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DE60033204T2 - Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung - Google Patents

Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung Download PDF

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DE60033204T2
DE60033204T2 DE60033204T DE60033204T DE60033204T2 DE 60033204 T2 DE60033204 T2 DE 60033204T2 DE 60033204 T DE60033204 T DE 60033204T DE 60033204 T DE60033204 T DE 60033204T DE 60033204 T2 DE60033204 T2 DE 60033204T2
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DE
Germany
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voltage
comparator
output
inverter
circuit
Prior art date
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Application number
DE60033204T
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English (en)
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DE60033204D1 (de
Inventor
Yuji Segawa
Masaru Otsuka
Osamu Kikuchi
Akira Haga
Yoshinori Yoshikawa
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Semiconductor Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
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Priority claimed from JP15359199A external-priority patent/JP3779843B2/ja
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Publication of DE60033204T2 publication Critical patent/DE60033204T2/de
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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, besonders eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, die zwei Komparatoren enthält.
  • Komparatoren werden in analogen Schaltungen wie beispielsweise VCO-Schaltungen (spannungsgesteuerten Oszillatorschaltungen) eingesetzt, die PLLs (Phasenregelkreise) bilden, die in tragbaren Funkvorrichtungen und zur Taktfrequenzkonvertierung verwendet werden. In letzter Zeit hat die Geschwindigkeit von analogen Schaltungen zugenommen. Als Resultat werden von Komparatoren eine kurze Verzögerungszeit und eine Hochgeschwindigkeitscharakteristik verlangt.
  • Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltungen werden als Komponenten von PLLs (Phasenregelkreisen) verwendet, die in tragbaren Funkvorrichtungen und zur Taktfrequenzkonvertierung zum Einsatz kommen. Manchmal inkorporiert die spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung zwei Komparatoren. Die Oszillationsfrequenz der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung wird durch die Verzögerungszeit des inkorporierten Komparators beeinflußt. Zum Erhalten einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung, die eine hohe Oszillationsfrequenz hat, muß daher ein Komparator verwendet werden, der mit hoher Geschwindigkeit arbeitet.
  • 1, 2 und 3 zeigen das Schaltungssymbol, die Schaltung bzw. die Ausgangscharakteristik eines bekannten Komparators des Invertertyps. Der herkömmliche Komparator 11 ist aus einem CMOS-Inverter gebildet, der einen PMOS-Transistor Q1 und einen NMOS-Transistor Q2 enthält. Die Eingangsspannung Vin wird Gates dieser Transistoren Q1 und Q2 eingegeben. Die Ausgangsspannung Vout wird von den Drains der Transistoren Q1 und Q2 ausgegeben, die gemeinsam verbunden sind.
  • Dieser Komparator 11, der aus dem CMOS-Inverter gebildet ist, hat eine Operationsverzögerungszeit von einigen Nanosekunden, die also ziemlich kurz ist, und deshalb arbeitet er mit hoher Geschwindigkeit. Die Referenzspannung des Komparators 11, d.h., eine Spannung, die als Referenzspannung zum Vergleichen der Größe der Eingangsspannung dient, ist die Schwellenspannung der Transistoren Q1 und Q2. Wenn die Eingangsspannung Vin niedriger als die Schwellenspannung Vth ist, wie in 3 gezeigt, wird der PMOS-Transistor Q1 eingeschaltet, und demzufolge erreicht die Ausgangsspannung Vout den "H"-Pegel, der hinsichtlich des Potentials relativ hoch ist. Wenn die Eingangsspannung Vin andererseits höher als die Schwellenspannung Vth ist, wird der NMOS-Transistor Q2 eingeschaltet, und demzufolge erreicht die Ausgangsspannung Vout den "L"-Pegel, der hinsichtlich des Potentials relativ niedrig ist.
  • 4, 5 und 6 zeigen ein Schaltungssymbol, die Schaltung bzw. die Ausgangscharakteristik eines herkömmlichen Differenzkomparators. Dieser Komparator 12 hat eine Konfiguration, die erhalten wird, indem eine Differenzverstärkerschaltung mit einer unsymmetrischen Verstärkerschaltung kombiniert wird. Die Differenzverstärkerschaltung enthält PMOS-Transistoren Q3 und Q4, NMOS-Transistoren Q5 und Q6 und eine Stromquelle 13. Die unsymmetrische Verstärkerschaltung enthält einen PMOS-Transistor Q7 und einen NMOS-Transistor Q8.
  • Gates der NMOS-Transistoren Q5 und Q6 wird eine Referenzspannung VR bzw. eine Eingangsspannung Vin zugeführt. Eine Drainausgabe des Transistors Q6 wird Gates des PMOS-Transistors Q7 und des NMOS-Transistors Q8 eingegeben. Die Ausgangsspannung Vout wird von den Drains der Transistoren Q7 und Q8 ausgegeben, die gemeinsam verbunden sind.
  • Da die Differenzverstärkerschaltung in diesem Differenzkomparator 12 verwendet wird, kann die Eingangsspannung Vin genau mit der Referenzspannung VR verglichen werden. Mit anderen Worten, wenn die Eingangsspannung Vin niedriger als die Referenzspannung VR ist, ist die Drainausgabe des Transistors Q6 dann auf dem "H"-Pegel, wird der NMOS-Transistor Q8 eingeschaltet, und deshalb erreicht die Ausgangsspannung Vout den "L"-Pegel, wie in 6 gezeigt. Wenn die Eingangsspannung Vin andererseits höher als die Referenzspannung VR ist, ist die Drainausgabe des Transistors Q6 dann auf dem "L"-Pegel, wird der PMOS-Transistor Q7 eingeschaltet, und deshalb erreicht die Ausgangsspannung Vout den "H"-Pegel.
  • 7 ist ein Schaltungsdiagramm eines bekannten Komparators des Chopper- oder Zerhackertyps (im folgenden Komparator). Dieser Komparator enthält einen Inverter 14, einen Kondensator 15, eine Verriegelungsschaltung 16 und erste bis dritte Schalter 17, 18 und 19. Die ersten und zweiten Schalter 17 und 18 werden durch ein Taktsignal ϕ gesteuert, um ein-/ausgeschaltet zu werden. Der dritte Schalter 19 wird durch ein invertiertes Signal /ϕ des Taktsignals ϕ gesteuert (wobei "/" einen Querstrich verkörpert, der die Inversion angibt), um ein-/ausgeschaltet zu werden.
  • 8 ist ein Operationszeitlagendiagramm des Chopper-Komparators, der in 7 gezeigt ist. Wenn das Taktsignal ϕ auf dem "H"-Pegel ist (mit anderen Worten, wenn /ϕ auf dem "L"-Pegel ist), werden die ersten und zweiten Schalter 17 und 18 eingeschaltet, wodurch eine automatische Nullopera tion herbeigeführt wird. Während der Periode, wenn diese automatische Nulloperation ausgeführt wird, erreichen die Spannungen V1 und V2 an jeweiligen Knoten, die auf Eingangs- und Ausgangsseiten des Inverters 14 angeordnet sind, eine Schwellenspannung Vth des Inverters, und eine Potentialdifferenz zwischen dieser Schwellenspannung Vth und der Referenzspannung VR wird in dem Kondensator 15 gespeichert.
  • Wenn das Taktsignal ϕ auf dem "H"-Pegel ist (mit anderen Worten, wenn /ϕ auf dem "H"-Pegel ist), wird der dritte Schalter 19 eingeschaltet und wird eine Vergleichsoperation ausgeführt. Während der Periode, wenn diese Vergleichsoperation ausgeführt wird, erreicht dann, falls die Eingangsspannung Vin höher als die Referenzspannung VR ist, die Ausgangsspannung V2 des Inverters 14 den "L"-Pegel. Synchron mit der nächsten ansteigenden Flanke des Taktsignals wird diese von der Verriegelungsschaltung 16 als Ausgangsspannung Vout mit dem "L"-Pegel ausgegeben. Falls andererseits während der Periode, wenn die Vergleichsoperation ausgeführt wird, die Eingansspannung Vin niedriger als die Referenzspannung VR ist, erreicht dann die Ausgangsspannung V2 des Inverters 14 den "H"-Pegel. Synchron mit der nächsten ansteigenden Flanke des Taktsignals wird diese von der Verriegelungsschaltung 16 als Ausgangsspannung Vout mit dem "H"-Pegel ausgegeben.
  • 9 ist ein Schaltungsdiagramm einer Oszillatorschaltung, die zwei Komparatoren umfaßt. Diese Oszillatorschaltung 2 enthält erste und zweite Komparatoren 21a und 21b, den Kondensator 22, der geladen oder entladen wird, um den ersten und zweiten Komparatoren 21a und 21b eine Vergleichsspannung Vc zuzuführen, erste und zweite Stromquellen 23a und 23b zum Laden oder Entladen des Kondensators 22, erste und zweite Schalter 24a und 24b und einen Inverter 25 zum jeweiligen Ein/Aus-Steuern der ersten und zweiten Stromquellen 23a und 23b, und eine Verriegelungsschaltung, die aus zwei NAND-Gattern 27a und 27b gebildet ist, zum Verriegeln eines Signals, das erhalten wird, indem ein Ausgangssignal des ersten Komparators 21a mittels des Inverters 26 invertiert wird, und eines Ausgangssignals des zweiten Komparators 21b und zum Ausgeben eines Oszillationssignals als Ausgangsspannung Vout.
  • Dem ersten Komparator 21a wird ein Spannungssignal, das hinsichtlich des Potentials relativ hoch ist (im folgenden als hohe Referenzspannung VRH bezeichnet), als Referenzspannung zugeführt. Dem zweiten Komparator 21b wird ein Spannungssignal, das hinsichtlich des Potentials relativ niedrig ist (im folgenden als niedrige Referenzspannung VRL bezeichnet), als Referenzspannung zugeführt. Der erste Schalter 24a wird durch das Ausgangssignal der Verriegelungsschaltung, d.h. das Oszillationssignal, gesteuert. Der zweite Schalter 24b wird durch ein Signal gesteuert, das durch Invertieren des Oszillationssignals unter Verwendung des Inverters 25 erhalten wird.
  • 10 ist ein Operationszeitlagendiagramm der Oszillatorschaltung 2, die in 9 gezeigt ist. Wenn eine Anschlußspannung VC des Kondensators 22, nämlich die Spannung, die auf Grund des Ladens zunimmt, die hohe Referenzspannung VRH überschreitet, führt der erste Komparator 21a nach einer Verzögerungszeit td eine Vergleichsoperation aus. Als Resultat wird eine Ausgangsspannung des Inverters 26 (eine Spannung an einem Knoten A, der auf einer Ausgangsseite des Inverters 26 angeordnet ist), dem ein Ausgangssignal des Komparators 21a zugeführt wird, von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel geschaltet. Daher wird die Verriegelungsschaltung zurückgesetzt, und die Ausgangsspannung Vout der Verriegelungsschaltung wird von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel geschaltet.
  • Wenn ferner die Anschlußspannung des Kondensators 22, d.h. die Vergleichsspannung Vc, auf Grund des Entladens unter die niedrige Referenzspannung VRL verringert wird, führt der zweite Komparator 21b eine Vergleichsoperation nach einer Verzögerungszeit td aus. Als Resultat wird eine Ausgangsspannung des Komparators 21b (eine Spannung an einem Knoten B, der auf einer Ausgangsseite des Komparators 21b angeordnet ist), dem ein Ausgangssignal des Komparators 21a zugeführt wird, von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel geschaltet. Daher wird die Verriegelungsschaltung zurückgesetzt, und die Ausgangsspannung Vout der Verriegelungsschaltung wird von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel geschaltet.
