DE102008057021A1

DE102008057021A1 - Vereinfachter Modulator für CIFDM Multiton Modulationsverfahren

Info

Publication number: DE102008057021A1
Application number: DE102008057021A
Authority: DE
Inventors: Oliver Bartels
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2008-03-24
Filing date: 2008-11-12
Publication date: 2009-10-08

Abstract

Die Erfindung betrifft einen vereinfachten Modulator zur Erzeugung eines Multiton-Signals für das neuartige Comb Interleaved Frequency Division Multiplex (CIFDM) Modulationsverfahren in der speziellen Ausprägung einer weitgehend hexagonalen Anordnung der Unterträger. Durch eine geeignete zyklische Verschiebung der Ausgangswerte der Orthogonaltransformation entsprechend der aufsummierten Anzahl der wiederholt verwendeten Ausgangswerte wird die notwendige Phasendrehung der Eingangswerte der Orthogonaltransformation vermieden.

Description

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen breitbandigen Datenstrom als Funksignal möglichst störungsfrei über eine größere Distanz zu übertragen. Dabei sollen insbesondere durch Reflexionen bedingte Mehrwegsignale (Multipath) wieder ungestört in den originalen Datenstrom zurückgewandelt werden können. Eine zu dieser Aufgabenstellung vergleichbare Aufgabe besteht in der Übertragung eines breitbandigen Datenstroms über ein einfaches Kupferkabel wie z. B. eine Teilnehmeranschlußleitung, auch auf dieser gibt es Reflexionen an Unstetigkeiten wie z. B. Klemmleisten.
Zur Datenübertragung über Funk werden die Daten gewöhnlich auf einen Träger moduliert, die zugehörigen Verfahren sind aus der Literatur hinlänglich bekannt, es wird hier beispielhaft auf das den Stand der Technik sehr ausführlich beschreibende Werk von Karl-Dirk Kammeyer, Nachrichtenübertragung, 3. Auflage, Teubner 2004, verwiesen.
Neben den klassischen Verfahren der Modulation eines Einzelträgers, welche zwar in Bezug auf kurze Latenzzeiten vorteilhaft sind, aber den Nachteil haben, dass sie mit Reflexionen und Mehrwegeempfang auf große Distanzen bei gleichzeitig hohen Datenraten nur mit sehr hohem Aufwand z. B. durch einen adaptiven Empfangsfilter (Equalizer) mit vielen Koeffizienten umgehen können, hat sich im heutigen Stand der Technik das OFDM Verfahren weitgehend durchgesetzt. Zu weiteren Details bezüglich der Vor- und Nachteile des Stands der Technik wird auf das Werk von Kammeyer sowie auf DE 102007036828 verwiesen.
In DE 102007036828 wird das neuartige Modulationsverfahren CIFDM eingeführt, welches sich dadurch auszeichnet, dass es die Vorteile der hohen spektralen Effizienz des OFDM Verfahrens mit der Robustheit eines Mehrträgerverfahrens mit konventioneller Modulation der Einzelträger kombiniert. Eine dreidimensionale Darstellung des mit diesem Verfahren erzeugten Mehrträgersignals findet sich in Bild 1. Dabei zeigt sich, dass sich eine optimale Packungsdichte der Unterträger jedenfalls dann ergibt, wenn diese in der Zeit- wie Frequenzachse eine hexagonale Anordnung aus gleichseitigen Dreiecken wie in Bild 2 ergeben.
Dabei bezieht sich diese Distanzaussage auf gemäß dem Zeit-Bandbreiteprodukt gegeneinander in Beziehung gesetzte Einheiten, welche entsprechenden Abtastwerten in einem das Signal repräsentierenden Datenstrom entsprechen. Es ist offensichtlich, dass in diesem Fall nicht wie bei einer gewöhnlichen Fouriertransformation für das bekannte OFDM Verfahren, sich aus der festen Anzahl der transformierten Abtastwerte eine der Abtastrate geteilt durch die Anzahl der am Block transformierten Abtastwerte entsprechende Symboldauer ergibt, vielmehr ist es durch die augezeigte Geometrie erforderlich, die Symboldauer an die Senkrechte in den Dreiecken aus Bild 2 anzupassen.
