird mit dem Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche erfüllt. Ausgestaltungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche.
In einer Ausführungsform umfasst eine Oszillatorschaltung einen Ladeblock mit einem ersten Anschluss zur Zuführung eines ersten Ladestroms und mit einem zweiten Anschluss zur Zuführung eines zweiten Ladestroms. An den ersten Anschluss sind ein erster Kondensator und eine Serienschaltung eines ersten und eines zweiten Schalters angeschlossen. An den zweiten Anschluss sind ein zweiter Kondensator und eine Serienschaltung eines dritten und eines vierten Schalters angeschlossen. Die Oszillatorschaltung umfasst ferner eine Vergleichsschaltung mit einem ersten und einem zweiten Komparator. Der erste Komparator, dessen Ausgang mit einem Steueranschluss des dritten Schalters verbunden ist, ist zum Vergleich einer Spannung am ersten Anschluss mit einer Referenzspannung eingerichtet. In ähnlicher Weise ist der zweite Komparator, dessen Ausgang mit einem Steueranschluss des ersten Schalters verbunden ist, zum Vergleich einer Spannung am zweiten Anschluss mit der Referenzspannung eingerichtet. Ein Flipflop ist eingangsseitig mit den Ausgängen des ersten und zweiten Komparators und ausgangsseitig mit Steueranschlüssen des zweiten und vierten Schalters sowie einem Oszillatorausgang gekoppelt.
Bei einer derartigen Oszillatorschaltung werden erster und zweiter Kondensator grundsätzlich abwechselnd geladen, wobei es zu Überschneidungen der Ladevorgänge kommt. Die Überschneidung ist wegen der getrennten Ladeströme möglich. Wenn beispielsweise durch den Ladevorgang die Ladespannung des ersten Kondensators, also die Spannung am ersten Anschluss, den Wert der Referenzspannung überschreitet, wird durch das Ausgangssignal des zugeordneten ersten Komparators der dritte Schalter geöffnet, sodass der zweite Ladestrom, der dem zweiten Anschluss zugeführt wird, den zweiten Kondensator auflädt, da ein Abfließen über den dritten Schalter nicht mehr möglich ist. Gleichzeitig steuert das sich verändernde Ausgangssignal des ersten Komparators das Flipflop derart an, dass sich dessen Ausgangszustand verändert. Durch den veränderten Ausgangszustand werden der zweite Schalter in einen geschlossenen Zustand und der vierte Schalter in einen geöffneten Zustand geschaltet.
Da die Ladespannung des zweiten Kondensators zu diesem Zeitpunkt noch kleiner als die Referenzspannung ist, ist der erste Schalter durch das Ausgangssignal des zweiten Komparators ebenfalls in einem geschlossenen Zustand. Da folglich sowohl erster als auch zweiter Schalter geschlossen sind, fließt der erste Ladestrom wegen des geringeren Widerstands der geschlossenen Schalter nicht mehr in den ersten Kondensator, sodass der Ladevorgang des ersten Kondensators beendet ist.
Zugleich entlädt sich der erste Kondensator auch über den ersten und zweiten Schalter.
Da die Ladespannung des ersten Kondensators danach wieder kleiner als die Referenzspannung ist, wird der dritte Schalter durch den ersten Komparator wieder geschlossen. Zu diesem Zeitpunkt ist jedoch der vierte Schalter geöffnet, sodass der zweite Ladestrom den zweiten Kondensator weiter auflädt. Wenn die Spannung über den zweiten Kondensator die Referenzspannung übersteigt, laufen vergleichbare Vorgänge wie zuvor beschrieben ab.
Dementsprechend wird der erste Schalter durch den zweiten Komparator geöffnet, sodass ein Ladevorgang des ersten Kondensators durch den ersten Ladestrom gestartet wird. Ferner wird der Ausgangszustand des Flipflops verändert, sodass der vierte Schalter geschlossen und der zweite Schalter geöffnet werden. Durch die nun geschlossenen dritten und vierten Schalter wird der zweite Kondensator entladen und der zweite Ladestrom abgeführt. Die veränderte Ladespannung des zweiten Kondensators lässt den ersten Schalter durch den zweiten Komparator wieder schließen, wobei der Ladestrom wegen des geöffneten zweiten Schalters weiter den ersten Kondensator lädt.
Der Ausgangszustand des Flipflops stellt gleichzeitig das erzeugte Taktsignal dar.
In einer Ausführungsform sind der erste Kondensator und die Serienschaltung des ersten und des zweiten Schalters parallel verschaltet, beispielsweise zwischen dem ersten Anschluss und einem Bezugspotenzialanschluss. Dementsprechend sind der zweite Kondensator und die Serienschaltung des dritten und vierten Schalters ebenfalls parallel verschaltet, beispielsweise zwischen dem zweiten Anschluss und dem Bezugspotenzialanschluss. Dadurch, dass der Ladevorgang des einen Kondensators bereits beginnt, wenn die Ladespannung des jeweils anderen Kondensators die Referenzspannung überschritten hat, das Taktsignal aber dem Ausgangszustand des später schaltenden Flipflops entspricht, spielen die Schaltzeiten der Komparatoren in Bezug auf die Periodendauer des zu erzeugenden Taktsignals keine Rolle. Demnach bleibt die Taktfrequenz des Taktsignals auch bei temperaturabhängig veränderten Schaltzeiten der Komparatoren konstant. Dadurch weist die Oszillatorschaltung eine geringere Temperaturabhängigkeit auf.
In einer Ausführungsform umfasst die Oszillatorschaltung eine Stromerzeugungsschaltung, die zur Erzeugung des ersten und zweiten Ladestroms aus einem temperaturkompensierten Referenzstrom eingerichtet ist. Dementsprechend sind der erste und zweite Ladestrom im Wesentlichen unabhängig von der Betriebstemperatur bzw. Umgebungstemperatur der Schaltung.