  • 11 ist ein schematisches Diagramm, das die Konfiguration einer bekannten spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zeigt. Diese spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung enthält erste und zweite Differenzkomparatoren 110 und 111, einen Kondensator 112 zum Zuführen einer Vergleichsspannung Vc zu den ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111, erste und zweite Stromquellen 113 und 114 zum Laden oder Entladen des Kondensators 112, eine Konverterschaltung 115 zum Bewirken, daß jede von den ersten und zweiten Stromquellen 113 und 114 einen Strom erzeugt, der zu der Eingangsspannung proportional ist, erste und zweite Schalter 116 und 117 und einen Inverter 118 zum jeweiligen Ein/Aus-Steuern der ersten und zweiten Stromquellen 113 und 114 und eine Verriegelungsschaltung 119 zum Verriegeln von Ausgangssignalen der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111 und Ausgeben eines Oszillationssignals der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung.
  • Die Spannung Vin wird der Konverterschaltung 115 als Steuerspannungseingabe von außen eingegeben, um die Oszillationsfrequenz der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zu steuern, die in 11 gezeigt ist. Die Konverterschaltung 115 steuert die ersten und zweiten Stromquellen 113 und 114 und bewirkt, daß jede von den ersten und zweiten Stromquellen 113 und 114 einen Strom I erzeugt, der zu der Eingangsspannung Vin proportional ist.
  • Die ersten und zweiten Stromquellen 113 und 114 werden auf der Basis einer Ausgabe der Konverterschaltung 115 angetrieben, und sie erzeugen den Strom I, der zu der Eingangsspannung Vin proportional ist. Der positive Anschluß der ersten Stromquelle 113 ist mit einer Energiezufuhr verbunden, und der negative Anschluß ist mit dem ersten Schalter 116 verbunden. Der positive Anschluß der zweiten Stromquelle 114 ist mit dem zweiten Schalter 117 verbunden, und der negative Anschluß ist mit Erde verbunden.
  • Die ersten und zweiten Schalter 116 und 117 sind seriell verbunden. Zwischen dem Energiezufuhranschluß und Erde sind deshalb die erste Stromquelle 113, der erste Schalter 116, der zweite Schalter 117 und die zweite Stromquelle 114 seriell verbunden.
  • Der erste Schalter 116 und der zweite Schalter 117 werden auf der Basis einer Ausgangsspannung Vout der Verriegelungsschaltung 119, d.h., des Oszillationssignals der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung, die in 11 gezeigt ist, ein-/ausgeschaltet. Jedoch wird dem ersten Schalter 116 und dem zweiten Schalter 117 das Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung mit voneinander um 180 Grad verschobenen Phasen zugeführt, um zu verhindern, daß sowohl der erste Schalter 116 als auch der zweite Schalter 117 gleichzeitig eingeschaltet wird, d.h., um zu bewirken, daß entweder exklusiv der erste Schalter 116 oder der zweite Schalter 117 eingeschaltet wird. Genauer gesagt, das Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung wird zum Beispiel dem ersten Schalter 116 so eingegeben wie es ist, wohingegen das Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung durch den Inverter 118 invertiert wird und dann dem zweiten Schalter 117 eingegeben wird.
  • Ein Knoten zwischen dem ersten Schalter 116 und dem zweiten Schalter 117 ist mit einem Anschluß des Kondensators 112 verbunden und ferner mit nichtinvertierenden Eingangsanschlüssen der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators 112 ist mit Erde verbunden. Deshalb lädt der Strom der ersten Stromquelle 113 (wenn der erste Schalter 116 geschlossen ist) den Kondensator 112. Eine Spannung Vc, die durch dieses Laden erzeugt wird, wird auf die nichtinvertierenden Eingangsanschlüsse der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111 als Vergleichsspannung angewendet.
  • Wenn andererseits der zweite Schalter 117 geschlossen ist, wird der Kondensator 112 durch den Strom entladen, der durch die zweite Stromquelle 114 gezogen wird. Eine Spannung Vc, die durch dieses Entladen erzeugt wird, wird auf die nichtinvertierenden Eingangsanschlüsse der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111 als Vergleichsspannung angewendet.
  • Dem ersten Komparator 110 wird eine Referenzspannung VRH, die hinsichtlich des Potentialpegels relativ hoch ist (im folgenden als hohe Referenzspannung VRH bezeichnet), als Eingangssignal eines invertierenden Eingangsanschlusses desselben zugeführt. Der erste Komparator 110 vergleicht die hohe Referenzspannung VRH mit der Vergleichsspannung Vc. Der Ausgangsanschluß des ersten Komparators 110 ist mit einem Rücksetzanschluß "Reset" der Verriegelungsschaltung 119 verbunden.
  • Dem zweiten Komparator 111 wird eine Referenzspannung VRL, die hinsichtlich des Potentialpegels relativ niedrig ist (im folgenden als niedrige Referenzspannung VRL bezeichnet), als Eingangssignal eines invertierenden Eingangsanschlusses desselben zugeführt. Der zweite Komparator 111 vergleicht die niedrige Referenzspannung VRL mit der Vergleichsspannung Vc. Der Ausgangsanschluß des zweiten Komparators 111 ist mit einem Setzanschluß "/Set" der Verriegelungsschaltung 119 verbunden. Dieser Setzanschluß "/Set" wird effektiv, wenn das Eingangssignal auf einem relativ niedrigen Potentialpegel ist.
  • Nun wird die Operation der in 11 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung beschrieben. 12 ist ein Zeitlagendiagramm der Operation. In solch einem Zustand, wenn der erste Schalter 116 offen (aus) ist und der zweite Schalter 117 geschlossen (ein) ist, zieht die zweite Stromquelle 114 den Strom, so daß der Kondensator 112 entladen wird. Deshalb fällt die Anschlußspannung des Kondensators 112, d.h., die Vergleichsspannung Vc der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111 allmählich ab.
  • Während dieser Periode erreicht die Ausgangsspannung des ersten Komparators 110 einen relativ niedrigen Potentialpegel (im folgenden als "L"-Pegel bezeichnet), wohingegen die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 111 einen relativ hohen Potentialpegel erreicht (im folgenden als "H"-Pegel bezeichnet). Deshalb hält die Verriegelungsschaltung 119 ihre Ausgangsspannung Vout, d.h., das Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Schaltung, auf dem "L"-Pegel, der der vorherige Zustand ist. In 12 sind Veränderungen der Ausgangsspannungen der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111 als Spannungsveränderungen an den Knoten A und B gezeigt (Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111), die in 11 gezeigt sind.
  • Wenn die Vergleichsspannung Vc weiter abfällt und (zu der Zeit T1) gleich der niedrigen Referenzspannung VRL oder kleiner als diese wird, schaltet die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 111 auf den "L"-Pegel. Tatsächlich wird jedoch eine Verzögerung der Operation des zweiten Komparators 111 verursacht. Deshalb schaltet die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 111 auf den "L"-Pegel, wenn eine Verzögerungszeit td abgelaufen ist (zu der Zeit T2), da dies die Zeit ist, wenn die Vergleichsspannung Vc gleich der niedrigen Referenzspannung VRL oder kleiner als diese geworden ist (zu der Zeit T1).
  • Zu dieser Zeit bleibt die Ausgangsspannung des ersten Komparators 110 auf dem "L"-Pegel. Deshalb wird die Verriegelungsschaltung 119 gesetzt, und die Ausgangsspannung Vout der Verriegelungsschaltung 119 schaltet zu der Zeit T2 auf den "H"-Pegel.
  • Da die Ausgangsspannung Vout der Verriegelungsschaltung 119 auf den "H"-Pegel schaltet, wird der zweite Schalter 117 ausgeschaltet und wird der erste Schalter 116 zu der Zeit T2 geschlossen (eingeschaltet). Als Resultat fließt ein Strom der ersten Stromquelle 113, und auf Grund dieses Stromes wird mit dem Laden des Kondensators 112 begonnen.
  • Deshalb beginnt die Anschlußspannung des Kondensators 112, d.h., die Vergleichsspannung Vc der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111, anzusteigen. Wenn die Vergleichsspannung Vc die niedrige Referenzspannung VRL überschreitet (zu der Zeit T3), schaltet die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 111 auf den "H"-Pegel. Tatsächlich wird jedoch eine Verzögerung der Operation des zweiten Komparators 111 verursacht. Deshalb schaltet die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 111 auf den "H"-Pegel, wenn eine Verzögerungszeit td seit der Zeit T3 abgelaufen ist (zu der Zeit T4).
  • Zu dieser Zeit bleibt die Ausgangsspannung des ersten Komparators 110 auf dem "L"-Pegel. Deshalb hält die Verriegelungsschaltung 119 ihre Ausgangsspannung Vout auf dem "H"-Pegel. Wenn die Anschlußspannung des Kondensators 112, d.h. die Vergleichsspannung Vc, weiter ansteigt und die hohe Referenzspannung VRH überschreitet (zu der Zeit T5), schaltet die Ausgangsspannung des ersten Komparators 110 auf den "H"-Pegel.
  • Tatsächlich wird jedoch eine Verzögerung der Operation des ersten Komparators 110 verursacht. Deshalb schaltet die Ausgangsspannung des ersten Komparators 110 auf den "H"-Pegel, wenn eine Verzögerungszeit td seit der Zeit T5 abgelaufen ist (zu der Zeit T6). Zu dieser Zeit bleibt die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 111 auf dem "H"-Pegel. Deshalb wird die Verriegelungsschaltung 119 zurückgesetzt, und die Ausgangsspannung Vout schaltet zu der Zeit T6 auf den "L"-Pegel.
  • Da die Ausgangsspannung Vout der Verriegelungsschaltung 119 auf den "L"-Pegel schaltet, wird der erste Schalter 116 ausgeschaltet und wird der zweite Schalter 117 zu der Zeit T6 wieder geschlossen (eingeschaltet). Als Resultat wird auf Grund des Stromes der zweiten Stromquelle 114 mit dem Entladen des Kondensators 112 begonnen. Deshalb beginnt die Anschlußspannung des Kondensators 112, d.h., die Vergleichsspannung Vc der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111, abzufallen.
  • Wenn die Vergleichsspannung Vc gleich der hohen Referenzspannung VRH oder kleiner als diese geworden ist (zu der Zeit T7), schaltet die Ausgangsspannung des Komparators 110 auf den "L"-Pegel. Tatsächlich wird jedoch eine Verzögerung der Operation des ersten Komparators 110 verursacht. Deshalb schaltet die Ausgangsspannung des ersten Komparators 110 auf den "L"-Pegel, wenn eine Verzögerungszeit td seit der Zeit T7 abgelaufen ist (zu der Zeit T8).
  • Zu dieser Zeit bleibt die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 111 auf dem "H"-Pegel. Deshalb hält die Verriegelungsschaltung 119 ihre Ausgangsspannung Vout auf dem "L"-Pegel. Die in 11 gezeigte spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung wiederholt solch eine Operation.
