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Diese Erfindung bezieht sich auf Telekommunikationssysteme und insbesondere auf
eine Anordnung und ein Verfahren zur Übertragung von Signalen über eine
Teilnehmerleitung.
Hintergrund der Erfindung
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Telekommunikationsnetze wurden ursprünglich zur Schaffung einer
Sprachkommunikation zwischen Teilnehmer-Endgeräten entwickelt. Da derartige Netze zusätzlich zu
den traditionellen Telefon- oder POTS- (konventionellen Telefon-) Diensten eine
Vielzahl von digitalen Diensten zur Verfügung stellen müssen, besteht eine
Notwendigkeit, einen verbesserten Teilnehmerzugriff auf das Netz zu schaffen.
Traditionell sind Teilnehmer mit dem Netz über ein verdrilltes Adernpaar gekoppelt,
das üblicherweise als Teilnehmerleitung oder Teilnehmerschleife bezeichnet wird. Die
Kosten für einen Ersatz dieser Teilnehmerleitungen durch wirkungsvollere oder eine
höhere Bandbreite aufweisende Verbindungen, beispielsweise eine Koaxialverbindung,
sind untragbar hoch, und es wurden daher verschiedene Techniken zur Schaffung
einer wirkungsvollen digitalen Übertragung über die Teilnehmerleitung vorgeschlagen.
Eine in neuerer Zeit eingeführte Übertragungstechnik ist das orthogonale
Frequenzmultiplex- (OFDM-) Protokoll. Diese Technik umfaßt ein
Mehrträger-Modulationsschema, das eine sehr niedrige Gleichkanalstörung über dispersive Kanäle durch die
Verwendung eines zyklischen Präfix oder Vorspanns auf jedem Datensymbol erreicht.
Im Gegensatz zu üblichen Frequenzmultiplex- (FDM-) Techniken ist keine komplizierte
Zeitmultiplex-Entzerrung erforderlich. Eine Beschreibung dieser Technik findet sich
in der Literaturstelle von J. Bingham in IEEE Communications Magazine 28(4), Seiten
5-14 - April 1990 und in der Veröffentlichung von A. Peled und A. Ruiz in "International
Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing" April 1980, Denver, Seiten
964 bis 967. Weitere Beschreibungen der OFDM-Techniken finden sich in der EP-A2-0
656 705 und der US-A-4 884 139, während die WO 86/07223 ein Mehrträger-
Modulationsschema unter Verwendung von QAM (Quadratur-Amplitudenmodulation)
erläutert.
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Die orthogonale Frequenzmultiplex-Technik ist in idealer Weise für digitale
Übertragungsanwendungen geeignet und wurde unter Verwendung üblicher schneller Fourier-
Transformations-(FFT-) Techniken ausgebildet. Die Anwendung dieser Technik auf die
Telekommunikations-Teilnehmerleitungs-Technologie, bei der der Übertragungspfad
ein verdrilltes Kupfer-Aderleitungspaar aufweist, war jedoch aufgrund der
Empfindlichkeit gegen Tonstörungen mit hohem Pegel beschränkt. In derartigen Fällen hat sich
die von der üblichen FFT-Verarbeitung gebotene Unterdrückung als unzureichend
erwiesen, um eine wesentliche Datenverfälschung zu verhindern.
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Das Ziel der Erfindung besteht in einer weitgehenden Verringerung oder Beseitigung
dieses Nachteils.
Zusammenfassung der Erfindung
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Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung wird ein orthogonales Frequenzmultiplex-
(OFDM-) Übertragungssystem geschaffen, das einen Sender mit Einrichtungen, die
aus einem Eingangsbitstrom Sätze von N Zeitmultiplex-Abtastproben in jeweiligen
Kanälen entsprechend einer Eingangsdatenfolge erzeugen, die eine Serie von Bits
umfaßt, wobei N eine ganze Zahl ist, und einen Empfänger einschließt, der mit dem
Sender über einen Übertragungspfad gekoppelt ist, wobei der Empfänger ein
zeitvariantes digitales Filter und Fourier-Transformationseinrichtungen zur Rückgewinnung
des Datenstromes vom Ausgang des Filters aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß
das zeitvariante Filter einen Satz von Wavelet-Filtern, eines für jeden
Übertragungskanal, aufweist, deren Anzapfungswertigkeiten so bestimmt sind, daß sie eine spezielle
Störunterdrückung ergeben, und daß das Filter ein Impulsantwortverhalten aufweist,
das kurz verglichen mit der Fourier-Transformationsordnung ist.