Aufgabenstellung dieser Erfindung ist es, einen hierfür geeigneten Modulator zu konstruieren, dabei ist die Schwierigkeit zu berücksichtigen, dass durch die Anpassung der Symboldauer die Anzahl der Abtastwerte am Ausgang des Modulators pro Symbol ein nicht ganzzahliges Vielfaches der Eingangswerte der Transformation ist.
In Alfred Mertins, Signaltheorie, Stuttgart: Teubner, 1996, werden in Abschnitt 3.3 modulierte Filterbänke beschrieben, Billd 3.17 zeigt eine solche Polyphasenfilterbank, die sich grundsätzlich als Modulator eignet. Dort sind auch Vorschriften zur Dimensionierung angegeben. Allerdings bindet diese bei der Nutzung als Modulator wiederum die Anzahl der Abtastwerte pro Symbol und damit die Symboldauer an die Dichte der Unterträger in der Frequenzebene.
Das Problem wird erfindungsgemäß durch den in Patentanspruch 1 beschriebenen Modulator gelöst, dessen Funktion im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert wird. Bild 3 zeigt die hierzu passende Signalverarbeitung in graphischer Form, deren einzelne Elemente im Bild 3 werden im folgenden mit Nummern in Klammern referenziert.
Ein Mikroprozessor oder digitaler Signalprozessor gemäß Unteranspruch 8 übernimmt die zu übertragenden Daten von der Quelle und teilt diese per Software in einzelne Datenblöcke auf (1). Die Datenblöcke werden bedarfsweise mit einem fehlersichernden Code zur Vorwärtsfehlerkorrektur versehen, welcher zu den eigentlichen Datenbits redundante Information zur späteren Fehlerkorrektur im Empfänger hinzufügt.
Sodann werden die Blöcke vom Prozessor zur Modulation aufbereitet (2), hierzu erfolgt beispielsweise eine Auswahl von mehreren Bits pro Unterträger für eine QPSK oder QAM Modulation. Aus jeweils einer Bitgruppe wird eine komplexe Zahl als Basisband-Abtastwert entsprechend einer Tabelle oder Formel gebildet. Diese Zahl ist als Eingangswert für eine nachfolgende Orthogonaltransformation, insbesondere inverse Fouriertransformation vorgesehen.
Gemäß dem Unteranspruch 2 sollen die Untersymbole der im Beispiel beiden Symbolkämme auf ein hexagonales Muster entsprechend Bild 2 verteilt werden. Hieraus ergibt sich, dass die Anzahl der Abtastwerte in der Zeitebene ein nicht ganzzahliges Vielfaches der Anzahl der Eingangswerte ist. Ein durch einen Eingangswert aktivierter Sinuston eines Unterträgers im Ergebnis der inversen Fouriertransformation (3) würde aber durch diesen Zeitversatz in jedem Fall diskontinuierlich und somit empfindlich gestört werden.
Die notwendige Phasenanpassung wird jetzt gemäß dem Faltungssatz der Fouriertransformation durch eine geeignete zyklische Verschiebung (4) der Ausgangswerte der Fouriertransformation besorgt, welche auch als Rotation bezeichnet wird.
Diese zyklische Verschiebung bewirkt, dass der Abtastwert zum Startzeitpunkt eines Symbols jener Phasenlage des Sinustons entspricht, die sich ergäbe, wenn der Sinuston des letzten Symbols bis zu diesem Zeitpunkt fortgesetzt worden wäre, natürlich unter der Voraussetzung eines gleichgebliebenen Eingangswerts. Gemäß dem Unteranspruch 6 kann die zyklische Verschiebung durch das Einführen eines anfänglichen Offsetwerts in ein Zeiger-Register beim Datentransfer zwischen dem Ergebnis-Speicher der Fouriertransformations und dem Filterblock bewirkt werden, dazu kann auch der (zyklische) Schreib- oder Lesezeiger des Zwischenspeichers selber entsprechend versetzt werden. Zu beachten ist dann, dass beim Erreichen der Speichergrenze der Zeiger wieder geeignet zurückgesetzt wird, z. B. mittels Bitmaske, Fallentscheidung oder Modulooperation.