In einer Weiterbildung umfasst die Oszillatorschaltung ferner eine Bandabstandsschaltung, die zur Erzeugung der Referenzspannung und zur Erzeugung des temperaturkompensierten Referenzstroms eingerichtet ist. Eine Bandabstandsschaltung kann auch als Band-Gap-Schaltung bezeichnet werden.
Beispielsweise ist die Bandabstandsschaltung eingerichtet, mittels eines Stroms mit positiven Temperaturkoeffizienten eine Bandabstandsspannung zu erzeugen und mit dem Strom mit positivem Temperaturkoeffizienten und einem Strom mit negativem Temperaturkoeffizienten den temperaturkompensierten Referenzstrom zu erzeugen. Folglich weisen der Referenzstrom, erster und zweiter Ladestrom sowie eine aus der Bandabstandsspannung erzeugte Referenzspannung das gleiche Temperaturverhalten auf, sodass sich die Effekte eines sich verändernden Ladestroms mit den Effekten einer sich gleichartig verändernden Referenzspannung gegenseitig aufheben. Hierbei ist zu bemerken, dass der temperaturkompensierte Referenzstrom wegen der Ströme mit unterschiedlichen Temperaturkoeffizienten ohnehin nahezu temperaturunabhängig ist. Eine Bandabstandsspannung der genannten Art ist bekannterweise ebenfalls nur geringen Temperatureinflüssen ausgesetzt.
In einer Ausführungsform der Oszillatorschaltung ist die Bandabstandsschaltung eingerichtet, die Referenzspannung mit einem Wert kleiner als dem der Bandabstandsspannung zu erzeugen. Dadurch können kürzere Ladezeiten der Kondensatoren und somit höhere Frequenzen des Taktsignals erreicht werden.
In einer Ausführungsform der Oszillatorschaltung ist die Stromerzeugungsschaltung ferner zur Erzeugung eines Biasstroms aus dem temperaturkompensierten Referenzstrom eingerichtet, wobei der Biasstrom zur Verwendung in der Vergleichsschaltung vorgesehen ist. Beispielsweise wird der Biasstrom zur Arbeitspunkteinstellung in den Komparatoren, insbesondere zur Einstellung definierter Ausgangspotenziale, verwendet. Durch die Temperaturunabhängigkeit des Biasstroms wird die Temperaturunabhängigkeit der Oszillatorschaltung weiter verbessert.
In einer weiteren Ausführungsform der Oszillatorschaltung ist die Stromerzeugungsschaltung eingerichtet zur Stromwertanpassung wenigstens eines Stroms der erzeugten Ströme, also der Ladeströme bzw. des Biasstroms, in Abhängigkeit jeweiliger Anpasssignale. Um die Ladezeiten, also das Erreichen der Referenzspannung, für die Kondensatoren anzupassen, können die verwendeten Ströme beispielsweise durch Zuschaltung jeweiliger gesteuerter Stromquellen verändert werden. Die in der Stromerzeugungsschaltung generierten Ströme können so sowohl erhöht als auch verringert werden. Damit lassen sich beispielsweise Ungenauigkeiten von Kapazitätswerten der Kondensatoren aufgrund von Produktionstoleranzen ausgleichen.
Das Flipflop ist in der Oszillatorschaltung beispielsweise als RS-Flipflop ausgeführt, das in Abhängigkeit von Signalen an den Ausgängen des ersten und zweiten Komparators setzbar bzw. rücksetzbar ist. Derartige RS-Flipflops lassen sich beispielsweise in bekannter Weise über kreuzverschaltete NAND-Gatter realisieren.
In einer Ausführungsform der Oszillatorschaltung lässt sich die Vergleichsschaltung in Abhängigkeit eines Ruhesignals in einen Ruhebetriebszustand schalten. Beispielsweise lassen sich in Abhängigkeit des Ruhesignals Ruheströme in der Vergleichsschaltung bzw. den Komparatoren abschalten. Dadurch kann Energie in der Oszillatorschaltung gespart werden, wenn kein Taktsignal benötigt wird. Jedoch können auch andere Schaltungsteile der Oszillatorschaltung durch das Ruhesignal in einen Ruhebetriebszustand geschaltet werden.
In einem Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Erzeugen eines Taktsignals werden ein erster Kondensator mit einem ersten Ladestrom und ein zweiter Kondensator mit einem zweiten Ladestrom jeweils gesteuert geladen. Im Rahmen der Steuerung wird eine erste Spannung über den ersten Kondensator mit einer Referenzspannung verglichen und durch das Vergleichen ein erstes Steuersignal erzeugt. Ebenso wird eine zweite Spannung über den zweiten Kondensator mit der Referenzspannung verglichen und durch das Vergleichen ein zweites Steuersignal erzeugt. Ein Ausgangszustand eines Flipflops wird in Abhängigkeit der Vergleichsergebnisse gesteuert. Ein Ladevorgang des ersten Kondensators wird gestartet, wenn die zweite Spannung die Referenzspannung übersteigt. Dazu wird das zweite Steuersignal einem Schalter zugeführt. Dementsprechend wird ein Ladevorgang des zweiten Kondensators gestartet, wenn die erste Spannung die Referenzspannung übersteigt, wozu das erste Steuersignal einem weiteren Schalter zugeleitet wird. Ein Entladevorgang des ersten Kondensators wird gestartet, wenn sich der Ausgangszustand des Flipflops in Abhängigkeit des aus der ersten Spannung resultierenden Vergleichsergebnisses ändert und ein Entladevorgang des zweiten Kondensators wird gestartet, wenn sich der Ausgangszustand des Flipflops in Abhängigkeit des aus der zweiten Spannung resultierenden Vergleichsergebnisses ändert. Der erste Kondensator wird über den Schalter entladen. Der zweite Kondensator über den weiteren Schalter entladen. Das Taktsignal resultiert aus dem Ausgangszustand des Flipflops.