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Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Verfahren zur
Übertragung einer digitalen Datenfolge mit einer Serie von Bits über einen
Übertragungspfad geschaffen, wobei das Verfahren die Erzeugung von Sätzen von Zeitmultiplex-
Abtastproben in jeweiligen Kanälen entsprechend der Eingangsdatenfolge, die
Übertragung der Abtastproben über den Übertragungspfad zu einem Empfänger, der ein
zeitvariantes digitales Filter mit einer Vielzahl von Elementen, einem für jeden Kanal,
aufweist, und die Bestimmung einer Fourier-Transformation des Ausganges der
Filterelemente einschließt, um den Datenstrom zurückzugewinnen, dadurch
gekennzeichnet, daß die übertragenen Abtastproben mit einem zeitvarianten digitalen Filter
empfangen werden, das einen Satz von Wavelet-Filtern, eines für jeden
Übertragungskanal aufweist, und daß die Anzapfungswertigkeiten so bestimmt sind, daß
sich eine bestimmte Störunterdrückung ergibt.
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Die Anordnung ergibt eine Einrichtung zur digitalen Übertragung, beispielsweise über
das verdrillte Aderpaar einer Telefonteilnehmerleitung, unter Verwendung eines
orthogonalen Block-Codierschemas. Insbesondere bezieht sie sich auf ein Übertragungs-
Codierschema unter Verwendung eines Satzes von Basisvektoren, die durch eine
inverse diskrete Fourier-Transformation (IFFT) erzeugt werden, bei der eine zyklische
Erweiterung des Signalblockes durch Abtastproben bewirkt wird, die vor oder nach
dem codierten Symbol eingesetzt werden. Der bei der Anordnung verwendete
Empfänger verwendet eine diskrete Fourier-Transformation (DFT) zur Ausbildung eines
korrelierenden Detektors. In diesem Empfänger ergibt die Verwendung eines zeitvarianten
digitalen Filters vor der Fourier-Transformation eine beträchtliche Verringerung der
Empfindlichkeit gegenüber nichtkohärenten Störungen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Eine Ausführungsform der Erfindung wird nunmehr unter Bezugnahme auf die
beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
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Fig. 1 eine äußerst schematische Darstellung eines OFDM-Übertragungssystems
gemäß der Erfindung ist,
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Fig. 2 ein Blockschaltbild eines OFDM-Senders zur Verwendung in dem System
nach Fig. 1 ist,
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Fig. 3 ein Blockschaltbild eines OFDM-Empfängers zur Verwendung in dem
System nach Fig. 1 ist,
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Fig. 4 die Einzelheiten einer digitalen Filteranordnung zur Verwendung mit dem
Empfänger nach Fig. 3 zeigt,
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Fig. 5 weitere Einzelheiten der Filteranordnung nach Fig. 3 zeigt,
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Fig. 6 die Störunterdrückung zeigt, die mit der Filteranordnung nach Fig. 5 unter
Verwendung eines einstufigen Rechteck-Impulsansprechverhaltens erzielt wird, und
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Fig. 7 die Störunterdrückung zeigt, die mit der Filteranordnung nach Fig. 5 unter
Verwendung eines zweistufigen kaskadierten Rechteck-Impulsansprechverhaltens
erzielt wird.