  • Wenn angenommen wird, daß die Veränderung der Vergleichsspannung Vc pro Einheitszeit Δt ΔV beträgt, wird eine Periode T der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung, die in 11 gezeigt ist, durch die folgende Gleichung (1) dargestellt. T = {2·(VRH – VRL)/(ΔV/Δt)} + 4·td (1)
  • Wenn angenommen wird, daß die Kapazität des Kondensators 112C ist und der Strom, der durch die ersten und zweiten Stromquellen 113 und 114 fließt, I ist, wird ΔV/Δt in der Gleichung (1) durch die folgende Gleichung (2) dargestellt. (ΔV/Δt) = I/C (2)
  • Die Konverterschaltung 115 bewirkt, daß die ersten und zweiten Stromquellen 113 und 114 den Strom I proportional zu der Eingangsspannung Vin fließen lassen. Wenn angenommen wird, daß die Proportionalitätskonstante zwischen der Eingangsspannung Vin und dem Strom I K ist, wird der Strom I durch die folgende Gleichung (3) dargestellt. Gemäß der Gleichung (3) kann deshalb die Gleichung (2) so umgeschrieben werden, wie es durch die folgende Gleichung (4) dargestellt ist. Schließlich kann die Gleichung (1) so umgeschrieben werden, wie es durch die folgende Gleichung (5) dargestellt ist. I = K·Vin (3) ΔV/Δt = K·Vin/C (4) T = {2·(VRH – VRL)/(K·Vin)} + 4·td (5)
  • Zum Beispiel muß im Falle der Oszillatorschaltung, die die in 9 gezeigte Konfiguration hat, ein Vergleich zwischen der Vergleichsspannung und den hohen und niedrigen Referenzspannungen VRH und VRL mit hoher Geschwindigkeit zum Erzeugen einer schnellen und akkuraten Oszillationsfrequenz akkurat ausgeführt werden. Des weiteren ist es in der Oszillatorschaltung 2 unmöglich, die Zeitlage, wenn die Vergleichsspannung Vc der hohen Referenzspannung VRH oder der niedrigen Referenzspannung VRL gleich wird, mit einem externen Takt zu synchronisieren.
  • Der Grund dafür ist wie folgt. Wenn ein externer Takt in der Oszillatorschaltung 2 verwendet wird, sind Flanken der Oszillation mit diesem Takt synchron. Dies führt zu solchen Unannehmlichkeiten wie etwa einer Streuung von Oszillationsperioden oder einer Diskontinuität beim Festlegen von Perioden. Deshalb müssen in der Oszillationsschaltung 2 mit der in 9 gezeigten Konfiguration die ersten und zweiten Komparatoren 21a und 21b die Vergleichsoperation kontinuierlich ausführen.
  • In dem herkömmlichen Komparator des Invertertyps, der unter Bezugnahme auf 1 bis 3 erläutert wurde, dient jedoch die Schwellenspannung, die durch Charakteristiken der PMOS- und NMOS-Transistoren Q1 und Q2 bestimmt wird, als Referenzspannung. Dies führt zu dem Problem, daß die Referenzspannung, d.h. die Schwellenspannung, auf Grund solcher Faktoren wie etwa der Abhängigkeit von der Energiezufuhrspannung, der Abhängigkeit von der Temperatur und der Abhängigkeit von der Abtastung extrem ungenau ist. Deshalb ist es schwierig, eine akkurate Vergleichsoperation unter Verwendung des herkömmlichen Komparators des Invertertyps auszuführen. Deshalb ist dieser Komparator für die oben beschriebene Oszillationsschaltung ungeeignet.
  • Ferner ist in dem herkömmlichen Differenzkomparator, der unter Bezugnahme auf 4 bis 6 erläutert wurde, die Operationsgeschwindigkeit desselben durch die Operationsgeschwindigkeit der Differenzverstärkerschaltung begrenzt. In dem Fall, wenn die Differenzverstärkerschaltung zum Beispiel eine CMOS-Konfiguration hat, erreicht die Verzögerungszeit deshalb eine Länge von zig Nanosekunden. Deshalb ist es schwierig, eine Vergleichsoperation mit hoher Geschwindigkeit unter Verwendung des herkömmlichen Differenzkomparators auszuführen. Daher ist auch dieser Komparator für die oben beschriebene Oszillationsschaltung ungeeignet.
  • Weiterhin wird in dem bekannten Chopper-Komparator, der unter Bezugnahme auf 7 und 8 erläutert wurde, eine automatische Nulloperation während eines Intervalls einer halben Periode des Taktsignals ϕ ausgeführt, und deshalb kann die Vergleichsoperation während dieses Intervalls nicht ausgeführt werden. Als Resultat kann der herkömmliche Komparator des Chopper-Typs nicht verwendet werden, wenn ein Vergleich auf asynchrone Weise ausgeführt wird. Deshalb ist auch der herkömmliche Chopper-Komparator für die oben beschriebene Oszillationsschaltung ungeeignet.
  • Ferner wird die Periode T der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung, wie es durch die Gleichung (5) dargestellt ist, um das Vierfache (4·td) der Verzögerungszeit td der ersten und zweiten Komparatoren 110 und 111 länger als die ursprüngliche Oszillationsperiode. Rechnerisch erreicht deshalb ein Maximalwert der Oszillationsfrequenz (Kehrwert der Periode T) der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung eine Frequenz, die durch den Kehrwert von 4·td dargestellt wird.
  • Die Verzögerungszeit td eines typischen Differenzkomparators beträgt ungefähr 50 ns. In der herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung beträgt die obere Grenze ihrer Oszillationsfrequenz rechnerisch deshalb etwa 20 MHz. Bei der tatsächlichen Schaltungskonstruktion muß deshalb die Oszillationsfrequenz auf ungefähr 10 MHz herabgedrückt werden. Diese Frequenz reicht zum Betreiben der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung mit hoher Geschwindigkeit nicht aus.
  • Die vorliegende Erfindung ist angesichts der oben beschriebenen Probleme gemacht worden. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind darauf gerichtet, einen Komparator vorzusehen, der schnelle und akkurate Vergleichsoperationen kontinuierlich ausführen kann.
  • US-A-5017811 (Worley) offenbart einen CMOS-TTL-Eingabepuffer unter Verwendung eines Verhältnisinverters mit einem N-Kanal-Feldeffekttransistor mit eingestellter Schwellenspannung. Eine abgewandelte Inverterschaltung mit Vorspannungsquelle, 2 Dioden für eine Auslösespannung von 1,4 Volt und ein Komparator bilden einen zentralen Vorspannungsgenerator zum Zuführen einer angemessenen Vorspannung zu dem Körper von NFETs einer Vielzahl von TTL-Eingabepuffern.
  • US 5870000 offenbart eine Oszillationsschaltung zum Erzeugen einer Ausgabe, deren Frequenz mit einem eingegebenen Spannungswert übereinstimmt. Die Schaltung umfaßt einen Kondensator, eine Stromquelle zum Laden des Kondensators und einen Komparator, dessen ein Eingang mit einem Ladeanschluß des Kondensators verbunden ist und dessen anderem Eingang eine Referenzspannung zugeführt wird. Der Komparator gibt ein Ausgangssignal aus, das einen hohen Pegel und einen niedrigen Pegel hat, und dieses Signal wird über einen Schalter zu dem Ladeanschluß des Kondensators zurückgeführt, um das Potential des Ladeanschlusses reduzieren zu können, wodurch bewirkt wird, daß die Ausgangsspannung zwischen dem hohen Pegel und dem niedrigen Pegel oszilliert.
  • Die Erfindung ist in dem beigelegten unabhängigen Anspruch definiert, worauf nun Bezug genommen werden sollte. Ferner sind bevorzugte Merkmale in den ihm beigefügten Unteransprüchen zu finden.
  • 13 ist ein Diagramm, das das Prinzip eines Komparators zeigt, der nicht Teil der Erfindung ist. Dieser Komparator 3 enthält einen Inverter 31, einen Blindinverter 32 und eine Steuerschaltung 33. Der Inverter 31 dient dazu, die Eingangsspannung Vin mit der Schwellenspannung Vth zu vergleichen, die als Referenzspannung zu der Zeit des Vergleichs dient, und die Ausgangsspannung Vout auszugeben. Die Steuerschaltung 33 dient dazu, die Schwellenspannungen Vth des Inverters 31 und des Blindinverters 32 zu steuern.
  • Der Inverter 31 und der Blindinverter 32 sind dafür ausgelegt, um durch eine Vth-Steuerspannung Vtc, die von der Steuerschaltung 33 ausgegeben wird, hinsichtlich ihrer Schwellenspannung Vth gesteuert zu werden. Der Inverter 31 und der Blindinverter 32 haben dieselbe Konfiguration und sind unmittelbar miteinander benachbart und werden unter Verwendung desselben Prozesses auf demselben Halbleitersubstrat hergestellt. Deshalb können ihre elektrischen Charakteristiken, wie zum Beispiel ihre Schwellenspannungen Vth, als ungefähr gleich angesehen werden.
  • Dem Blindinverter 32 wird eine Vth-Detektionseingangsspannung Vin' zugeführt, die von der Steuerschaltung 33 ausgegeben wird. Der Blindinverter 32 gibt eine Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' an die Steuerschaltung 33 aus. Die Steuerschaltung 33 erzeugt die Vth-Detektionseingangsspannung Vin' und gibt sie an den Blindinverter 32 aus. Zusätzlich empfängt die Steuerschaltung 33 die Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' von dem Blindinverter 32. Der Steuerschaltung 33 wird eine Referenzspannung VR von außen zugeführt.
  • Nun wird die Operation des Komparators 3 beschrieben, der die Konfiguration hat, wie sie in 13 gezeigt ist. Die Steuerschaltung 33 führt die Vth-Detektionseingangsspannung Vin' dem Blindinverter 32 zu. Der Blindinverter 32 gibt die Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' auf der Basis der Vth-Detektionseingangsspannung Vin' und der Schwellenspannung Vth aus. Die Steuerschaltung 33 detektiert die Schwellenspannung Vth des Blindinverters 32 auf der Basis der Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' und der Vth-Detektionseingangsspannung Vin'.
  • Die Steuerschaltung 33 vergleicht die Größe der detektierten Schwellenspannung Vth des Blindinverters 32 und der Referenzspannung VR, die von außen eingegeben wird. Auf der Basis eines Resultats des Vergleichs stellt die Steuerschaltung 33 eine Vth-Steuerspannung Vtc so ein, damit die Schwellenspannung Vth des Blindinverters 32, d.h., die Schwellenspannung Vth des Inverters 31, der als Komparator dient, mit der externen Referenzspannung VR koinzidiert. Die Steuerschaltung 33 gibt die Vth-Steuerspannung Vtc an den Blindinverter 32 und den Inverter 31 aus.
  • Als Resultat koinzidiert die Schwellenspannung Vth des Inverters 31 und des Blindinverters 32 mit der feststehenden Referenzspannung VR. Deshalb wird es möglich, den Inverter 31 als Komparator zum Ausführen einer Vergleichsoperation mit hoher Präzision zu verwenden. Da ferner die Verzögerungszeit des Inverters 31 nur einige Nanosekunden beträgt, wird ein schnellerer Komparator realisiert. Da der Inverter 31 des weiteren kontinuierlich arbeiten kann, kann er auch in dem Fall verwendet werden, wenn der Vergleich asynchron ausgeführt wird.