Mit dem beschriebenen Verfahren ist der Start des Ladevorgangs der jeweiligen Kondensatoren unabhängig vom Ausgangszustand des Flipflops. Eventuell temperaturabhängige Schaltzeiten vom Zeitpunkt des Überschreitens der Referenzspannung durch die Ladespannungen bis zum Umschalten des Ausgangszustands des Flipflops gehen nicht in die Taktfrequenz des erzeugten Taktsignals ein. Folglich kann mit dem beschriebenen Verfahren ein Taktsignal im Wesentlichen temperaturunabhängig erzeugt werden.
Dies wird in einer Ausführungsform des Verfahrens dadurch unterstützt, dass der erste und der zweite Ladestrom aus einem temperaturkompensierten Referenzstrom erzeugt werden. Beispielsweise werden der temperaturkompensierte Referenzstrom und die Referenzspannung in einer Bandabstandsschaltung erzeugt.
In einer Ausführungsform des Verfahrens wird während eines Entladevorgangs eines der Kondensatoren der jeweils zugehörige Ladestrom zu einem Bezugspotenzialanschluss abgeführt. Anders ausgedrückt fließen der erste und zweite Ladestrom im Wesentlichen konstant, unabhängig davon, ob der erste und der zweite Kondensator geladen werden oder nicht. Daher treten beim Umschalten von einem Ladevorgang auf einen Entladevorgang und umgekehrt keine Stromspitzen an einer Versorgungsspannung der stromerzeugenden Schaltungen auf.
Die verschiedenen Ausführungsformen der Oszillatorschaltung werden vorzugsweise als integrierte Schaltung auf einem Halbleiterbaustein realisiert.
Die Erfindung wird nachfolgend an Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- bzw. wirkungsgleiche Elemente tragen dabei gleiche Bezugszeichen.
Es zeigen:
1 ein Ausführungsbeispiel einer Oszillatorschaltung,
2 ein Signal-Zeit-Diagramm von Signalen der Oszillatorschaltung,
3 ein Ausführungsbeispiel einer Bandabstandsschaltung,
4 ein beispielhaftes Ausführungsdetail der Bandabstandsschaltung,
5 ein Ausführungsbeispiel einer Stromerzeugungsschaltung,
6 Diagramme zur Temperaturabhängigkeit von Signalen in der Oszillatorschaltung und
7 ein Ausführungsdetail der Oszillatorschaltung mit Vergleichsschaltung und Flipflop.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Oszillatorschaltung. Diese umfasst einen Ladungsblock 200 mit einem ersten Anschluss 201 und einem zweiten Anschluss 202. Ein erster Kondensator C1 ist mit einem Ende an den ersten Anschluss 201 und mit seinem anderen Ende an einen Bezugspotenzialanschluss angeschlossen. Parallel zum ersten Kondensator C1 ist eine Serienschaltung eines ersten und eines zweiten Schalters MN1, MN2 vorgesehen, die ebenfalls den ersten Anschluss 201 mit dem Bezugspotenzialanschluss koppelt. Am zweiten Anschluss 202 ist ein zweiter Kondensator C2 angeschlossen, der den zweiten Anschluss 202 mit dem Bezugspotenzialanschluss verbindet. Wiederum parallel zum zweiten Kondensator C2 ist eine Serienschaltung eines dritten und eines vierten Schalters MN3, MN4 vorgesehen. Der erste bis vierte Schalter MN1, MN2, MN3, MN4 sind in diesem Ausführungsbeispiel als n-Kanal-Feldeffekttransistoren ausgeführt. Grundsätzlich können jedoch auch andere Schaltertypen eingesetzt werden.
Der erste und der zweite Anschluss 201, 202 sind mit einer Stromerzeugungsschaltung 140 zur Zuführung eines ersten und eines zweiten Ladestroms IREF1, IREF2 verbunden. Ein Vergleichs- und Logikblock 150 weist eine Vergleichsschaltung 160 mit einem ersten und einem zweiten Komparator 161, 162 sowie ein RS-Flipflop 170 auf. Der erste und zweite Komparator 161, 162 sind aus Übersichtsgründen als gemeinsames Element dargestellt, welches jeweilige nicht invertierende Eingänge, die mit einem Pluszeichen gekennzeichnet sind, und einen gemeinsamen invertierenden Eingang aufweist, der mit einem Minuszeichen gekennzeichnet ist.
Der nicht invertierende Eingang des ersten Komparators 161 ist mit dem ersten Anschluss 201 zur Zuführung einer Ladespannung VC1 verbunden, die der Spannung über dem ersten Kondensator C1 entspricht. Dementsprechend ist der zweite Komparator 162 mit seinem nicht invertierenden Eingang an den zweiten Anschluss 202 angeschlossen, um eine zweite Ladespannung VC2 zuzuführen, die einer Spannung über dem zweiten Kondensator C2 entspricht. Der gemeinsame invertierende Eingang der Komparatoren 161, 162 ist mit einer Bandabstandsschaltung 130 zur Zuführung einer Referenzspannung VREF_OSC verbunden. Ferner ist die Stromerzeugungsschaltung 140 an die Bandabstandsschaltung 130 zur Zuführung eines Referenzstroms IREF an die Stromerzeugungsschaltung angeschlossen. Die Stromerzeugungsschaltung 140 weist ferner Eingänge zur Zuführung von Anpasssignalen TRIM_DATA auf, welche zur Stromwertanpassung innerhalb der Stromerzeugungsschaltung 140 dienen.
Ein Ausgang des ersten Komparators 161 ist mit einem Steueranschluss des dritten Schalters MN3 zur Zuführung eines entsprechenden Steuersignals VON1 verbunden. In gleicher Weise ist ein Ausgang des zweiten Komparators 162 mit einem Steueranschluss des ersten Schalters MN1 zur Zuführung eines Steuersignals VON2 verbunden. An den Ausgängen des ersten und zweiten Komparators 161, 162 werden auch Steuersignale VD2, VD1 abgegeben, welche einem Setzeingang und einem Rücksetzeingang des Flipflops 170 zugeführt werden. Jeweilige Zustandsausgänge des Flipflops 170 sind mit Steueranschlüssen des zweiten und vierten Schalters MN2, MN4 zur Zuführung von Steuersignalen VCL1, VCL2 verbunden. An weiteren Zustandsausgängen des Flipflops 170 werden Zustandssignale OUT, OUTB abgegeben und über Inverter 180, 190, die als Pufferschaltungen fungieren, dem Oszillatorausgang 210, 211 zugeführt, von wo sie als Taktsignal OSC_OUT, OSC_OUTB abgegeben werden.