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
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Gemäß Fig. 1 schließt das System einen OFDM-Sender (1) und einen Empfänger
(2) ein, die über einen Übertragungspfad (3) gekoppelt sind, der typischerweise eine
Telefonleitung mit verdrilltem Aderpaar umfaßt. Digitale Signale, die dem Sender als
Eingangssignal zugeführt werden, werden in OFDM-Signale zur Übertragung über den
Pfad umgewandelt. An dem Empfänger werden die OFDM-Signale decodiert, um das
ursprüngliche digitale Signal zurückzugewinnen, das dann einem (nicht gezeigten)
Teilnehmerendgerät zugeführt wird.
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Gemäß Fig. 2, die den OFDM-Sender nach Fig. 1 zeigt, wird ein serieller digitaler
Eingangsbitstrom mit einer Bitrate von D Bits pro Sekunde (b/s) in einem
Eingangspuffer (11) in N/2 parallelen Datenblöcken gepuffert, wobei jeder Block eine Anzahl
von Bits umfaßt, die auf der Grundlage des jeweiligen Kanal-Signal-/Störverhältnisses
zugeteilt werden. Somit werden mehr Bits störärmeren Kanälen zugeteilt, und
umgekehrt. Die Anzahl von Datenbits pro Block kann aus einer vorgegebenen Kenntnis der
Charakteristik des Übertragungskanals zugeteilt werden, oder die Anzahl kann
während der anfänglichen Initialisierung über einen automatischen
Ratenaushandlungsprozeß zwischen den beiden Enden der Übertragungsstrecke eingestellt werden.
Dies beinhaltet die Beaufschlagung der Übertragungsstrecken mit einer vorgegebenen
digitalen Folge zur Feststellung des Signal-/Störverhältnisses für jeden der komplexen
Exponenten in dem Satz.
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In vorteilhafter Weise ist die Anzahl N von Datenblöcken eine Potenz von Zwei. Jeder
Satz von N/2 Datenblöcken wird als ein entsprechender Satz von N/2-Quadratur-
Amplitudenmodulations- (QAM-) Teilsymbolen codiert, deren Phase und Amplitude die
jeweiligen Datenblöcke darstellt. Die Information in jedem Block von Bi Bits wird auf
einen Satz von gegenseitig orthogonalen Trägern derart abgebildet, daß die Bi Bits
durch eine komplexe Amplitudenmodulation codiert werden, die einen Satz von
zulässigen Amplituden- und Phasenpunkten für jeden Träger darstellt. Das Sendersignal
wird dadurch konstruiert, daß eine Folge von inversen diskreten
Fourier-Transformationen (IFFT 12) durchgeführt wird, wodurch die Amplitude und Phase jedes
komplexen Exponenten aus dem zulässigen Satz durch die Bi Bits ausgewählt wird,
die dem Träger Ci Bits zugeteilt sind. Der kontinuierliche Strom von komplexen
Datenabtastproben wird kombiniert und durch die IFFT 12 frequenzverschoben, um einen
Echtzeitbereichs-Datenstrom zu erzeugen.
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Um die orthogonale Eigenart der Träger aufrechtzuerhalten, wenn der Kanal einer
Dispersion ausgesetzt ist, fügen wir zusätzliche Signalabtastproben (zyklische
vorangestellte Erweiterungs-Abtastproben) am Anfang jedes
Transformations-Ausgangsblockes ein, so daß dem transformierten Datensatz ein Block oder Vorspann von P
Abtastproben vorangestellt wird. Dies erstreckt die Orthogonalität über eine Periode
mit größerer Länge als das Transformationsfenster und ermöglicht ein gewisses
Ausmaß an Versetzung zwischen der idealen und tatsächlichen
Empfangssynchronisation und ermöglicht weiterhin, daß die Symbolbegrenzungsstörung auf einen
unbedeutenden Pegel abklingt, bevor das empfangene Signal abgetastet wird.