Neben dem FFT Verfahren von Cooley-Tukey eignet sich insbesondere die FFT Ausgestaltung von Pease mit einer festen Permutation besonders gut für eine schnelle Hardware-Implementierung. Die gegebenenfalls statisch oder dynamisch innerhalb der inversen FFT Recheneinheit skalierten Ausgangswerte werden sodann erfindungsgemäß in einem Speicher abgelegt.
In einem einfachen Fall erfolgt die Ablage jeweils mit einem Zwischenraum von einem Block Abstand, wie in Bild 3 (5) angedeutet, um gemäß Unteranspruch 3 den Lesezeiger für das nachfolgende gemultiplexte FIR Filter maskieren zu können.
Die Maskierung bewirkt, dass bei gleichermaßen fortschreitenden Koeffizienten- und Datenzeiger des Filters eine Wiederholung der Daten, aber unter Anwendung neuer Koeffizienten, stattfindet. Erst hierdurch wird es möglich, die zur Anzahl der Eingangswerte und damit auch Ausgangswerte der inversen FFT in einem nicht ganzzahligen Verhältnis stehende Zahl der Gesamt-Ausgangswerte korrekt im Sinne der FIR Filtergleichungen zu synthetisieren.
Natürlich können fortgeschrittene Implementierungen die so entstehende Speicherlücke beispielsweise wieder nutzen, indem die Bits des lesenden Datenzeigers oberhalb der Maskierung mittels eines Barrel-Shifters so justiert werden, dass beim Speichern der FFT Ausgangsdaten diese kontinuierlich geschrieben werden können.
Alternativ kann gemäß Unteranspruch 4 auch eine Modulo-Recheneinheit zur Berechnung des Lesezeigers zum Einsatz kommen. In beiden Fällen, der Maskierung wie der Modulo-Recheneinheit, können bedarfsweise noch weitere Offset-Werte zum Beispiel für unterschiedliche Sende-Kämme oder Kanäle vor dem lesenden oder schreibenden Speicherzugriff addiert werden.
Die so gespeicherten Ausgangswerte der FFT werden in dem Beispiel jetzt einem gemultiplexten komplexen FIR Filter zugeführt, der gemäß Unteranspruch 7 durch die komplexen Koeffizienten den für dieses Modulationsverfahren erforderlichen Frequenzversatz der Kämme gegeneinander in einem Zug mit einarbeiten kann.
Der Filter erhält seine Koeffizienten, wie in Bild 3 dargestellt, blockübergreifend aus jeweils mehreren per inverser FFT gewonnener Datenblöcke, wobei jeweils ein komplexer Abtastwert aus je einem Datenblock mit einem genau definiertem Koeffizienten aus dem Koeffizientenspeicher (6) multipliziert (7) wird, die Summe dieser Produkte wird in einem Addierer (8) gebildet und steht anschließend am Modulator-Ausgang als Ausgangswert zur Digital-Analog-Umwandlung mit oder ohne vorheriger Weiterverarbeitung zur Verfügung.
Als Weiterverarbeitung kommt beispielsweise je nach der nachfolgenden analogen oder Hochfrequenz-Baugruppe die Zusammenfassung mit weiteren Symbolkämmen, ein Frequenzversatz, eine Global-Filterung oder ein Upsampling oder die Bildung eines analytischen Signals per verzögerter Hilbert-Transformation in Frage.