Die Funktionsweise der in 1 dargestellten Oszillatorschaltung wird im Folgenden anhand der Signaldiagramme in 2 genauer erläutert. Der erste und der zweite Kondensator C1, C2 werden mit dem ersten und dem zweiten Ladestrom IREF1, IREF2 gesteuert geladen. Der erste und der zweite Ladestrom IREF1, IREF2 werden in der Stromerzeugungsschaltung 140 unabhängig voneinander aus dem Referenzstrom IREF erzeugt bzw. abgeleitet, wobei der Referenzstrom vorzugsweise temperaturkompensiert ist.
Der erste bzw. zweite Ladestrom IREF1, IREF2 fließen jeweils entweder in den ersten bzw. zweiten Kondensator C1, C2 oder in die Serienschaltung der Schalter MN1, MN2 bzw. MN3, MN4, abhängig vom Schaltzustand dieser Schalter. Die Kondensatoren C1, C2 weisen vorzugsweise den gleichen Kapazitätswert auf, wobei geringfügige Abweichungen aufgrund von Produktionstoleranzen möglich sind. Grundsätzlich sind aber auch unterschiedliche Kapazitätswerte möglich, was aber zu Verschiebungen im Tastverhältnis des zu generierenden Taktsignals bzw. zu einer Veränderung der Taktfrequenz führen kann.
Mit Verweis auf 2 wechselt das Ausgangssignal VON1 des ersten Komparators 161 zu dem Zeitpunkt, an dem die erste Ladespannung VC1 die Referenzspannung VREF_OSC überschreitet, von einem High-Zustand in einen Low-Zustand. Dadurch wird der dritte Schalter MN3 geöffnet, sodass der zweite Ladestrom IREF1 in den zweiten Kondensator C2 fließt und somit der Ladevorgang für den zweiten Kondensator C2 gestartet wird. Gleichzeitig löst das Ausgangssignal VD2 des ersten Komparators 161, das direkt aus dem Signal VON1 abgeleitet ist, beispielsweise durch reine Pegelanpassung, einen Umschaltvorgang der Ausgangszustände VCL1, VCL2 im Flipflop 170 aus. Dementsprechend wechselt nach einer Schaltzeit t_SW das Signal VCL1 von einem Low-Zustand in einen High-Zustand und das Signal VCL2 umgekehrt von einem High-Zustand in einen Low-Zustand. Da zu diesem Zeitpunkt auch das Ausgangssignal VON2 des zweiten Komparators 162 einen High-Zustand aufweist, sind sowohl der erste als auch der zweite Schalter MN1, MN2 geschlossen. Dies führt einerseits dazu, dass der erste Ladestrom IREF1 über die Schalter MN1, MN2 zum Bezugspotenzialanschluss abfließt und andererseits der erste Kondensator C1 über die Schalter MN1, MN2 entladen wird. Bei entsprechender Dimensionierung der Schalter ist die Zeit für den Entladevorgang vernachlässigbar.
Als Folge der Entladung des ersten Kondensators C1 und der damit abgefallenen Ladespannung VC1 ändert sich das Ausgangssignal VON1 des ersten Komparators 161 wieder in einen High-Zustand, wodurch der dritte Schalter MN3 geschlossen wird. Da aber das Ausgangssignal VCL2 des Flipflops 170 den vierten Schalter MN4 offen steuert, wird der Ladevorgang des zweiten Kondensators C2 fortgesetzt bzw. nicht unterbrochen.
Wenn die zweite Ladespannung VC2 die Referenzspannung VREF_OSC überschreitet, wechselt das Ausgangssignal VON2 des zweiten Komparators 162 von einem High-Zustand in einen Low-Zustand, wodurch der erste Schalter MN1 geöffnet wird. Dadurch beginnt der erste Ladestrom IREF1 in den ersten Kondensator C1 zu fließen. Anders ausgedrückt wird dadurch der Ladevorgang des ersten Kondensators C1 gestartet.
Ähnlich wie zuvor beschrieben, steuert das Ausgangssignal VD1 des zweiten Komparators 162, das beispielsweise durch Pegelanpassung vom Ausgangssignal VON2 abgeleitet ist, das Flipflop 170 zu einem Zustandswechsel an. Dementsprechend wird nach der entsprechenden Umschaltzeit t_SW der Pegel der Ausgangssignale VCL1, VCL2 invertiert. Folglich sind sowohl der dritte Schalter MN3 durch das Signal VON1 als auch der vierte Schalter MN4 durch das Signal VCL2 geschlossen, was zum Abfließen des zweiten Ladestroms IREF2 über die Schalter MN3, MN4 und dem Entladen des zweiten Kondensators C2 führt. Obwohl sich darauffolgend der Pegel des Ausgangssignals VON2 des zweiten Komparators 162 wieder auf einen High-Zustand einstellt und dadurch der erste Schalter MN1 geschlossen wird, wird der Ladevorgang des ersten Kondensators C1 wegen des offenen zweiten Schalters MN2 fortgesetzt. Da die Ladeströme entweder in die Kondensatoren C1, C2 oder über die Schalter MN1 bis MN4 zum Bezugspotentialanschluss abfließen, können Spannungssprünge an einer Versorgungsspannung vermieden werden.
Die Ausgangssignale OUT, OUTB des Flipflops 170 entsprechen im Wesentlichen den Signalen VCL1, VCL2, sind jedoch bezüglich ihres Pegels angepasst. Durch die Inverter 180, 190 werden gepufferte Taktsignale OSC_OUT, OSC_OUTB erzeugt, die zur Verwendung in anderen Schaltungsteilen einer elektronischen Schaltung zur Verfügung stehen.