  • Das Prinzip dessen, daß die Schwellenspannung Vth des Inverters 31 und des Blindinverters 32 unter Verwendung der Vth-Steuerspannung Vtc gesteuert werden kann, die von der Steuerschaltung 33 ausgegeben wird, wird nun unter Bezugnahme auf 14 beschrieben. Was die Schwellenspannung eines NMOS-Transistors (sowie eines PMOS-Transistors) anbe langt, ist die Schwellenspannung Vthn eines NMOS-Transistors bezüglich einer Referenzspannung eine Funktion einer Spannung des hinteren Gates VBn des NMOS-Transistors, und sie kann durch die folgende Gleichung (6) dargestellt werden. Vthn(VBn) = Vthn + ΔVthn(VBn) (6)
  • Der Ausdruck ΔVthn(VBn) in der Gleichung (6) wird durch die folgende Gleichung (7) dargestellt. In der Gleichung (7) sind Kn und ϕFn Koeffizienten, die von dem Herstellungsprozeß des Transistors oder der Temperatur abhängen. ΔVthn(VBn) = Kn(√(2·ϕFn – VBn) – √(2·ϕFn)) (7)
  • Wenn die Schwellenspannung eines PMOS-Transistors bezüglich einer Substratspannung durch Vthp dargestellt wird, eine Spannung des hinteren Gates des PMOS-Transistors durch VBp dargestellt wird und das Verhältnis eines Stromverstärkungsfaktors βn des NMOS-Transistors zu einem Stromverstärkungsfaktor βp des PMOS-Transistors durch βR (βR = βn/βp) dargestellt wird, wird die Schwellenspannung Vth des Inverters durch die folgende Gleichung (8) dargestellt. VDD in der Gleichung (8) ist eine Energiezufuhrspannung. Vth = (VDD – |Vthp(VBn)| + Vthn/VBp)·√βR)/(1 + √βR) (8)
  • Aus dieser Gleichung (8) ist erkennbar, daß die Schwellenspannung des Inverters gesteuert werden kann, indem die Spannung des hinteren Gates VBn des NMOS-Transistors und/oder die Spannung des hinteren Gates VBp des PMOS-Transistors gesteuert wird. Deshalb kann die Spannung des hinteren Gates des NMOS-Transistors und des PMOS-Transistors, die sowohl den Inverter 31 als auch den Blindinverter 32 bilden, gesteuert werden, um die Schwellenspannung des Inverters 31 und des Blindinverters 32 zu steuern.
  • 22 ist ein schematisches Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration zur Beschreibung eines Prinzips einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zeigt, die die vorliegende Erfindung verkörpert. 23 ist ein Zeitlagendiagramm, das die Operation der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zeigt.
  • Eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung enthält, wie in 22 gezeigt, zwei Chopper-Komparatoren 120 und 121 (einen ersten Chopper-Komparator und einen zweiten Chopper-Komparator), einen Kondensator 122 zum Zuführen einer Vergleichsspannung Vc zu den zwei Komparatoren 120 und 121, erste und zweite Stromquellen 123 und 124 zum Laden oder Entladen des Kondensators 122 und eine Konverterschaltung 125 zum Bewirken, daß die ersten und zweiten Stromquellen 123 und 124 einen Strom I erzeugen, der zu der Eingangsspannung Vin proportional ist.
  • Die spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung enthält ferner erste und zweite Schalter 126 und 127 und einen Inverter 128 zum Ein/Aus-Steuern der ersten und zweiten Stromquellen 123 und 124. Eine Logikschaltung 129 verriegelt die Ausgangssignale der ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121, gibt die Ausgangsspannung Vout aus, die als Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung dient, und erzeugt Taktsignale ϕ1 und /ϕ1 (wobei /ϕ1 ein invertiertes Signal von ϕ1 ist) zum Umschalten der Operation der ersten und zweiten Chopper-Komparatoren 120 und 121. Diese Logikschaltung 129 hat die Funktion einer Ausgangsschaltanordnung.
  • Der Konverterschaltung 125 wird als ihre Eingangsspannung Vin eine Steuerspannung zugeführt, die von außen eingegeben wird, um eine Oszillationsfrequenz einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zu steuern.
  • Die Konverterschaltung 125 steuert die ersten und zweiten Stromquellen 123 und 124 und bewirkt, daß jede der ersten und zweiten Stromquellen 123 und 124 einen Strom I erzeugt, der zu der Eingangsspannung Vin proportional ist.
  • Die ersten und zweiten Stromquellen 123 und 124 werden auf der Basis einer Ausgabe der Konverterschaltung 125 angetrieben, und sie erzeugen den Strom I proportional zu der Eingangsspannung Vin. Der positive Anschluß der ersten Stromquelle 123 ist mit einem Energiezufuhranschluß verbunden, und der negative Anschluß ist mit dem ersten Schalter 126 verbunden. Der positive Anschluß der zweiten Stromquelle 124 ist mit dem zweiten Schalter 127 verbunden, und der negative Anschluß ist mit Erde verbunden.
  • Die ersten und zweiten Schalter 126 und 127 sind seriell verbunden. Zwischen dem Energiezufuhranschluß und Erde sind deshalb die erste Stromquelle 123, der erste Schalter 126, der zweite Schalter 127 und die zweite Stromquelle 124 seriell verbunden.
  • Der erste Schalter 126 und der zweite Schalter 127 schalten sich auf der Basis einer Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129, d.h., des Oszillationssignals der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein/aus.
  • Jedoch wird dem ersten Schalter 126 und dem zweiten Schalter 127 ein Eingangssignal für ihre Ein/Aus-Steuerung, d.h., das Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung, mit voneinander um 180 Grad verschobe nen Phasen zugeführt, um zu verhindern, daß sowohl der erste Schalter 126 als auch der zweite Schalter 127 gleichzeitig eingeschaltet wird, d.h., um zu bewirken, daß entweder der erste Schalter 126 oder der zweite Schalter 127 exklusiv eingeschaltet wird.
  • Genauer gesagt, das Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung wird zum Beispiel dem ersten Schalter 126 so wie es ist eingeben, während das Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung durch den Inverter 128 invertiert wird und dann dem zweiten Schalter 127 eingegeben wird.
  • Ein Knoten zwischen dem ersten Schalter 126 und dem zweiten Schalter 127 ist mit einem Anschluß des Kondensators 122 verbunden und ferner mit nichtinvertierenden Eingangsanschlüssen der ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121 verbunden.
  • Der andere Anschluß des Kondensators 122 ist mit Erde verbunden. Wenn der erste Schalter 126 geschlossen (ein) ist, wird deshalb der Kondensator 122 auf Grund des Stromes der ersten Stromquelle 123 geladen. Eine Spannung Vc, die durch dieses Laden erzeugt wird, wird auf die ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121 als Vergleichsspannung angewendet. Wenn andererseits der zweite Schalter 127 geschlossen (ein) ist, wird der Kondensator 122 auf Grund des Stromes, der durch die zweite Stromquelle 124 gezogen wird, entladen. Eine Spannung Vc, die durch dieses Entladen erzeugt wird, wird auf die ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121 als Vergleichsspannung angewendet.
  • Die ersten und zweiten Chopper-Komparatoren 120 und 121 sind dafür ausgelegt, um durch die Taktsignale ϕ1 und /ϕ1 alternierend von einem Vergleichsoperationszustand auf einen automatischen Nullzustand und umgekehrt geschaltet zu werden. Wenn zum Beispiel das Taktsignal ϕ1 auf dem "H"-Pegel ist, führt der erste Komparator 120, dem eine Referenzspannung VRH zugeführt wird, die hinsichtlich des Potentialpegels relativ hoch ist, eine Vergleichoperation aus. Andererseits ist der zweite Komparator 121, dem eine Referenzspannung VRL zugeführt wird, die hinsichtlich des Potentialpegels relativ niedrig ist, in dem automatischen Nullzustand.
  • In diesem Zustand ist der erste Schalter 126 geschlossen und der zweite Schalter 127 offen. Als Resultat wird der Kondensator 122 geladen. Deshalb steigt die Anschlußspannung des Kondensators 122, d.h., die Vergleichsspannung Vc der ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121, allmählich an. Deshalb reicht es aus, wenn der erste Komparator 120 mit der Referenzspannung VRH die Vergleichsspannung Vc mit der Schwellenspannung VRH vergleicht. Selbst wenn der zweite Komparator 121, der die Referenzspannung VRL hat, in dem automatischen Nullzustand ist, tritt somit überhaupt kein Problem auf.
  • Wenn im Gegensatz dazu das Taktsignal ϕ1 auf dem "L"-Pegel ist, ist der erste Komparator 120, dem die Referenzspannung VRH zugeführt wird, in dem automatischen Nullzustand. Andererseits führt der zweite Komparator 121, dem die Referenzspannung VRL zugeführt wird, eine Vergleichsoperation aus. In diesem Zustand ist der erste Schalter 126 offen (aus) und der zweite Schalter 127 geschlossen (ein). Als Resultat wird der Kondensator 122 entladen. Deshalb fällt die Anschlußspannung des Kondensators 122, d.h., die Vergleichsspannung Vc der ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121, allmählich ab.
  • Deshalb reicht es aus, wenn der zweite Komparator 121, der die Referenzspannung VRL hat, die Vergleichsspannung Vc mit der Schwellenspannung VRL vergleicht. Auch wenn der erste Komparator 120, der die Referenzspannung VRH hat, in dem automatischen Nullzustand ist, tritt somit überhaupt kein Problem auf.
  • Die Logikschaltung 129 inkorporiert eine Verriegelungsschaltung zum Verriegeln der Ausgangssignale der ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121. Diese Verriegelungsschaltung ist nicht gezeigt. Zusätzlich inkorporiert die Logikschaltung 129 eine Taktsignalerzeugungsschaltung zum Erzeugen der Taktsignale ϕ1 und /ϕ1. Diese Taktsignalerzeugungsschaltung ist auch nicht gezeigt. Die Taktsignalerzeugungsschaltung erzeugt das Taktsignal ϕ1 synchron mit einer Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 und mit einer leichten Verzögerung im Vergleich zu ihr, d.h., dem Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Taktsignalerzeugungsschaltung führt dieses Taktsignal ϕ1 dem ersten Komparator 120 zu, der die Referenzspannung VRH hat.
  • Ferner verschiebt die Taktsignalerzeugungsschaltung die Phase des Taktsignals ϕ1 um 180 Grad und führt das resultierende Taktsignal dem zweiten Komparator 121 zu, der die Referenzspannung VRL hat. Deshalb hat die Taktsignalerzeugungsschaltung der Logikschaltung 129 die Funktion einer Verzögerungsschaltung zum Verzögern der Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 um eine vorbestimmte Zeit und zum Ausgeben des verzögerten Signals.
  • Unter Bezugnahme auf 23 wird nun die Operation der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung beschrieben, die in
  • 22 gezeigt ist. In solch einem Zustand, wenn der erste Schalter 126 offen (aus) ist und der zweite Schalter 127 geschlossen (ein) ist, zieht die zweite Stromquelle 124 den Strom, so daß der Kondensator 122 entladen wird. Deshalb fällt die Anschlußspannung des Kondensators 122, d.h., die Vergleichsspannung Vc des zweiten Komparators 121, allmählich ab.
  • In diesem Zustand führt der zweite Komparator 121, der die Referenzspannung VRL hat, die Vergleichsoperation aus, während der erste Komparator 120, der die Referenzspannung VRH hat, in dem automatischen Nullzustand ist. Die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 121 ist auf dem "H"-Pegel, und die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 erreicht den "L"-Pegel. In 23 sind Veränderungen der Ausgangsspannungen der ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121 als Spannungsveränderungen an den Knoten A und B (Ausgangsanschlüsse der ersten und zweiten Komparatoren 120 und 121) gezeigt, die in 22 gezeigt sind.
  • Wenn die Vergleichsspannung Vc weiter abfällt und gleich der niedrigen Referenzspannung VRL oder kleiner als diese wird (zu der Zeit T11) und eine Verzögerungszeit, die durch den zweiten Komparator 121 verursacht wird, abgelaufen ist (zu der Zeit T12), schaltet die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 121 dann auf den "L"-Pegel. Deshalb schaltet die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 zu der Zeit T12 auf den "H"-Pegel.
  • Da die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 auf den "H"-Pegel schaltet, wird der zweite Schalter 127 ausgeschaltet und wird der erste Schalter 126 zu der Zeit T12 geschlossen (eingeschaltet). Als Resultat fließt ein Strom von der ersten Stromquelle 123, und es wird damit begonnen, den Kondensator 122 durch diesen Strom zu laden.