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Das Ausgangssignal der inversen schnellen Fourier-Transformations-(IFFT-)
Einrichtung 12 wird über einen Parallel-/Seriell-Wandler 13 einem Digital-/Analog-(D/A)-
Wandler 14 und einem Tiefpaßfilter 15 zur Übertragung zu einem Empfänger
zugeführt. Während der Parallel-/Seriell-Wandlung wird der Vorspann zu dem Satz von N
Realzeit-Zeitmultiplex-Abtastproben hinzugefügt, die von der IFFT 12 abgegeben
werden, wodurch sich ein Satz von N + P Abtastproben ergibt, worin P den
hinzugefügten Vorspann darstellt. Die Abtastrate des D/A-Wandlers (14) ist größer als die
Abtastrate des Codierers (13), um diese zusätzlichen Vorspanne zu ermöglichen.
Typischerweise schließt der Übertragungspfad eine aus einem verdrillten Aderpaar
bestehende Telefon-Teilnehmerleitung ein.
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Unter Bezugnahme auf Fig. 3, die in schematischer Form den OFDM-Empfänger des
Übertragungssystems nach Fig. 1 darstellt, ist zu erkennen, daß die empfangenen
OFDM-Signale über ein Analog-Tiefpaßfilter (31) und eine Analog-AGC-(Automatische
Verstärkungsregelungs-) Schaltung (32) einem Analog-/Digital-Wandler (33) zugeführt
werden. Das resultierende digitale Signal wird über eine Vorspann-Abtrennstufe (34)
einem zeitvarianten OFDM-Filter (35) zugeführt, in dem die ursprünglichen
Datenkanäle wieder hergestellt werden. Diese parallelen Kanäle werden dann über eine
Fehlererkennungsschaltung (36) abgegeben. Der Empfänger ergibt eine verbesserte
Unterdrückung von Störungen durch Ausbildung eines getrennten
Wavelet-Formungsfilters für jeden Kanal. Die Impulsantwort dieses Filters ist kurz verglichen mit der
Fourier-Transformationsordnung, so daß eine erhebliche Dämpfung erzielt wird,
während lediglich die Einfügung einer mäßigen Anzahl von zyklischen vorangestellten
Erweiterungs-Abtastproben erforderlich ist.
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Die Fig. 4 und 5 zeigen die zeitvariante Filterbaugruppe (35) nach Fig. 3 mit
weiteren Einzelheiten. Wie dies in Fig. 4 gezeigt ist, schließt die Filterbaugruppe ein
Vorfilter (351) ein, in dem Eingangs-Abtastproben selektiv in einen Kommutator (361)
und dann an jeweils einer einer Gruppe von Anzapfungen (362) geliefert werden. Der
Kommutator (361) wird mit der Abtastrate Fsam betrieben, und die Anzapfungen werden
mit der Symbolrate Fsym betrieben. Die Beziehung zwischen der Abtastrate und der
Symbolrate ergibt sich aus der folgenden Gleichung:
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Fsym = Fsam/(N + P)
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worin N die Anzahl von Kanälen und P der zyklische Vorspann ist. Die Verwendung
einer Blockgröße mit einer Potenz von Zwei ermöglicht eine äußerst wirkungsvolle
Ausgestaltung auf der Grundlage einer schnellen Fourier-Transformation. Eine
zyklische vorangestellte Erweiterung von typischerweise ungefähr 10-15% und
vorzugsweise von ungefähr 12,5% ergibt einen Kompromiß, der beträchtlichen Nutzen
bei der Verringerung der Empfindlichkeit der übertragenen Signale gegenüber
Störungen bei einem relativ mäßigen Bandbreitenaufwand ergibt.
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Fig. 5 zeigt das Vorfilter mit weiteren Einzelheiten. Dies umfaßt ein Filter erster
Ordnung mit der folgenden Charakteristik:
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Hn = Σi=0...(p-1)Ωi.nz-i worin Ω = e2πj m ist
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Die in Fig. 5 gezeigte Architektur führt dieses Filter als ein zeitvariantes Filter am
Eingang zu der Fourier-Transformation aus. Die Anordnung umfaßt einen Satz von
Verzögerungselementen 51 und entsprechenden Filtern 52, die die Eingänge an die
diskrete Fourier-Transformationseinrichtung 53 liefern. Dies ergibt eine Mehrkanal-
Ausgestaltung des OFDM-Empfängers mit einer gemeinsam genutzten
Filterarchtitektur, die mehrfache Wavelet-Formungsfilter f = Hn(z) umfaßt.