Eine Periodendauer T des Taktsignals OSC_OUT ergibt sich im Wesentlichen durch die Ladezeiten t_load des ersten und zweiten Kondensators C1, C2, gemäß der Formel T = 2·t_load. Da die Ladephasen der Kondensatoren C1, C2 jeweils um die Schaltzeit t_SW vorher gestartet werden, gehen diese bei der Berechnung der Periodendauer T nicht mit ein. Bei für beide Komparatoren gleich angenommenen Schaltzeiten t_SW sind die Taktflanken des Taktsignals OSC_OUT bezüglich des Beginns und des Endes der Ladephase um die Schaltzeit t_SW verschoben. Da die Schaltzeiten der Komparatoren 161, 162 und des Flipflops 170 keine Rolle bei der Ausgangsfrequenz der Oszillatorschaltung spielen, können die schaltenden Elemente, insbesondere die Komparatoren, langsam sein und daher für einen Niedrigenergiebetrieb ausgelegt sein. Somit ermöglicht die beschriebene Oszillatorschaltung auch den Aufbau eines Energie sparenden Oszillators. Die Unabhängigkeit der Periodendauer T von den Schaltzeiten t_SW ermöglicht auch einen temperaturunabhängigen Betrieb der Oszillatorschaltung. Dies wird weiter unterstützt durch die nicht vorhandene bzw. geringe Temperaturabhängigkeit der Ladeströme IREF1, IREF2 und der Referenzspannung VREF_OSC.
Durch das Vorsehen der voneinander unabhängigen Ladeströme IREF1, IREF2 ist es möglich, dass sich die Ladephasen der Kondensatoren C1, C2 überschneiden. Zudem können bei Abweichungen der Kondensatoren C1, C2 bezüglich ihres Kapazitätswerts die Höhe der Ladeströme IREF1, IREF2 angepasst werden, sodass das Verhältnis zwischen erstem Ladestrom und Kapazitätswert des ersten Kondensators C1 gleich dem Verhältnis des zweiten Ladestroms IREF2 zum Kapazitätswert des zweiten Kondensators C2 ist. Die Stromwertanpassung kann durch Anpassung des ersten Ladestroms IREF1, des zweiten Ladestroms IREF2 oder beider Ladeströme IREF1, IREF2 erfolgen. Die notwendige Stromwertanpassung kann beispielsweise bei bzw. nach der Produktion der Oszillatorschaltung in einer Kalibrationsmessung bestimmt werden, wobei die ermittelten Stromwertanpassungen in Form von Anpasssignalen bzw. Anpassdaten gespeichert werden. Beispielsweise ist hierfür ein Einwegspeicher, englisch: one-time programmable, OTP, memory, oder ein EPROM vorgesehen, welche im Betrieb der Oszillatorschaltung die notwendigen Anpasssignale TRIM_DATA an die Stromerzeugungsschaltung 140 liefern.
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Bandabstandsschaltung 130, die einen Strom- und Spannungserzeugungsblock 131, einen Operationsverstärker 132 und Widerstände R1, R2, R3 umfasst. Der Schaltungsblock 131 dient zur Erzeugung einer temperaturstabilen Referenzspannung VGB, die auch als Bandabstandsspannung bezeichnet werden kann, und eines temperaturkompensierten Referenzstroms IREF. Die Bandabstandsspannung VBG wird einem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 132 zugeführt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 132 ist über eine Serienschaltung der Widerstände R1, R2, R3 mit dem Bezugspotenzialanschluss gekoppelt, wobei ein Verbindungsknoten der Widerstände R1, R2 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 132 verbunden ist. Ein Biasstrom IBIAS zur Versorgung des Operationsverstärkers 132 wird ebenfalls von dem Schaltungsblock 131 bereitgestellt und ist vorzugsweise temperaturkompensiert.
Im Betrieb des in 3 gezeigten Aufbaus stellt sich als Spannungsabfall über die Widerstände R2, R3 die Bandabstandsspannung VGB ein. Dadurch ergibt sich, dass eine weitere Referenzspannung VREF, die anderweitig in Schaltungsteilen verwendet werden kann, größer als die Bandabstandsspannung VBG ist. Am Verbindungsknoten der Widerstände R2, R3 wird die Referenzspannung VREF_OSC abgegriffen, die durch den Spannungsteiler der Widerstände R2, R3 kleiner als die Bandabstandsspannung ist. Da der Wertebereich der Bandabstandsspannung VBG technologisch begrenzt ist, können durch die kleinere Referenzspannung VREF_OSC kürzere Ladezeiten und damit höhere Frequenzen für das Taktsignal OSC_OUT erzeugt werden. Alternativ oder zusätzlich können geringere Ladeströme verwendet werden, um die Kondensatoren aufzuladen, was den Stromverbrauch der Oszillatorschaltung verringert.
4 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Schaltungsblocks 131 zur Erzeugung der Bandabstandsspannung VBG und des Referenzstroms IREF. Der Schaltungsblock 131 umfasst einen Spannungserzeugungsblock BG mit Elementen 80 bis 100, einen Stromerzeugungsblock CO mit Elementen 110 bis 117 und 120 bis 125, einen Anlaufblock STU mit Elementen 70 bis 73 sowie einen Block PD zur Steuerung eines Ruhebetriebszustands mit Elementen 60 bis 68 und 118, 126.