  • Deshalb beginnt die Anschlußspannung des Kondensators 122, d, h., die Vergleichsspannung Vc des ersten Komparators 120, anzusteigen. In diesem Zustand führt der erste Komparator 120, der die Referenzspannung VRH hat, die Vergleichsoperation aus, während der zweite Komparator 121, der die Referenzspannung VRL hat, in dem automatischen Nullzustand ist. Die Ausgangsspannung des ersten Komparators 120 ist auf dem "L"-Pegel, und die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 ist auf dem "H"-Pegel.
  • Wenn die Anschlußspannung des Kondensators 122, d.h., die Vergleichsspannung Vc, weiter ansteigt und die hohe Referenzspannung VRH überschreitet (zu der Zeit T13) und eine Verzögerungszeit, die durch den ersten Komparator 120 verursacht wird, abgelaufen ist (zu der Zeit T14), schaltet die Ausgangsspannung des ersten Komparators 120 dann auf den "H"-Pegel. Deshalb schaltet die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 zu der Zeit T14 auf den "L"-Pegel.
  • Da die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 auf den "L"-Pegel schaltet, wird der erste Schalter 126 ausgeschaltet und der zweite Schalter 127 auch zu der Zeit T14 geschlossen (eingeschaltet). Als Resultat wird wieder damit begonnen, den Kondensator 122 zu entladen.
  • Deshalb beginnt die Anschlußspannung des Kondensators 122, d.h., die Vergleichsspannung Vc des zweiten Komparators 121, wieder abzufallen. Der erste Komparator 120, der die Referenzspannung VRH hat, wird in den automatischen Nullzustand gebracht, während der zweite Komparator 121, der die Referenzspannung VRL hat, die Vergleichsoperation ausführt. Die Ausgangsspannung des zweiten Komparators 121 wird auf dem "H"-Pegel gehalten, und die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 129 ist auf dem "L"-Pegel. Die spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, die in 22 gezeigt ist, wiederholt solch eine Operation.
  • Somit wird der Vergleich zwischen der Vergleichsspannung auf der Basis der Steuerspannung zum Steuern der Oszillationsfrequenz der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung und der Referenzspannung durch den schnelleren Chopper-Komparator ausgeführt. Als Resultat kann die spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung mit höherer Geschwindigkeit arbeiten.
  • Nun werden bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nur beispielhaft unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
  • 1 eine symbolische Darstellung eines bekannten Komparators des Invertertyps ist;
  • 2 ein Schaltungsdiagramm des bekannten Komparators des Invertertyps ist;
  • 3 Ausgangscharakteristiken des bekannten Komparators des Invertertyps zeigt;
  • 4 eine symbolische Darstellung eines bekannten Differenzkomparators ist;
  • 5 ein Schaltungsdiagramm des bekannten Differenzkomparators ist;
  • 6 Ausgangscharakteristiken des bekannten Differenzkomparators zeigt;
  • 7 ein Schaltungsdiagramm eines bekannten Chopper-Komparators ist;
  • 8 ein Operationszeitlagendiagramm des bekannten Komparators des Chopper-Typs ist;
  • 9 ein Schaltungsdiagramm einer Oszillatorschaltung unter Verwendung eines Komparators ist;
  • 10 ein Operationszeitlagendiagramm der Oszillatorschaltung unter Verwendung eines Komparators ist;
  • 11 ein schematisches Diagramm ist, das die Konfiguration einer bekannten spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zeigt;
  • 12 ein Zeitlagendiagramm ist, das die Operation der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung von 11 zeigt;
  • 13 ein Diagramm ist, das das Prinzip eines Komparators zeigt, der nicht Teil der vorliegenden Erfindung ist;
  • 14 ein Diagramm ist, das das Steuerprinzip der Schwellenspannung eines Inverters zeigt, der einen Komparator bildet;
  • 15 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration eines ersten Komparators zeigt, der nicht Teil der vorliegenden Erfindung ist;
  • 16 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration eines Inverters in dem ersten Komparator zeigt;
  • 17 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein anderes Beispiel für den Inverter zeigt;
  • 18 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein anderes Beispiel für den Inverter zeigt;
  • 19 ein Schaltungsdiagramm ist, das ein anderes Beispiel für den Inverter zeigt;
  • 20 ein Schaltungsdiagramm ist, das die Konfiguration eines zweiten Komparators zeigt, der nicht Teil der vorliegenden Erfindung ist;
  • 21 ein Operationszeitlagendiagramm des zweiten Komparators ist;
  • 22 ein schematisches Diagramm ist, das eine Schaltungskonfiguration zum Darstellen des Prinzips einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zeigt, die die vorliegende Erfindung verkörpert;
  • 23 ein Zeitlagendiagramm ist, das die Operation der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung von 22 zeigt;
  • 24 ein schematisches Diagramm ist, das die Schaltungskonfiguration einer spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zeigt, die die vorliegende Erfindung verkörpert; und
  • 25 ein Zeitlagendiagramm ist, das die Operation der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung von 24 zeigt.
  • Unter Bezugnahme auf 15 bis 19 wird im folgenden ein Komparator beschrieben, der nicht Teil der vorliegenden Erfindung ist.
  • 15 ist ein Schaltungsdiagramm, das mit Schaltungssymbolen die Konfiguration des ersten Komparators zeigt. Der Komparator 4 enthält einen Inverter 41 zum Vergleichen der Eingangsspannung Vin mit seiner Schwellenspannung Vth und Ausgeben der Ausgangsspannung Vout, einen Blindinverter 42, von dem angenommen werden kann, daß er dieselben elektrischen Charakteristiken wie der Inverter 41 hat, um die Schwellenspannung Vth des Inverters 41 zu steuern, und eine Steuerschaltung 43 zum Steuern der Schwellenspannungen Vth des Inverters 41 und des Blindinverters 42.
  • Die Steuerschaltung 43 enthält eine Differenzverstärkerschaltung 44. Der Differenzverstärkerschaltung 44 wird eine externe Referenzspannung VR an ihrem nichtinvertieren den Eingangsanschluß zugeführt. Andererseits wird eine Vth-Detektionsausgangsspannung Vout', die ein Ausgangssignal des Blindinverters 42 ist, einem invertierenden Eingangsanschluß eingegeben.
  • Die Differenzverstärkerschaltung 44 gibt eine Vth-Steuerspannung Vtc zum Steuern der Schwellenspannungen Vth der Inverter 41 und 42 aus. Der Inverter 41 und der Blindinverter 42 haben solch eine Konfiguration, daß die Schwellenspannung Vth durch die ihnen eingegebene Vth-Steuerspannung Vtc gesteuert wird. Ferner wird die Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' Eingangsanschlüssen des Inverters 41 und des Blindinverters 42 als Vth-Detektionseingangsspannung Vin' eingegeben.
  • 16 ist ein Schaltungsdiagramm, das das Beispiel für den Inverter 41 oder den Blindinverter 42 zeigt. In 16 sind Bezugszeichen des Inverters 41 gezeigt. Die Bezugszeichen des Blindinverters 42 sind in Klammern gezeigt. (Dies gilt auch für 17 bis 19.)
  • In dem Inverter 41 (oder Blindinverter 42) wird die Vth-Steuerspannung Vtc, die von der Differenzverstärkerschaltung 44 der Steuerschaltung 43 ausgegeben wird, auf ein hinteres Gate eines PMOS-Transistors Q3 angewendet und wird eine Ausgangsspannung des Pegelverschiebers 45, dem die Vth-Steuerspannung Vtc eingegeben wird, auf ein hinteres Gate des NMOS-Transistors Q4 angewendet.
  • Der Pegelverschieber 45 enthält den NMOS-Transistor Q5, der als Lastwiderstand dient, und die Stromquelle 46. Die Vth-Steuerspannung Vtc wird dem Gate des NMOS-Transistors Q5 eingegeben. Der Pegelverschieber 45 gibt eine Source-Spannung des NMOS-Transistors Q5 an den NMOS-Transistor Q4 aus.
  • Nun werden Effekte des ersten Komparators beschrieben. Die Vth-Detektionseingangsspannung Vin' des Blindinverters 42 wird mit der Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' kurzgeschlossen, woraus eine Gleichstromrückführung resultiert. Als Resultat bildet die Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' die Schwellenspannung Vth des Blindinverters 42.
  • Eine Differenz zwischen der Vth-Detektionsausgangsspannung Vout', d.h., der Schwellenspannung Vth des Blindinverters 42, und der Referenzspannung VR wird durch die Differenzverstärkerschaltung 44 verstärkt. Die verstärkte Differenz wird dem Inverter 41 und dem Blindinverter 42 als Vth-Steuerspannung Vtc eingegeben. Als Resultat wird eine Steuerung bewirkt, damit die Schwellenspannungen Vth des Inverters 41 und des Blindinverters 42 mit der Referenzspannung VR koinzidieren.
  • Gemäß dem ersten Komparator ist der Blindinverter 42, der dieselben elektrischen Charakteristiken wie der Inverter 41 hat, der als Komparator dient, vorgesehen. Die Vth-Detektionseingangsspannung Vin' des Blindinverters 42 wird mit der Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' kurzgeschlossen, damit die Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' mit der Schwellenspannung Vth des Blindinverters 42 koinzidiert. Dadurch wird die Schwellenspannung Vth des Blindinverters 42 detektiert.
  • Durch das Steuern der Spannungen der hinteren Gates der MOS-Transistoren Q3 und Q4, die den Blindinverter 42 bzw. den Inverter 41 bilden, damit die Schwellenspannung Vth mit der externen Referenzspannung VR koinzidiert, kann die Schwellenspannung Vth des Inverters 41 gesteuert werden. Unter Verwendung des Inverters 41 wird somit ein Komparator erhalten, der einen schnellen und akkuraten Vergleich kontinuierlich ausführen kann.
  • Ferner hat der erste Komparator den Vorteil einer höheren Empfindlichkeit, da die Spannungen der hinteren Gates des PMOS-Transistors Q3 sowie des NMOS-Transistors Q4 gesteuert werden.
  • In diesem Komparator wird die Schwellenspannung Vth des Inverters 41 und des Blindinverters 42 durch das Steuern der Spannungen der hinteren Gates des PMOS-Transistors Q3 und des NMOS-Transistors Q4 gesteuert. Die Konfiguration ist jedoch nicht darauf begrenzt. Zum Beispiel kann die Spannung des hinteren Gates nur von dem PMOS-Transistor Q3 gesteuert werden, wie in 17 gezeigt. Oder die Spannung des hinteren Gates kann nur von dem NMOS-Transistor Q4 gesteuert werden, wie in 18 gezeigt.
  • Dadurch wird der Pegelverschieber 45 unnötig. Deshalb sind Vorteile vorhanden, daß die Schaltungsgröße des Komparators klein wird und wenn die Spannungen der hinteren Gates des PMOS-Transistors Q3 sowie des NMOS-Transistors Q4 nicht gesteuert werden können.
  • Des weiteren ist es auch möglich, den PMOS-Transistor Q7 und den NMOS-Transistor Q8 seriell mit den Sources des PMOS-Transistors Q3 bzw. des NMOS-Transistors Q4 zu verbinden, wie in 19 gezeigt, die Vth-Steuerspannung Vtc auf das Gate des PMOS-Transistors Q7 anzuwenden, den Pegel der Vth-Steuerspannung Vtc unter Verwendung des Pegelverschiebers 45 zu verschieben und die verschobene Spannung auf das Gate des NMOS-Transistors Q8 anzuwenden.
  • Die Schwellenspannung Vth des Inverters, der aus dem PMOS-Transistor Q3 und dem NMOS-Transistor Q4 gebildet ist, kann gesteuert werden, indem die Gate-Spannungen des PMOS- Transistors Q7 und des NMOS-Transistors Q8 gesteuert werden, die somit seriell verbunden sind. Dadurch wird ein äußerst stabiler Komparator erhalten.