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Die folgenden Definitionen gelten für diese Filterarchitektur:
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G(z) = (1 - z-n)/(1 - z&supmin;¹)
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m = Fourierblocklänge
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c = zyklische Erweiterungslänge
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Ωm = -1 Ω = e2πj m
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p = Filterlänge
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H'(z) = (Σi=0..(p-1)hiz-i)G(z) = Σi=0..(p+m-2)h z-i
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Wn(zm)Σ(valid i)h' z-mi
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δ(t) = Dirac Impuls zum Zeitpunkt t
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T = m/fs
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Alternativ kann das Filter als ein Satz von getrennten zeitunveränderlichen Filtern für
die einzelnen Fourier-Transformationseingänge betrachtet werden, wobei die
Anzapfungsgewichte oder Wertigkeiten von H&sub0;(z) durch Abtasten ihrer
Anzapfungswertigkeiten über eine Periode gewonnen werden, die gleich der Fourier-
Transformations-Ordnung ist. Wenn p kurz ist, führen die meisten Teilfilter als Vorgabe
zu einer einzigen Anzapfung mit Einheitskoeffizienten, mit Ausnahme der ersten P-
Eingänge der Transformation, wo die Teilfilter zwei Anzapfungen aufweisen.
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Bei der Anordnung nach den Fig. 4 und 5 wird ein Filteransprechverhalten
definiert, das das Ansprechverhalten eines nichtdezimierenden Kanal-0- (d. h. mit einer
Frequenz von 0) OFDM-Empfängers darstellt. Das Ansprechverhalten der anderen
OFDM-Kanäle ist einfach eine frequenzverschobene Version dieses grundlegenden
Ansprechverhaltens. Im Fall des üblichen OFDM-Empfängers würde dies einfach die
Fourier-Transformation des rechteckigen FFT-Fensters sein. Das Ansprechverhalten
des eine verbesserte Unterdrückung aufweisenden OFDM-Empfängers nach den
Fig. 4 und 5, der hier beschrieben wird, ist das Produkt des
Prototyp-Ansprechverhaltens des konventionellen OFDM-Empfängers und des gewählten Vorfilters.
Entsprechend ist das Impulsansprechverhalten eine Faltung des rechtwinkligen FFT-
Fensters und des Vorfilter-Ansprechverhaltens.
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Unser verbessertes OFDM-System, das eine N-Punkt-DFT/FFT und ein zeitvariantes
Vorfilter mit einem Impulsansprechverhalten von M Abtastproben verwendet, ergibt
ein zusammengesetztes Prototyp-Impulsansprechverhalten mit einer Länge von
L = (N + M - 1) Abtastproben. Weil lediglich eine einzige Transformation pro Symbol
erforderlich ist, ermöglicht ein Dezimierungsfaktor gleich der Symbollänge N + P eine
beträchtliche Verringerung der Kompliziertheit in dem gerätemäßig ausgeführten
Vorfilter. Jedes Vorfilter (eines pro FFT-Abteilung) wird mit der dezimierten Rate betrieben
und weist Koeffizienten auf, die durch Unterabtasten des Gesamt-Prototypen-Filter-
Impulsansprechverhaltens bestimmt sind. Ein Abschnitt eines N-Kanal-OFDM-
Empfängers ist gezeigt, der N Vorfilter mit jeweils (L/N) + 1 Anzapfungen und einer
einzigen N-Punkt-FFT verwendet. Bei diesem System arbeiten die Vorfilter und die
FFT mit Fsam/(N + P) und erzeugen abwärts abgetastete Ausgänge für jeden Kanal in
parallel. Das Impulsansprechverhalten des Vorfilters sollte in idealer Weise kurz
verglichen mit der Transformationslänge sein, damit die Vorspanngröße bezüglich der
Symbollänge zu einem Minimum gemacht werden kann. Mit Ausnahme hiervon ist das
präzise Vorfilter-Ansprechverhalten beliebig, vorausgesetzt, daß es die gewünschte
Spektralcharakteristik aufweist. Um die modifizierte OFDM-Ausgestaltung zu
vereinfachen, kann das Vorfilter so gewählt werden, daß es ein Impulsansprechverhalten
aufweist, das die Multiplikations-Hardwareanforderungen zu einem Minimum macht.