Um die Anzahl der benötigten komplexen Multiplizierer (7) zu reduzieren und bei einer begrenzten Anzahl an Leseports des Zwischenspeichers (5) und des Koeffizientenspeichers (6) eine hohe Flexibilität bei der Gestaltung der Länge der Datenblöcke zu haben, bietet sich an, die für den Ausgangs-FIR-Filter notwendigen Berechnungen sequentiell auszuführen und hierzu den FIR Addierer (8) als Akkumulator auszugestalten. Dieser wird zu Beginn eines FIR Rechenzyklus gelöscht und führt mit jedem Multiplikations-Additionstakt die bisherige Summe als neuen Summanden für den nächsten Zyklus zurück. Selbstverständlich kann diese Berechnung auch gemäß dem Stand der Technik in einer Pipeline mit optionalem Stall erfolgen. Nach der benötigten Anzahl Zyklen erfolgt die Ausgabe des Ausgangswerts und ein Inkrement der Basis-Lesezeiger.
Gemäß der besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung entsprechend Unteranspruch 5 kann hierfür der Lesezeiger mittels einer Bit Reversal Operation gebildet werden. Hierzu wird zunächst ein Index gebildet, der mit dem Löschen des Akkumulators auf Null gesetzt und mit jedem Additionszyklus erhöht wird. Dieser Index wird nun einer Bitumkehrung dahingehend unterzogen, dass das unterste Bit jenem Adressoffset entspricht, der gleich dem halben Abstand der Hardware-Lesezeiger mit festem Abstand ist. Das zweitunterste Bit entspricht dem Viertels Abstand usw. Der so gebildete Wert wird zu dem Offset (Basis-Lesezeiger) addiert, der der Position des aktuellen Abtastwertes oder Koeffizienten im ersten Datenblock oder Koeffizientenblock entspricht.
Hierdurch ist es trotz einer festen Verkettung der Hardware-Lesezeiger mit einem bestimmten Offset, die durch die feste Zuordnung auf bestimmte Teil-Blöcke des Zwischenspeichers notwendig sein kann, überraschend möglich, eine beliebige Zweierpotenz als Blockgröße zu verwenden.
Die erfindungsgemäß notwendigen Rechenoperationen können sowohl in Hardware als auch durch geeignete Konfiguration eines FPGA beispielsweise infolge einer VHDL Beschreibung wie auch als Computerprogramm realisiert sein, welches einen Signalprozessor als Bestandteil des Modulators steuert.
Der erfindungsgemäße Modulator kommt vorzugsweise in Funkgeräten, insbesondere Basisstationen oder Funkmodems oder Mobilgeräten eines Funknetzes, aber auch in Richtfunkstrecken zum Einsatz. Weiterhin bietet sich insbesondere die Benutzung in einem DSL Modem an, wodurch ein besonders störfestes und langreichweitiges Signal erzeugt wird, welches die bekannten Übersprechprobleme bei gemeinsamer Führung mit anderen DSL- und nicht-DSL Signalen in einem Kabelbaum deutlich reduziert. Weiterhin ist ein Einsatz zur Ansteuerung von optischen Modulatoren für Glasfaserleitungen denkbar, um ein Signal zu erzeugen, welches immun gegen physikalisch bedingte Einbrüche im optischen Übertragungsspektrum ist.
Es ist ebenfalls denkbar, den hier beschriebenen Prozess gemäß Anspruch 9 zur Demodulation umzukehren, der FIR Filter befindet sich dann eingangsseitig, der Zwischenspeicher (5) wird mit den Eingangswerten vom A/D Wandler des Empfängers (ggf. nach Bildung eines analytischen Signals per verzögerter Hilbert-Transformation oder per Frequenzversatz und Filterung) gefüllt, dessen Ausgangswerte werden dann blockweise in einem weiteren Speicher gesammelt und folgend einer Fouriertransformation oder FFT zugeführt. Darauf folgt die Phasenanpassung der Ausgangswerte und danach die Dekodierung. Alternativ ist die Demodulation eines solchen hexagonalen Symbolmusters auch klassisch mit einer oder mehreren Polyphasenfilterbänken möglich, deren Eingangsfilter die Daten aus einem Ringbuffer jeweils mit dem notwendigen Offset beziehen. Dieser muss hier nicht unbedingt ein Vielfaches der Transformations-Blocklänge sein, die Wahl des Abtastzeitpunkts ist im Analysefall freibleibend.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