In Block BG wird die Bandäbstandsspannung VBG erzeugt, wobei für die Erzeugung ein Strom genutzt wird, der zur absoluten Temperatur proportional ist, ein so genannter PTAT-Strom. Dieser Strom wird in der vorliegenden Schaltung beispielsweise über die Steuerung in den Transistoren 94, 95, 96 im Strang der Transistoren 97, 98, des Widerstands 99 und des als Widerstand verschalteten Transistors 100 erzeugt. Der PTAT-Strom wird über den Transistor 111 in den Stromerzeugungsblock CO gespiegelt, wo er als Strom IPTC mit positivem Temperaturkoeffizienten resultiert. Im Stromerzeugungsblock CO wird durch die Elemente 112 bis 117 und 120 bis 125 zudem ein Strom INTC mit negativem Temperaturkoeffizienten erzeugt, der auch als CTAT-Strom bezeichnet werden kann. Die verwendeten Bauelemente sind dabei so dimensioniert, dass die Temperaturkoeffizienten der Ströme IPTC, INTC betragsmäßig im Wesentlichen gleich groß sind und sich nur in ihrem Vorzeichen unterscheiden. Am Verbindungsknoten der Transistoren 111, 117 werden die Ströme IPTC und INTC zueinander zum temperaturkompensierten Referenzstrom IREF addiert.
Durch die Anlaufschaltung STU wird der Spannungserzeugungsbereich BG beim anfänglichen Anlegen einer Betriebsspannung VDD sicher in einen gewünschten Arbeitspunkt gebracht.
Mit den mit PD gekennzeichneten Schaltungsteilen kann die dargestellte Schaltung in Abhängigkeit eines Ruhesignals pd in einen Ruhebetriebszustand bzw. einen Stromsparmodus gesetzt werden.
Weitere mögliche Ausführungsformen von Bandabstandsschaltungen sind gemeinhin bekannt und können ohne Weiteres in der beschriebenen Oszillatorschaltung aus 1 eingesetzt werden. Es ist dabei lediglich darauf zu achten, dass sowohl die erzeugte Bandabstandsspannung VBG bzw. die Referenzspannung VREF_OSC als auch Referenzstrom IREF eine geringe und möglichst gleichartige Temperaturabhängigkeit aufweisen.
5 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Stromerzeugungsschaltung 140 mit einem Stromerzeugungsblock CG und einem Schaltungsblock PD für einen Ruhezustand. Der Stromerzeugungsblock CG umfasst Transistoren 230 bis 236 und 240 bis 249 sowie Stromanpassschaltungen T1, T2, T0.
Dem Stromerzeugungsblock CG wird eingangsseitig der Referenzstrom IREF zugeführt, der über einen Stromspiegel 230, 231, einen weiteren Stromspiegel 232, 233 sowie den Transistor 234 eine erste Kaskodenspannung VCASN2 erzeugt. Ferner entsteht am Steueranschluss des Stromspiegels 230, 231 eine Steuerspannung VGN2, welche zusammen mit der ersten Kaskodenspannung VCASN2 über die Transistoren 235, 240, 241, 242, 243 ein erstes Steuerpotenzial VGB2 erzeugt. Zudem wird über die Transistoren 235, 236 aus dem ersten Steuerpotenzial VGN2 eine zweite Kaskodenspannung VCASP2 erzeugt, welches jeweils die Transistoren 245, 247, 249 ansteuert. Weiterhin steuert das Steuerpotenzial VGP2 gemeinsam die Transistoren 244, 246, 248 an, sodass der Referenzstrom IREF letztendlich über die Transistoren 242, 243 auf die Strompfade der Transistoren 244, 245, der Transistoren 246, 247 und der Transistoren 248, 249 gespiegelt wird. Anders ausgedrückt bilden die Transistoren 242 bis 249 kaskodierte Stromspiegel.
An die Strompfade der Transistoren 245 bis 249 sind die Anpassschaltungen T0, T1, T2 angeschlossen, denen eingangsseitig die Signale VGP2 und VCASP2 zugeführt werden. Die Anpassschaltungen T0, T1, T2 umfassen beispielsweise jeweils gesteuerte Stromquellen, die in Abhängigkeit von Anpasssignalen einen jeweiligen Anpassstrom abgeben, die den Wert des ersten und zweiten Ladestroms IREF1, IREF2 sowie eines Biasstroms IREF0 verändert. Dazu werden der ersten Anpassschaltung Anpasssignale TRIM1_1 bis TRIM1_X, der zweiten Anpassschaltung T2 Anpasssignale TRIM2_1 bis TRIM2_X und der dritten Anpassschaltung T0 Anpasssignale TRIM0_1 bis TRIM0_X zugeführt. Die genannten Anpasssignale sind beispielsweise Teil der in 1 dargestellten Anpasssignale TRIM_DATA bzw. bilden diese Anpasssignale. Durch die Anpasssignale können beispielsweise in den Anpassschaltungen T0, T1, T2 linear oder binär gewichtete Stromquellen an- oder abgeschaltet werden, um so jeweils einen zusätzlichen definierten Strom zu erzeugen, welcher zu den gespiegelten Strömen hinzuaddiert oder von diesen subtrahiert wird.
Durch den Schaltungsblock PD kann der Stromerzeugungsblock CG in Abhängigkeit des Ruhesignals pd und des durch den Inverter 10, 11 erzeugten invertierten Ruhesignals pdb im Wesentlichen stromlos geschaltet werden.
6 zeigt Signaldiagramme der Referenzspannung VREF_OSC, des Referenzstroms IREF und der Frequenz des Ausgangssignals OSC_OUT in Abhängigkeit von Betriebstemperatur bzw. Umgebungstemperatur. Beispielsweise sind die Referenzspannung VREF_OSC und der Referenzstrom IREF nur in erster Näherung temperaturabhängig. Da aber Strom und Spannung in gleichem Maße Einfluss auf die Ladezeit der Kondensatoren C1, C2 haben, gleicht sich deren sichtbar ähnliches Temperaturverhalten gegenseitig aus, sodass die Ausgangsfrequenz des Taktsignals im Wesentlichen temperaturunabhängig ist.
7 zeigt eine mögliche Ausführungsform eines Vergleichs- und Logikblocks 150 der Oszillatorschaltung aus 1 mit einer Vergleichsschaltung 160, einem Flipflop 170 und einem Schaltungsblock STU für einen Schaltungsanlauf. Es sind wiederum Schaltungsteile PD für einen Ruhebetriebszustand der Oszillatorschaltung vorgesehen.