  • 20 ist ein Schaltungsdiagramm, das mit Schaltungssymbolen die Konfiguration des zweiten Komparators zeigt. Der Komparator 5 enthält einen Inverter 51 zum Vergleichen der Eingangsspannung Vin mit seiner Schwellenspannung Vth und Ausgeben der Ausgangsspannung Vout, den Blindinverter 52, von dem angenommen werden kann, daß er dieselben elektrischen Charakteristiken wie der Inverter 51 hat, um die Schwellenspannung Vth des Inverters 51 zu steuern, und die Steuerschaltung 53 zum Steuern der Schwellenspannungen Vth des Inverters 51 und des Blindinverters 52.
  • Die Steuerschaltung 53 enthält eine Differenzverstärkerschaltung 54, einen internen Komparator 55 zum Beispiel des Differenztyps, ein erstes Tiefpaßfilter (LPF) 56, ein zweites Tiefpaßfilter (LPF) 57 und eine Dreieckwellengeneratorschaltung 58, die eine Wechselstromsignalgeneratorschaltung ist. Die Dreieckwellengeneratorschaltung 58 erzeugt zum Beispiel ein Dreieckwellensignal, das ein Wechselstromsignal ist, und gibt es an den Eingangsanschluß des Blindinverters 52 als Vth-Detektionseingangsspannung Vin' aus. Der Blindinverter 52 gibt eine Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' aus. Die Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' wird dem ersten Tiefpaßfilter 56 eingegeben, wo ein Spannungssignal V0 einer Gleichstromkomponente extrahiert wird.
  • Ferner gibt die Dreieckwellengeneratorschaltung 58 das erzeugte Dreiecksignal an den invertierenden Eingangsanschluß des Differenzkomparators 55 aus. Dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Differenzkomparators 55 wird eine externe Referenzspannung VR zugeführt. Mit anderen Worten, der Differenzkomparator 55 vergleicht das Dreieckwellensignal, das durch die Dreieckwellengeneratorschaltung 58 erzeugt wird, mit der externen Referenzspannung VR und gibt ein Rechteckwellensignal V1 aus. Das Rechteckwellensignal V1, das von dem Differenzkomparator 55 ausgegeben wird, wird dem zweiten Tiefpaßfilter 57 eingegeben, wo ein Spannungssignal V1' einer Gleichstromkomponente extrahiert wird.
  • Zwei Spannungssignale V0 und V1' der Gleichstromkomponenten, die von den ersten bzw. zweiten Tiefpaßfiltern 56 und 57 ausgegeben werden, werden dem invertierenden Eingangsanschluß bzw. dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß der Differenzverstärkerschaltung 54 eingegeben. Die Differenzverstärkerschaltung 54 verstärkt eine Differenz zwischen den Spannungssignalen V0 und V1' der Gleichstromkomponenten und gibt die verstärkte Differenz als Vth-Steuerspannung Vtc zum Steuern der Schwellenspannungen Vth des Inverters 51 und des Blindinverters 52 aus.
  • Der Inverter 51 und der Blindinverter 52 haben dieselben Konfigurationen wie der Inverter 41 und der Blindinverter 42 des ersten Komparators, und um eine Wiederholung zu vermeiden, wird deren Beschreibung weggelassen.
  • Nun werden Effekte des zweiten Komparators beschrieben. 21 ist ein Operationszeitlagendiagramm des Komparators 5. Die Vth-Detektionseingangsspannung Vin', die aus einem Dreieckwellensignal gebildet ist, das von der Dreieckwellengeneratorschaltung 58 ausgegeben wird, wird in dem Blindinverter 52 unter Verwendung der Schwellenspannung Vth zerschnitten. Als Resultat wird die Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' in Form einer Rechteckwelle erhalten. Ein Dreieckwellensignal, das von der Dreieckwellengenerator schaltung 58 ausgegeben wird, wird in dem Komparator 55, der in der Steuerschaltung 53 enthalten ist, unter Verwendung der externen Referenzspannung VR zerschnitten. Als Resultat wird ein Rechteckwellensignal V1 erhalten.
  • Durch die Tiefpaßfilter 56 und 57 werden Spannungssignale V0 und V1' der Gleichstromkomponenten aus jenen zwei Rechteckwellensignalen extrahiert, d.h., aus der Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' bzw. dem Signal V1. Die Differenz zwischen jenen Spannungssignalen V0 und V1' wird in der Differenzverstärkerschaltung 54 verstärkt. So wird die Vth-Steuerspannung Vtc erhalten.
  • Durch diese Vth-Steuerspannung Vtc wird die Schwellenspannung Vth des Blindinverters 52 gesteuert und wird der Einschaltzyklus der Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' verändert. Wenn der Einschaltzyklus der Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' mit dem Einschaltzyklus des Signals V1 koinzidiert, koinzidiert das Spannungssignal V0 der Gleichstromkomponente, die aus der Vth-Detektionsausgangsspannung Vout' extrahiert wird, mit dem Spannungssignal V1' der Gleichstromkomponente, die aus dem Signal V1 extrahiert wird. Mit anderen Worten, die Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen der Differenzverstärkerschaltung 54 wird Null.
  • Deshalb wird das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 54, d.h. die Vth-Steuerschaltung Vtc, Null. Zu dieser Zeit koinzidiert die Schwellenspannung Vth des Blindinverters 52, d.h., die Schwellenspannung Vth des Inverters 51, mit der externen Referenzspannung VR.
  • In diesem zweiten Komparator kann die Schwellenspannung Vth des Inverters 51 unter Verwendung des Inverters 51 gesteuert werden. Deshalb wird ein Komparator erhalten, der einen schnellen und akkuraten Vergleich kontinuierlich ausführen kann.
  • Oben ist ein Inverter vorgesehen, der als Komparator fungiert, nämlich der Inverter 41 oder 51. Dies stellt jedoch keine Einschränkung dar, sondern es kann eine Vielzahl von Invertern vorgesehen sein, die jeweils als Inverter fungieren. In diesem Fall kann auch der Blindinverter allein oder zu mehreren vorgesehen sein.
  • Ein spannungsgesteuerter Oszillator, der die vorliegende Erfindung verkörpert, wird nun unter Bezugnahme auf 24 und 25 eingehend beschrieben. 24 ist ein schematisches Diagramm, das den spannungsgesteuerten Oszillator zeigt. 25 ist ein Zeitlagendiagramm, das die Operation dieser spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zeigt.
  • Diese spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung enthält, wie in 24 gezeigt, erste und zweite Chopper-Komparatoren 103 und 104, einen Kondensator 105 zum Zuführen einer Vergleichsspannung Vc zu ersten und zweiten Komparatoren 103 und 104, erste und zweite Stromquellen 161 und 162 zum Laden oder Entladen des Kondensators 105, eine Konverterschaltung 107 zum Bewirken, daß die ersten und zweiten Stromquellen 161 und 162 einen Strom I proportional zu der Eingangsspannung Vin erzeugen, erste und zweite Schalter 166 und 167 und einen Inverter 165 zum Ein/Aus-Steuern der ersten und zweiten Stromquellen 161 und 162 und eine Logikschaltung 108 mit einer Funktion einer Ausgangsschaltanordnung zum Verriegeln von Ausgangssignalen der ersten und zweiten Komparatoren 103 und 104 und Ausgeben der Ausgangsspannung Vout, die als Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung dient. Die Logikschaltung 108 fungiert zum Erzeugen der Taktsignale ϕ1 und ϕ2 (wobei ϕ2 ein Inversionssignal von ϕ1 ist) zum Umschalten der Operation der ersten und zweiten Chopper-Komparatoren 103 und 104. Hier ist die Eingangsspannung Vin eine Steuerspannung, die von außen eingegeben wird, um die Oszillationsfrequenz der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung zu steuern.
  • Die Konverterschaltung 107 enthält zum Beispiel einen Operationsverstärker 171, erste und zweite PMOS-Transistoren 172 und 173, einen NMOS-Transistor 174 und einen Widerstand 175. Die Eingangsspannung Vin wird dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 171 eingegeben. Eine Spannung, die durch den Widerstand 175 erzeugt wird (die von dem Widerstandswert des Widerstandes 175 abhängt), wird dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 171 eingegeben.
  • Ein Anschluß des Widerstandes 175 ist mit dem Drain des ersten PMOS-Transistors 172 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes 175 ist mit Erde verbunden. Die Source des ersten PMOS-Transistors 172 ist mit einem Energiezufuhranschluß verbunden. Das Gate des ersten PMOS-Transistors 172 ist mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 171 verbunden.
  • Was den zweiten PMOS-Transistor 173 anbelangt, ist die Source mit einem Energiezufuhranschluß verbunden, ist das Gate mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 171 verbunden und ist der Drain-Anschluß mit dem Drain des NMOS-Transistors 174 verbunden. Hinsichtlich des NMOS-Transistors 174 ist die Source mit Erde verbunden und ist das Gate mit dem Gate zum Beispiel eines zweiten NMOS-Transistors Tr2 verbunden, der die zweite Stromquelle 162 bildet. Das Gate und das Drain des NMOS-Transistors 174 sind kurzgeschlossen.
  • Der NMOS-Transistor 174 und der NMOS-Transistor Tr2 bilden eine Stromspiegelschaltung.
  • Die erste Stromquelle 161 ist zum Beispiel aus einem dritten PMOS-Transistor Tr1 gebildet. Hinsichtlich des PMOS-Transistors Tr1 ist die Source mit einem Energiezufuhranschluß verbunden, ist das Gate mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 171 verbunden und ist der Drain-Anschluß mit einem der Anschlüsse des ersten Schalters 166 verbunden.
  • Was den zweiten NMOS-Transistor Tr2 anbelangt, der die zweite Stromquelle 162 bildet, ist die Source mit Erde verbunden, ist das Drain mit einem der Anschlüsse des zweiten Schalters 167 verbunden und ist das Gate mit dem Gate und dem Drain des NMOS-Transistors 174 der Konverterschaltung 107 verbunden, wie oben beschrieben.
  • Das Ein-/Ausschalten des ersten Schalters 166 wird durch die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 108 gesteuert, d.h., durch das Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung. Das Ein-/Ausschalten des zweiten Schalters 167 wird durch ein Signal gesteuert, das erhalten wird, indem die Ausgangsspannung Vout der Logikschaltung 108 durch den Inverter 165 invertiert wird. Hinsichtlich des ersten Schalters 166 und des zweiten Schalters 167 werden Eingangssignale zur Ein/Aus-Steuerung mit voneinander um 180 Grad verschobenen Phasen eingegeben. Zu allen Zeiten wird deshalb exklusiv nur einer von ihnen eingeschaltet.
  • Obwohl keine spezielle Einschränkung vorliegt, wird zum Beispiel angenommen, daß der erste oder der zweite Schalter 166 und 167 eingeschaltet wird, wenn das Ein-/Ausschaltsteuersignal auf dem "H"-Pegel ist, bei dem das Potential relativ hoch ist, und ausgeschaltet wird, wenn das Ein-/Ausschaltsteuersignal auf dem "L"-Pegel ist, bei dem das Potential relativ niedrig ist.
  • Die übrigen Anschlüsse der ersten und zweiten Schalter 166 und 167 sind gemeinsam mit einem der Anschlüsse des Kondensators 105 verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators 105 ist geerdet. Wenn der erste Schalter 166 geschlossen ist, ist deshalb der zweite Schalter 167 offen und wird der Kondensator 105 durch den Strom der ersten Stromquelle 161 geladen.