Die Wahl einer rechteckigen Form für das Vorfilter-Ansprechverhalten ergibt
Koeffizienten, die durch Binärworte mit niedriger Präzision dargestellt werden können,
wodurch sowohl Speicher- als auch Multiplikations-Hardware eingespart wird. Andere
Vorfilter-Ansprechverhalten auf der Grundlage von kaskadierten
Rechteck-Impulsansprechverhalten können ebenfalls verwendet werden, um eine größere
Störunterdrückung zu erzielen, wenn auch bei einem gewissen Anstieg der Kompliziertheit.
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In den Fällen, in denen große Störsignale in einer regelmäßigen Weise über das
OFDM-Spektrum mit Abstand voneinander angeordnet sind, beispielsweise bei der
Einstrahlung von Rundfunksignalen, bei denen die Träger mit einen festen
Frequenzabstand zugeteilt sind, ist es möglich, das OFDM-Modulationssystem (und das
Vorfilter) so auszugestalten, daß sich "Kerben" mit hoher Dämpfung bei den betreffenden
Frequenzen ergeben. Dies bedingt eine geeignete Auswahl der OFDM-Parameter und
des Vorfilter-Ansprechverhaltens.
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Beispielsweise wurde ein System auf der Grundlage einer Symbolrate Fsym von 8 kHz
und einem OFDM-Trägerabstand Fcar von 9 kHz untersucht. Dieses System
verwendete eine Abtastrate Fsam von 2,304 MHz und eine FFT-Größe N von 256 Punkten,
wodurch sich ein zyklischer Vorspann P von 32 Abtastproben ergibt. Dies ergab einen
9 kHz-Trägerabstand, der für die Unterdrückung von
Mittelwellen-AM-Rundfunksendungen geeignet ist. Verschiedene Vorfilter-Optionen auf der Grundlage eines
Rechteck-Impulsansprechverhaltens wurden ebenfalls untersucht: Ein einziges 16-
Anzapfungs-Filter, ein doppeltes kaskadiertes 16-Anzapfungs-Filter und eine
Kaskadenschaltung von Filtern mit 16 Anzapfungen und 12 Anzapfungen. Fig. 6 zeigt
das Ansprechverhalten des Empfängers (für den OFDM-Träger bei Gleichspannung)
gegenüber Störungen für ein einziges 16 Anzapfungs-Vorfilter, und Fig. 7 zeigt
äquivalente Ergebnisse für ein duales kaskadiertes Vorfilter mit 16 Anzapfungen.
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Die vorstehend beschriebene OFDM-Technik kann erweitert werden, um Mehrpunkt-zu
Punkt-Kommunikationen auszubilden, wodurch eine Anzahl von Sendern gemeinsam
die Bandbreite eines Empfängers nutzt. Dies kann dadurch erzielt werden, daß ein
Träger jedem Sender zugeteilt wird, wobei Träger vermieden werden, die
möglicherweise Störungen ausgesetzt sind. Die verschiedenen Sender werden so gesteuert,
daß ihre Sendepegel so eingestellt werden, daß die empfangenen Signalpegel im
wesentlichen ausgeglichen werden, wodurch der dynamische Bereich, der für die
Analog-/Digital-Wandlung erforderlich ist, zu einem Minimum gemacht wird. Bei einer
weiteren Modifikation kann die Fourier-Transformations-Blockgröße vergrößert werden
und die Übertragungsrate kann verringert werden, um die gleiche
Übertragungskapazität zu schaffen, jedoch mehr als einen Träger jedem Sender zuzuteilen.