Die Vergleichsschaltung 160 umfasst Transistoren 30 bis 36 und 40 bis 45, die, ähnlich wie zuvor für das Ausführungsbeispiel von 5 beschrieben, den Biasstrom IREF0 in Steuerpotenziale VGN, VGP1 und Kaskodenspannungen VCASN, VCASP umsetzen. Die Transistoren 46 bis 51 bilden mit dem ersten und zweiten Komparator, der über den Strom aus den Transistoren 44, 45 als Arbeitsstrom versorgt wird, eine Differenzstufe. Da dieser Strom durch die Transistoren 44, 45 durch mehrfache Spiegelung aus dem temperaturkompensierten Biasstrom IREF0 abgeleitet ist, weisen der erste und zweite Komparator ein im Wesentlichen temperaturunabhängiges Schaltverhalten auf. Der Steueranschluss des Transistors 46 bildet den invertierenden Eingang der Komparatoren, an dem die Referenzspannung VREF_OSC zugeführt wird. Die Ladespannungen VC1, VC2 des ersten und zweiten Kondensators werden der Vergleichsschaltung 160 an den Steueranschlüssen der Transistoren 47 bzw. 50 zugeführt. Die Ausgangssignale VON1, VON2 der Komparatoren werden an den Transistoren 47, 50 abgegriffen. Somit werden die Steuersignale VON1, VON2 für den ersten und dritten Schalter MN1, MN3 direkt aus der Differenzstufe ausgekoppelt. Der High Pegel von VON1 und VON2 liegt hierbei wenige 100 mV über der Einsatzspannung der Transistoren 49, 51. Ein herkömmliches digitales Gatter würde bei einem derartigen High Pegel abhängig von seiner Bauart unter Umständen nicht ansprechen. Da aber dieser Pegel ausreichend für die Ansteuerung der Transistoren MN1, MN3 bzw. der Transistoren 53, 55 ist, kann man auch von einem analogen High Pegel im Gegensatz zu einem digitalem High Pegel sprechen.
Über die Transistoren 52 bis 59 werden aus den Ausgangssignalen VON1, VON2 der Komparatoren die Signale VD1, VD2 erzeugt, die zur Ansteuerung des Flipflops 170 dienen. Dazu werden die Transistoren 52, 54, 56, 58 mit dem Steuerpotenzial VGP1 angesteuert, welches auch am Transistor 44 zur Versorgung der Komparatoren anliegt. Die Signale VON1, VON2 steuern die Transistoren 53. bzw. 55 an, deren Ausgangssignale über die Transistoren 57, 59 die Signale VD1, VD2 bewirken. Die Signale VD1, VD2 haben somit den gleichen logischen Zustand wie die Signale VON1, VON2, wobei VD2 von VON1 abhängt und VD1 von VON2 abhängt.
Über die Schaltungsteile PD kann die Vergleichsschaltung 160 im Wesentlichen stromlos geschaltet werden.
Das Flipflop 170 ist in bekannter Weise über zwei NAND-Gatter A1, A2 realisiert, bei denen jeweils ein Eingang durch eines der Signale VD1, VD2 angesteuert wird und der andere Eingang mit dem Ausgang des jeweils anderen NAND-Gatters verbunden ist. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel werden an den Ausgängen der NAND-Gatter A1, A2 die Taktsignale OUT, OUTB abgegeben. Aus diesen Signalen werden über Inverter N1, N2 die Signale VCL1, VCL2 erzeugt.
Damit die Oszillatorschaltung zuverlässig startet und ein gewünschtes Taktsignal abgeben kann, ist es hilfreich, wenn beim Anlaufen der Schaltung definierte Zustände vorgegeben werden, welche verhindern, dass beide Komparatoreingänge gleichartig mit einem Signal beaufschlagt werden und es daher nicht zu einem Anschwingen der Schaltung kommt. Dies wird durch die Transistoren 20 bis 25 im Schaltungsblock 151 gewährleistet. Die Transistoren 23, 24 in Block DU dienen dabei als Blindelement.
Die in den 4, 5 und 7 gezeigten Schaltungen stellen lediglich mögliche Ausführungsformen für die notwendigen Baugruppen in der Anordnung aus 1 dar. Mögliche Abwandlungen ergeben sich aus der zugehörigen Beschreibung.