  • Wenn andererseits der zweite Schalter 167 geschlossen ist, ist der erste Schalter 166 offen und wird der Kondensator 105 durch den Strom entladen, der durch die zweite Stromquelle 162 gezogen wird.
  • Der erste Chopper-Komparator 103 enthält zum Beispiel einen zweiten Inverter 131, ein ODER-Gatter 132, einen zweiten Kondensator 133 und dritte bis fünfte Schalter 134, 135 und 136. Einer der Anschlüsse des zweiten Kondensators 133 ist mit einem der Anschlüsse der dritten und vierten Schalter 134 und 135 verbunden. Der verbleibende Anschluß des zweiten Kondensators 133 ist mit dem Eingangsanschluß des zweiten Inverters 131 verbunden.
  • Der verbleibende Anschluß des dritten Schalters 134 ist mit dem Anschluß des Kondensators 105 verbunden, der nicht geerdet ist. Der verbleibende Anschluß des vierten Schalters 135 ist mit einem Anschluß verbunden, auf den die hohe Referenzspannung VRH angewendet wird.
  • Wenn der dritte Schalter 134 geschlossen ist, wird deshalb die Anschlußspannung Vc, die durch das Laden oder Entladen des Kondensators 105 erzeugt wird, auf den zweiten Kondensator 133 angewendet. Wenn andererseits der vierte Schalter 135 geschlossen ist, wird die hohe Referenzspannung VRH auf den zweiten Kondensator 133 angewendet.
  • Das Ein/Aus des dritten Schalters 134 wird durch das Taktsignal ϕ1 gesteuert, das von der Logikschaltung 108 ausgegeben wird. Andererseits wird das Ein/Aus des vierten Schalters 135 durch das Taktsignal ϕ2 gesteuert, das auch von der Logikschaltung 108 ausgegeben wird.
  • Obwohl keine spezielle Einschränkung vorliegt, wird zum Beispiel angenommen, daß der dritte Schalter 134 eingeschaltet wird, wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "H"-Pegel ist, und ausgeschaltet wird, wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "L"-Pegel ist. Andererseits wird der vierte Schalter 135 eingeschaltet, wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "H"-Pegel ist, und ausgeschaltet, wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "L"-Pegel ist.
  • Der Ausgangsanschluß des zweiten Inverters 131 ist mit einem der Eingangsanschlüsse des ODER-Gatters 132 verbunden. Zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des zweiten Inverters 131 ist der fünfte Schalter 136 verbunden. Mit anderen Worten, der zweite Inverter 131 und der fünfte Schalter 136 sind parallel verbunden.
  • Das Ein/Aus des fünften Schalters 136 wird durch das Taktsignal ϕ2 gesteuert. Obwohl keine spezielle Einschränkung vorliegt, wird zum Beispiel angenommen, daß der fünfte Schalter 136 eingeschaltet wird, wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "H"-Pegel ist, und ausgeschaltet wird, wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "L"-Pegel ist.
  • Wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "H"-Pegel ist (d.h., wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "L"-Pegel ist), wird deshalb die Anschlußspannung Vc des Kondensators 105 dem ersten Chopper-Komparator 103 als Vergleichsspannung eingegeben. Der erste Chopper-Komparator 103 führt eine Vergleichsoperation an der Vergleichsspannung auf der Basis einer Schwellenspannung VthA des zweiten Inverters 131 aus.
  • Wenn andererseits das Taktsignal ϕ2 auf dem "H"-Pegel ist (d.h., wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "L"-Pegel ist), wird deshalb die hohe Referenzspannung VRH dem ersten Chopper-Komparator 103 eingegeben, und die Anschlußspannung Vc des Kondensators 105 wird nicht eingegeben. In diesem Zustand führt deshalb der erste Chopper-Komparator 103 die Vergleichsoperation nicht aus, sondern er nimmt den automatischen Nullzustand ein. Die Schwellenspannung VthA des zweiten Inverters 131 wird auf den einen der Eingangsanschlüsse des ODER-Gatters 132 angewendet, und das Taktsignal ϕ2 wird dem anderen Eingangsanschluß eingegeben.
  • Der zweite Chopper-Komparator 104 enthält zum Beispiel einen dritten Inverter 141, ein NAND-Gatter 142, einen dritten Kondensator 143 und sechste bis achte Schalter 144, 145 und 146. Einer der Anschlüsse des dritten Kondensators 143 ist mit einem der Anschlüsse der sechsten und siebten Schalter 144 und 145 verbunden. Der verbleibende Anschluß des dritten Kondensators 143 ist mit einem Eingangsanschluß des dritten Inverters 141 verbunden. Der verbleibende Anschluß des sechsten Schalters 144 ist mit einem der Anschlüsse des Kondensators 105 verbunden, der nicht geerdet ist. Der verbleibende Anschluß des siebten Schalters 145 ist mit einem Anschluß verbunden, auf den die niedrige Referenzspannung VRL angewendet wird.
  • Wenn der sechste Schalter 144 geschlossen ist, wird deshalb die Anschlußspannung Vc des Kondensators 105 auf den dritten Kondensator 143 angewendet. Wenn andererseits der siebte Schalter 145 geschlossen ist, wird die niedrigere Referenzspannung VRL auf den dritten Kondensator 143 angewendet. Das Ein/Aus des sechsten Schalters 144 wird durch das Taktsignal ϕ2 gesteuert. Andererseits wird das Ein/Aus des siebten Schalters 145 durch das Taktsignal ϕ1 gesteuert.
  • Obwohl keine spezielle Einschränkung vorliegt, wird zum Beispiel angenommen, daß der sechste Schalter 144 eingeschaltet wird, wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "H"-Pegel ist, und ausgeschaltet wird, wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "L"-Pegel ist. Andererseits wird der siebte Schalter 145 eingeschaltet, wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "H"-Pegel ist, und ausgeschaltet, wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "L"-Pegel ist.
  • Der Ausgangsanschluß des dritten Inverters 141 ist mit einem der Eingangsanschlüsse des NAND-Gatters 142 verbunden. Zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des dritten Inverters 141 ist der achte Schalter 146 verbunden. Mit anderen Worten, der dritte Inverter 141 und der achte Schalter 146 sind parallel verbunden.
  • Das Ein/Aus des achten Schalters 146 wird durch das Taktsignal ϕ1 gesteuert. Obwohl keine spezielle Einschränkung vorliegt, wird zum Beispiel angenommen, daß der achte Schalter 146 eingeschaltet wird, wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "H"-Pegel ist, und ausgeschaltet wird, wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "L"-Pegel ist.
  • Wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "H"-Pegel ist (d.h., wenn das Taktsignal ϕ1 auf dem "L"-Pegel ist), wird deshalb die Anschlußspannung Vc des Kondensators 105 dem zweiten Chopper-Komparator 104 als Vergleichsspannung eingegeben.
  • Der zweite Chopper-Komparator 104 führt eine Vergleichsoperation an der Vergleichsspannung auf der Basis einer Schwellenspannung VthB des dritten Inverters 141 aus.
  • Wenn andererseits das Taktsignal ϕ1 auf dem "H"-Pegel ist (d.h., wenn das Taktsignal ϕ2 auf dem "L"-Pegel ist), wird deshalb die niedrige Referenzspannung VRL dem zweiten Chopper-Komparator 104 eingegeben, und die Anschlußspannung Vc des Kondensators 105 wird nicht eingegeben. In diesem Zustand führt deshalb der zweite Chopper-Komparator 104 die Vergleichsoperation nicht aus, sondern er nimmt den automatischen Nullzustand ein. Die Schwellenspannung VthB des dritten Inverters 141 wird auf einen der Eingangsanschlüsse des NAND-Gatters 142 angewendet, und das Taktsignal ϕ2 wird dem verbleibenden Eingangsanschluß des NAND-Gatters 142 eingegeben.
  • Die Logikschaltung 8 enthält zweite und dritte NAND-Gatter 181 und 182, eine Verzögerungsschaltung 183 und einen vierten Inverter 184. Die zweiten und dritten NAND-Gatter 181 und 182 bilden eine Verriegelungsschaltung zum Verriegeln des Ausgangssignals des ODER-Gatters 132 des ersten Chopper-Komparators 103 und des Ausgangssignals des NAND-Gatters 142 des zweiten Chopper-Komparators 104.
  • Einer der Eingangsanschlüsse des zweiten NAND-Gatters 181 ist mit dem Ausgangsanschluß des ODER-Gatters 132 des ersten Chopper-Komparators 103 verbunden. Der verbleibende Eingangsanschluß des zweiten NAND-Gatters 181 ist mit dem Ausgangsanschluß des dritten NAND-Gatters 182 verbunden. Andererseits ist einer der Eingangsanschlüsse des dritten NAND-Gatters 182 mit dem Ausangsanschluß des NAND-Gatters 142 des zweiten Chopper-Komparators 104 verbunden. Der verbleibende Eingangsanschluß des dritten NAND-Gatters 182 ist mit dem Ausgangsanschluß des zweiten NAND-Gatters 181 verbunden.
  • Das dritte NAND-Gatter 182 gibt die Ausgangsspannung Vout, die als Oszillationssignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung dient, nach außen aus. Das dritte NAND-Gatter 182 gibt auch die Ausgangsspannung Vout an die ersten und zweiten Schalter 166 und 167 sowie an die Verzögerungsschaltung 183 aus. Die Verzögerungsschaltung 183 verzögert die Ausgangsspannung Vout um eine vorbestimmte Zeit (wobei die Verzögerungszeit TD ist) und gibt die verzögerte Vout als Taktsignal ϕ1 aus.
  • Das Taktsignal ϕ1 wird durch den vierten Inverter 184 invertiert und als Taktsignal ϕ2 ausgegeben. Deshalb haben die zweiten und dritten NAND-Gatter (Verriegelungsschaltung), die Verzögerungsschaltung 183 und der vierte Inverter 184 die Funktion einer Taktsignalgeneratorschaltung.
  • Unter Bezugnahme auf 25 wird nun die Operation der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung mit der oben beschriebenen Konfiguration beschrieben. In dem ersten Chopper-Komparator 103 sind Spannungsveränderungen an einem Knoten zwischen einem der Anschlüsse des Kondensators 133 und den Schaltern 134 und 135, an einem Knoten zwischen dem verbleibenden Anschluß des Kondensators 133 und dem Eingangsanschluß des Inverters 131 und an einem Knoten zwischen dem Ausgangsanschluß des Inverters 131 und dem Eingangsanschluß des ODER-Gatters 132 in 25 als VA1, VA2 bzw. VA3 gezeigt. Ferner ist die Ausgangsspannungsveränderung des ODER-Gatters 132 als Spannungsveränderung eines Knotens A dargestellt, der in 24 gezeigt ist.
  • In dem zweiten Chopper-Komparator 104 sind Spannungsveränderungen an einem Knoten zwischen einem der Anschlüsse des Kondensators 143 und den Schaltern 144 und 145, an einem Knoten zwischen dem verbleibenden Anschluß des Kondensators 143 und dem Eingangsanschluß des Inverters 141 und an einem Knoten zwischen dem Ausgangsanschluß des Inverters 141 und dem Eingangsanschluß des NAND-Gatters 142 in 25 als VB1, VB2 bzw. VB3 gezeigt. Ferner ist die Ausgangsspannungsveränderung des NAND-Gatters 142 als Spannungsveränderung eines Knotens B dargestellt, der in 24 gezeigt ist.
  • Falls die Verzögerungszeit TD der Verzögerungsschaltung 183 seit dem Umschalten der Ausgangsspannung Vout (zu der Zeit T21) von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel abgelaufen ist (zu der Zeit T22), schaltet das Taktsignal ϕ1 dann von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel. Ferner schaltet das Taktsignal ϕ2 von dem "L"-Pegel auf den "H"-Pegel. Der zweite Chopper-Komparator 104 nimmt den Zustand zum Ausführen der Vergleichsoperation ein. Andererseits nimmt der erste Chopper-Komparator 103 den automatischen Nullzustand ein.