- DE 102007036828 [0003, 0004]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

- Karl-Dirk Kammeyer, Nachrichtenübertragung, 3. Auflage, Teubner 2004 [0002]
- Alfred Mertins, Signaltheorie, Stuttgart: Teubner, 1996 [0007]

Claims

Modulator in einem Funkgerät oder Funkmodem oder Modem für drahtgebundene Übertragung, auf Kupfer wie auf Glasfaserleitungen, oder in einem Gerät zur Nachrichtenübertragung oder in einer Baugruppe oder in einem integriertem Schaltkreis für derartige Geräte, welcher mindestens ein Mehrträgersignal oder mindestens ein zusammengesetztes Mehrträgersignal aus mindestens zwei ineinandergekämmten Gruppen von Unterträgern, welche sich durch einen Zeit- und Frequenzversatz voneinander unterscheiden, unter Verwendung einer Polyphasenfilterbank erzeugt, welche (1) die Gesamtmenge der Abtastwerte der Unterträger eines Mehrträgersignals in der Frequenzebene, die jeweils zu einem Zeitpunkt gehören, oder eine Teilmenge von Abtastwerten dieser, periodisch mindestens einer Orthogonaltransformation, vorzugsweise einer Fouriertransformation oder inversen Fouriertransformation zuführt, (2) nach der Orthogonaltransformation deren Resultat auf einen Satz von FIR oder IIR Filtern als deren Eingangswerte verteilt und (3) die Ausgangswerte der FIR oder IIR Filter mittels mindestens eines Ausgangsmultiplexers, welcher diese Werte reihum ineinander schachtelt, in das gemeinsame Modulator-Ausgangssignal überführt, dadurch gekennzeichnet, dass (1) zur Erzeugung eines Symbols mit einer von der Anzahl der Abtastwerte in der Frequenzebene unabhängigen Symboldauer in der Zeitebene ausgewählte Abtastwerte aus der Orthogonaltransformation wiederholt mindestens einem FIR Filter oder mindestens einem IIR Filter zugeführt werden, um eine von der Anzahl der Abtastwerte in der Frequenzebene unabhängige Anzahl von Filtern zu bedienen, und (2) die Ausgangswerte der Orthogonaltransformation durch eine der Wiederholung entsprechende zyklische Verschiebung – gemäß dem Faltungssatz – an den aus der freien Wahl der Symboldauer resultierenden Phasenversatz zwischen zwei Symbolen angepasst werden.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Ausgangssignal des Modulators ein Datenstrom oder Signal entsteht, welches die einzelnen Untersymbole der Unterträger in ein hexagonales Raster in der Zeit-/Frequenzebene verteilt.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur wiederholten Auswahl von Abtastwerten aus dem Zwischenspeicher die Zugriffsadresse auf diesen Zwischenspeicher durch Verwendung eines durch bitweise Und-Maskierung oder Oder-Maskierung des Koeffizientenindexes eines FIR Filters entstandenen Datenworts gebildet wird, wobei zusätzlich durch ausmaskierte Bits entstehende unbenutzte Speicherbereiche durch eine nachfolgende teilweise Schiebeoperation einzelner Felder des Datenworts vorzugsweise mittels eines Barrel-Shifters wieder nutzbar gemacht werden können.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur wiederholten Auswahl von Abtastwerten aus dem Zwischenspeicher die Zugriffsadresse auf diesen Zwischenspeicher mittels einer Modulo-Recheneinheit gebildet wird.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine Zugriffsadresse auf einen Zwischenspeicher oder Koeffizientenspeicher unter Verwendung einer Bit-Reversal Operation gebildet wird.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Berechnung der benötigten zyklischen Verschiebung jeweils für ein zu verarbeitendes Symbol ein Offset-Wert zu mindestens einem Startzeiger oder mindestens einem Transfer-Startregister oder Schiebedistanzregister (Barrel Shifter) mindestens eines Datentransfers modulo der Blocklänge addiert wird, wobei dieser Offset-Wert der Anzahl der wiederholt verwendeten Abtastwerte entspricht, wobei der Datentransfer selber beim Erreichen des Endes des Datenblocks am Anfang desselbigen fortgesetzt wird.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in dem FIR oder IIR Filter komplexe Koeffizienten und komplexe Multiplikationen zum Einsatz kommen, wodurch ein Frequenzversatz des Ausgangssignals realisiert werden kann.
Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Realisierung der Signalverarbeitungsstufen ein Mikroprozessor, Mikrocontroller, digitaler Signalprozessor oder ein FPGA zum Einsatz kommt.
Demodulator in einem Funkgerät oder Funkmodem oder Modem für drahtgebundene Übertragung, auf Kupfer wie auf Glasfaserleitungen, oder in einem Gerät zur Nachrichtenübertragung oder in einer Baugruppe oder in einem integriertem Schaltkreis für derartige Geräte, welcher mindestens ein Mehrträgersignal oder mindestens ein zusammengesetztes Mehrträgersignal aus mindestens zwei ineinandergekämmten Gruppen von Unterträgern, welche sich durch einen Zeit- und Frequenzversatz voneinander unterscheiden, auswertet, unter Verwendung der in Anspruch 1 beschriebenen Signalverarbeitungsstufen, wobei die Realisierung durch Umkehrung der Reihenfolge der in Anspruch 1 beschriebenen Signalverarbeitungsschritte in der Reihenfolge Demultiplexer, FIR- oder IIR-Filter und Orthogonaltransformation erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass (1) zur Auswertung eines Symbols mit einer von der Anzahl der Abtastwerte in der Frequenzebene unabhängigen Symboldauer in der Zeitebene ausgewählte Ausgangswerte der FIR oder IIR Filter wiederholt als Eingangswert der Orthogonaltransformation verwendet werden, um eine von der Anzahl der Abtastwerte in der Frequenzebene unabhängige Anzahl von Filtern nutzen zu können, und (2) die Eingangswerte der Orthogonaltransformation durch eine der Wiederholung entsprechende zyklische Verschiebung – gemäß dem Faltungssatz – an den aus der freien Wahl der Symboldauer resultierenden Phasenversatz zwischen zwei Symbolen angepasst werden.