Bezugszeichenliste

MN1, MN2, MN3, MN4: Schalter
C1, C2: Kondensator
IREF1, IREF2: Ladestrom
IREF: Referenzstrom
VREF_OSC: Referenzspannung
VC1, VC2: Ladespannung
130: Bandabstandsschaltung
140: Stromerzeugungsschaltung
150: Vergleichs- und Logikblock
160: Vergleichsschaltung
170: Flipflop
180, 190: Inverter
200: Ladeblock

Claims

Oszillatorschaltung, umfassend – einen Ladeblock (200) mit einem ersten Anschluss (201) zur Zuführung eines ersten Ladestroms (IREF1), an den ein erster Kondensator (C1) und eine Serienschaltung eines ersten und eines zweiten Schalters (MN1, MN2) angeschlossen sind, und mit einem zweiten Anschluss (202) zur Zuführung eines zweiten Ladestroms (IREF2), an den ein zweiter Kondensator (C2) und eine Serienschaltung eines dritten und eines vierten Schalters (MN3, MN4) angeschlossen sind; – eine Vergleichsschaltung (160) mit einem ersten Komparator (161), der zum Vergleich einer Spannung (VC1) am ersten Anschluss (201) mit einer Referenzspannung (VREF_OSC) eingerichtet ist und dessen Ausgang mit einem Steueranschluss des dritten Schalters (13) verbunden ist, und mit einem zweiten Komparator (162), der zum Vergleich einer Spannung (VC2) am zweiten Anschluss (202) mit der Referenzspannung (VREF_OSC) eingerichtet ist und dessen Ausgang mit einem Steueranschluss des ersten Schalters (MN1) verbunden ist; und – ein Flipflop (170), das eingangsseitig mit den Ausgängen des ersten und zweiten Komparators (161, 162) und ausgangsseitig mit Steueranschlüssen des zweiten und vierten Schalters (MN2, MN4) sowie einem Oszillatorausgang (210, 211) gekoppelt ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend eine Stromerzeugungsschaltung (140), die zur Erzeugung des ersten und des zweiten Ladestroms (IREF1, IREF2) aus einem temperaturkompensierten Referenzstrom (IREF) eingerichtet ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, ferner umfassend eine Bandabstandsschaltung (130), die zur Erzeugung der Referenzspannung (VREF_OSC) und zur Erzeugung des temperaturkompensierten Referenzstroms (IREF) eingerichtet ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 3, bei der die Bandabstandsschaltung (130) eingerichtet ist, mittels eines Stroms (IPTC) mit positivem Temperaturkoeffizienten eine Bandabstandsspannung (VBG) zu erzeugen und mit dem Strom (IPTC) mit positivem Temperaturkoeffizienten und einem Strom (INTC) mit negativem Temperaturkoeffizienten den temperaturkompensierten Referenzstrom (IREF) zu erzeugen.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 4, bei der die Bandabstandsschaltung (130) eingerichtet ist, die Referenzspannung (VREF_OSC) mit einem Wert kleiner als die Bandabstandsspannung (VBG) zu erzeugen.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, bei der die Stromerzeugungsschaltung (140) ferner zur Erzeugung eines Biasstroms (IREF0) aus dem temperaturkompensierten Referenzstrom (IREF) eingerichtet ist, wobei der Biasstrom (IREF0) zur Verwendung in der Vergleichsschaltung (160) vorgesehen ist.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, bei der die Stromerzeugungsschaltung (140) eingerichtet ist zur Stromwertanpassung wenigstens eines Stroms der erzeugten Ströme (IREF0, IREF1, IREF2) in Abhängigkeit jeweiliger Anpasssignale.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der der erste Kondensator (C1) und die Serienschaltung des ersten und des zweiten Schalters (MN1, MN2) parallel verschaltet sind, und bei der der zweite Kondensator (C2) und die Serienschaltung des dritten und des vierten Schalters (MN3, MN4) parallel verschaltet sind.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der das Flipflop als RS-Flipflop (170) ausgeführt ist, das in Abhängigkeit von Signalen (VD1, VD2) an den Ausgängen des ersten und zweiten Komparators (161, 162) setzbar beziehungsweise rücksetzbar ist.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der sich die Vergleichsschaltung (160) in Abhängigkeit eines Ruhesignals (pd) in einen Ruhebetriebszustand schalten lässt.
Verfahren zum Erzeugen eines Taktsignals, bei dem ein erster Kondensator (C1) mit einem ersten Ladestrom (IREF1) und ein zweiter Kondensator (C2) mit einem zweiten Ladestrom (IREF2) jeweils gesteuert geladen werden, die Steuerung umfassend – Erzeugen eines ersten Steuersignals (VON1) durch Vergleichen einer ersten Spannung (VC1) über dem ersten Kondensator (C1) mit einer Referenzspannung (VREF_OSC); – Erzeugen eines zweiten Steuersignals (VON2) durch Vergleichen einer zweiten Spannung (VC2) über dem zweiten Kondensator (C2) mit der Referenzspannung (VREF_OSC); – Steuern eines Ausgangszustands eines Flipflops (170) in Abhängigkeit der Vergleichsergebnisse; – Starten eines Ladevorgangs des ersten Kondensators (C1), wenn die zweite Spannung (VC2) die Referenzspannung (VREF_OSC) übersteigt, durch Zuführen des zweiten Steuersignals (VON2) an einen Schalter (MN1); – Starten eines Ladevorgangs des zweiten Kondensators (C2), wenn die erste Spannung (VC1) die Referenzspannung (VREF_OSC) übersteigt, durch Zuführen des ersten Steuersignals (VON1) an einen weiteren Schalter (MN3); – Starten eines Entladevorgangs des ersten Kondensators (C1), wenn sich der Ausgangszustand des Flipflops (170) in Abhängigkeit des aus der ersten Spannung (VC1) resultierenden Vergleichsergebnisses ändert, wobei der erste Kondensator (C1) über den Schalter (MN1) entladen wird; und – Starten eines Entladevorgangs des zweiten Kondensators (C2), wenn sich der Ausgangszustand des Flipflops (170) in Abhängigkeit des aus der zweiten Spannung (VC2) resultierenden Vergleichsergebnisses ändert, wobei der zweite Kondensator (C2) über den weiteren Schalter (MN3) entladen wird; – wobei das Taktsignal aus dem Ausgangszustand des Flipflops (170) resultiert.
Verfahren nach Anspruch 11, bei dem der erste und der zweite Ladestrom (IREF1, IREF2) aus einem temperaturkompensierten Referenzstrom (IREF) erzeugt werden.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem der temperaturkompensierte Referenzstrom (IREF) und die Referenzspannung (VREF_OSC) mit einer Bandabstandsschaltung (130) erzeugt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13, bei dem der erste und/oder der zweite Ladestrom (IREF1, IREF2) in Abhängigkeit jeweiliger Anpasssignale bezüglich ihres Stromwerts angepasst werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 14, bei dem während eines Entladevorgangs eines der Kondensatoren (C1, C2) der jeweils zugehörige Ladestrom (IREF1, IREF2) zu einem Bezugspotentialanschluss abgeführt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 15, bei dem eine Serienschaltung des Schalters (MN1) und eines zweiten Schalters (MN2) parallel zum ersten Kondensator (C1) geschaltet ist, eine Serienschaltung des weiteren Schalters (NN3) und eines vierten Schalters (MN4) parallel zum zweiten Kondensator (C2) geschaltet ist und Zustandsausgänge des Flipflops (170) mit Steueranschlüssen des zweiten und des vierten Schalters (MN2, MN4) verbunden sind.