  • In dem automatischen Nullzustand speichert der erste Chopper-Komparator 103 eine Potentialdifferenz ΔVA zwischen der Schwellenspannung VthA des Inverters 131 in dem Komparator 103 und der hohen Referenzspannung VRH über dem Kondensator 133 in Vorbereitung auf die nächste Vergleichsoperation. Andererseits erreicht in dem zweiten Chopper-Komparator 104 eine Spannung VB1 an einem der Anschlüsse des Kondensators 143, der mit der Seite des Kondensators 105 verbunden ist, Vc.
  • Ferner ist in dem zweiten Chopper-Komparator 104 eine Potentialdifferenz ΔVB zwischen der Schwellenspannung VthB des Inverters 141 in dem Komparator 104 und der niedrigen Referenzspannung VRL über dem Kondensator 143 in dem unmittelbar vorhergehenden automatischen Nullzustand gespeichert worden. Zu der Zeit T22 erreicht deshalb eine Spannung VB2 an dem verbleibenden Anschluß des Kondensators 143, der mit der Seite des Inverters 141 verbunden ist, Vc + ΔVB.
  • Da die Anschlußspannung Vc des Kondensators 105 durch das Entladen des Kondensators 105 verringert wird, fallen auch VB1 und VB2 ab. Wenn Vc die niedrige Referenzspannung VRL erreicht, d.h., wenn Vc = VRL erfüllt wird, wird somit die Spannung VB2 der Schwellenspannung VthB des Inverters 141 gleich, wie es durch die folgende Gleichung (9) dargestellt ist. VB2 = Vc + ΔVB = Vc + (VthB – VRL) = VthB (9)
  • Der Inverter 141 wird in der Logik nach einer kleinen Operationsverzögerung invertiert (zu der Zeit T23). Die Ausgabe (VB3) des Inverters 141 schaltet von dem "L"-Pegel auf den "H"-Pegel. Als Resultat wird die Ausgabe des Komparators 104, d.h., der Spannungspegel am Knoten B, invertiert. Da die Verriegelungsschaltung somit gesetzt ist, wird auch die Logik der Ausgangsspannung Vout, die von der Verriegelungsschaltung ausgegeben wird, von dem "L"-Pegel auf den "H"-Pegel invertiert.
  • Beim Schalten der Ausgangsspannung Vout von dem "L"-Pegel auf den "H"-Pegel zu der Zeit T23 schaltet das Taktsignal ϕ1 von dem "L"-Pegel auf den "H"-Pegel, wenn die Verzögerungszeit TD der Verzögerungsschaltung 183 seit der Zeit T23 abgelaufen ist (zu der Zeit T24). Zu dieser Zeit schaltet das Taktsignal ϕ2 von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel. Der zweite Chopper-Komparator 104 wird somit auf den automa tischen Nullzustand geschaltet. Im Gegensatz dazu nimmt der erste Chopper-Komparator 103 den Vergleichsoperationszustand ein.
  • In dem automatischen Nullzustand speichert der zweite Chopper-Komparator 104 eine Potentialdifferenz ΔVB zwischen der Schwellenspannung VthB des Inverters 141 in dem Komparator 104 und der niedrigen Referenzspannung VRL über dem Kondensator 143 in Vorbereitung auf die nächste Vergleichsoperation. Andererseits erreicht in dem ersten Chopper-Komparator 103 eine Spannung VA1 am Anschluß des Kondensators 133, der mit der Seite des Kondensators 105 verbunden ist, Vc.
  • Weiterhin ist in dem ersten Chopper-Komparator 103 eine Potentialdifferenz ΔVA zwischen der Schwellenspannung VthA des Inverters 131 in dem Komparator 103 und der hohen Referenzspannung VRH über dem Kondensator 133 in dem unmittelbar vorhergehenden automatischen Nullzustand gespeichert worden. Zu der Zeit T24 erreicht deshalb eine Spannung VA2 an dem anderen Anschluß des Kondensators 133, der mit der Seite des Inverters 131 verbunden ist, Vc + ΔVA.
  • Da die Anschlußspannung Vc des Kondensators 105 durch das Laden des Kondensators 105 angehoben wird, steigen auch VA1 und VA2 an. Wenn Vc die hohe Referenzspannung VRH erreicht, d.h., wenn Vc = VRH erfüllt wird, wird die Spannung VA2 der Schwellenspannung VthA des Inverters 131 gleich, wie es durch die folgende Gleichung (10) dargestellt wird. VA2 = Vc + ΔVA = Vc + (VthA – VRH) = VthA (10)
  • Der Inverter 131 wird in der Logik nach einer kleinen Operationsverzögerung invertiert (zu der Zeit T25). Die Ausgabe (VA3) des Inverters 131 schaltet von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel. Als Resultat wird die Ausgabe des Komparators 103, d.h., der Spannungspegel am Knoten A, invertiert. Da die Verriegelungsschaltung somit zurückgesetzt ist, wird auch die Logik der Ausgangsspannung Vout, die von der Verriegelungsschaltung ausgegeben wird, von dem "H"-Pegel auf den "L"-Pegel invertiert. Die in 24 gezeigte spannungsgesteuerte Oszillationsschaltung wiederholt die oben beschriebene Operation.
  • Bei dem spannungsgesteuerten Oszillator werden, wie oben eingehend beschrieben worden ist, die ersten und zweiten Chopper-Komparatoren 103 und 104 verwendet. Die Verzögerungszeit eines typischen Chopper-Komparators beträgt ungefähr ein Zehntel der Verzögerungszeit eines herkömmlichen Differenzkomparators, d.h., etwa einige ns. Deshalb kann die spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung mit höherer Geschwindigkeit betrieben werden. Somit wird ein spannungsgesteuerter Oszillator erhalten, der schneller als der herkömmliche spannungsgesteuerte Oszillator arbeiten kann.
  • Wenn zum Beispiel angenommen wird, daß die Verzögerungszeit der ersten und zweiten Chopper-Komparatoren 103 und 104 5 ns beträgt und sich damit auf ein Zehntel der Verzögerungszeit (50 ns) eines typischen Differenzkomparators beläuft, beträgt deshalb die obere Grenze der Oszillationsfrequenz der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung der obengenannten Art rechnerisch ungefähr 200 MHz. Bei der tatsächlichen Schaltungskonstruktion kann deshalb die Oszillationsfrequenz auf etwa 100 MHz festgelegt werden. Im Vergleich zu der herkömmlichen Technik kann somit die obere Grenze der Oszillationsfrequenz ungefähr um das Zehnfache erhöht werden.
  • Des weiteren werden in dem oben beschriebenen spannungsgesteuerten Oszillator die Taktsignale ϕ1 und ϕ2 zum Umschalten der Operationszustände, d.h., des Vergleichsoperationszustandes und des automatischen Nullzustandes der ersten und zweiten Chopper-Komparatoren 103 und 104, auf der Basis des Oszillationssignals der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung erzeugt. Deshalb wird die Operation der Komparatoren 103 und 104 mit hoher Präzision umgeschaltet. Als Resultat wird eine spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung erhalten, die mit hoher Präzision und hoher Frequenz oszilliert.
  • In der obigen Beschreibung wird die vorliegende Erfindung nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen begrenzt, sondern sind verschiedene Konstruktionsveränderungen möglich.
  • Oben wird ein Inverter als Komparator verwendet und wird die Schwellenspannung des Inverters durch die Steuerschaltung gesteuert. Als Resultat wird ein Komparator erhalten, der eine schnellere, genauere und kontinuierliche Vergleichsoperation ausführen kann.
  • Gemäß der Erfindung wird die Vergleichsspannung auf der Basis der Steuerspannung zum Steuern der Oszillationsfrequenz der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung mit der Referenzspannung unter Verwendung eines schnelleren Chopper-Komparators verglichen. Als Resultat wird eine schnellere spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung erhalten.

Claims (4)

  1. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, die eine Eingangsspannung (Vin) empfängt, die die Oszillationsfrequenz steuert, und umfaßt: einen ersten Chopper-Komparator (103, 120), dem eine Referenzspannung (VRH) zugeführt wird, die einen relativ hohen Potentialpegel hat, welcher erste Chopper-Komparator einen Vergleichsoperationszustand als Antwort auf einen Anstieg einer Vergleichsspannung (Vc) in Abhängigkeit von der Eingangsspannung (Vin) einnimmt und einen automatischen Nullzustand als Antwort auf einen Abfall der Vergleichsspannung einnimmt; einen zweiten Chopper-Komparator (104, 121), dem eine Referenzspannung (VRL) zugeführt wird, die einen relativ niedrigen Potentialpegel hat, welcher zweite Chopper-Komparator einen automatischen Nullzustand als Antwort auf einen Anstieg der Vergleichsspannung (Vc) einnimmt und einen Vergleichsoperationszustand als Antwort auf einen Abfall der Vergleichsspannung einnimmt; und eine Ausgangsschaltanordnung (108, 129), die eine Ausgangsspannung (Vout) von einem ersten Potentialpegel auf einen zweiten Potentialpegel schaltet, als Antwort auf den Ablauf einer Verzögerungszeit des ersten Chopper-Komparators (103, 120), nachdem die Vergleichsspannung (Vc) die Referenzspannung (VRH) des ersten Chopper-Komparators überschreitet, und die Ausgangsspannung (Vout) von dem zweiten Potentialpegel auf den ersten Potentialpegel schaltet, als Antwort auf den Ablauf einer Verzögerungszeit des zweiten Chopper-Komparators (104, 121), nachdem die Vergleichsspannung (Vc) unter die Referenzspannung (VRL) des zweiten Chopper-Komparators fällt, wobei die Ausgangsspannung (Vout) ein Oszillatorsignal der spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung ist und sie dann, wenn die Ausgangsspannung auf dem ersten Potentialpegel ist, den Anstieg der Vergleichsspannung (Vc) bewirkt und dann, wenn die Ausgangsspannung auf dem zweiten Potentialpegel ist, den Abfall der Vergleichsspannung bewirkt, so daß die Oszillation der Ausgangsspannung realisiert wird.
  2. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, bei der der erste Chopper-Komparator (103, 120) und der zweite Chopper-Komparator (104, 121) von dem Vergleichsoperationszustand auf den automatischen Nullzustand und umgekehrt synchron mit der Spannungsausgabe (Vout) von der Ausgangsschaltanordnung (108, 129) geschaltet werden.
  3. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, ferner mit einer Logikschaltung (108, 129) zum Erzeugen eines Taktsignals (ϕ) synchron mit der Spannungsausgabe (Vout) von der Ausgangsschaltanordnung, bei der das Taktsignal um eine vorbestimmte Zeit im Vergleich zu der Spannungsausgabe von der Ausgangsschaltanordnung verzögert wird, ein Operationszustand des ersten Chopper-Komparators (103, 120) durch das Taktsignal gesteuert wird und ein Operationszustand des zweiten Chopper-Komparators (104, 121) durch ein Inversionssignal des Taktsignals gesteuert wird.
  4. Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, ferner mit: einer Stromquelle (123, 124); einer Konverterschaltung (107, 125), die die Stromquelle steuert, um einen Strom zu erzeugen, der zu der Eingangsspannung proportional ist; und einem Kondensator (105, 122), der auf der Basis des Stroms von der Stromquelle geladen oder entladen wird und die Vergleichsspannung (Vc) auf der Basis des Ladens oder Entladens erzeugt.
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