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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkerschaltung mit einem Rückkopplungspfad.
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Zunehmend werden Verstärker in Umgebungen mit hohen Temperaturschwankungen eingesetzt. Beispielsweise sind die spezifizierten Temperaturbereiche für Verstärkerschaltungen, die im Automobilbereich eingesetzt werden zwischen –40°C und 125°C. Dabei werden Verstärkerschaltungen benötigt, die über einen großen Temperaturbereich ein konstantes Verstärkungsverhalten zeigen.
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Als Verstärker werden häufig sogenannte Low-Noise-Amplifier bzw. LNAs einzusetzen. Diese LNAs weisen ein reduziertes Rauschverhalten auf, weshalb sie Signale verstärken können, ohne den Rauschanteil des Signals signifikant zu erhöhen.
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4 zeigt eine mögliche Verstärkerschaltung mit einem Low-Noise-Amplifier. Eine Konstant-Stromquelle 1 ist in dieser Schaltung an einen Kollektor bzw. einen ersten Anschluß eines Stromspiegel-Transistors 3 angeschlossen. Gleichzeitig ist die Konstant-Stromquelle 1 über einen Stromspiegel-Widerstand 5 mit einem Steueranschluss bzw. einer Basis des Stromspiegel-Transistors 3 verbunden. Die Basis des Stromspiegel-Transistors 3 ist über den Stromspiegel-Widerstand 5 und einen Eingangs-Widerstand 7 an eine Basis bzw. einen Steueranschluss eines Eingangs-Transistors 9 angeschlossen, der zusammen mit dem Transistor 5 den Stromspiegel bildet. Über eine Querimpedanz 11 ist die Konstant-Stromquelle 1 mit einem Emitter bzw. einem zweiten Anschluss des Stromspiegel-Transistors 3 sowie mit Masse verbunden. Ein Emitter bzw. zweiter Anschluss des Eingangs-Transistors 9 ist mit dem Emitter des Stromspiegel-Transistors 3 leitend verbunden und an Masse angeschlossen.
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Ein Eingangs-Anschluss 13 ist mit der Basis des Eingangs-Transistors 9 verbunden und über die Widerstände 5, 7 mit der Basis des Stromspiegel-Transistors 3 gekoppelt. Ein Kollektor bzw. erster Anschluss des Eingangs-Transistors 9 ist mit einem Emitter bzw. einem zweiten Anschluss eines Ausgangs-Transistors 15 gekoppelt. Ein Kollektor bzw. erster Anschluss des Ausgangs-Transistors 15 ist über einen Ausgangs-Kondensator 17 mit einem Ausgangs-Anschluss 19 gekoppelt.
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Der Ausgangs-Anschluss 19 ist über einen ersten Rückkopplungs-Kondensator 21, einen Rückkopplungs-Widerstand 23 und einen zweiten Rückkopplungs-Kondensator 25 mit einer Basis bzw. einem Steueranschluss des Ausgangs-Transistors 15 gekoppelt. Zugleich ist die Basis des Ausgangs-Transistors 15 über den zweiten Rückkopplungs-Kondensator 25 und eine Rückkopplungs-Induktivität bzw. ein Rückkopplungs-Induktives-Element 27 mit Masse verbunden.
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Ein Bias-Anschluss 29 ist mit der Basis des Ausgangs-Transistors 15 leitend verbunden. Der Kollektor des Ausgangs-Transistors 15 ist über einen Versorgungsspannungs-Widerstand 31 und eine Versorgungsspannungs-Induktivität 33 mit einem Versorgungsspannungs-Anschluss 35 verbunden.
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Der Stromspiegel-Transistor 3 und der Eingangs-Transistor 9 sind in einer sogenannten Common-Emitter-Anordnung angeordnet, so dass ein Strom, der von der Konstant-Stromquelle 1 an dem Stromspiegel-Transistor 3 in die Schaltung eingespeist wird, annähernd so hoch ist wie ein Strom an dem Kollektor des Eingangs-Transistors 9. Der Stromspiegel-Widerstand 5 und der Eingangs-Widerstand 7 sind hochohmig ausgelegt, so dass sie Rückwirkungen von Signalschwankungen an dem Eingangs-Transistor 9 auf den Stromspiegel-Transistor 3 vermindern. Über den Strom aus der Konstant-Stromquelle 1 kann der Arbeitspunkt des Eingangs-Transistors 9 eingestellt werden.
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Der Eingangs-Transistor 9 ist mit dem Ausgangs-Transistor 15 in einer Kaskodenschaltung zwischen den Versorgungsspannungs-Anschluss 35 und Masse geschaltet.
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An dem Versorgungsspannungs-Anschluss 35 liegt ein Versorgungsspannungspotential an, während an dem Bias-Anschluß 29 gegebenenfalls über eine hier nicht gezeigte Impedanz eine Bias-Vorspannung anliegt.
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Ein Wechselspannungs-Signal wird an dem Eingangs-Anschluss 13 angelegt, und von der aus dem Eingangs-Transistor 9 und dem Ausgangs-Transistor 15 bestehenden Kaskoden-Schaltung verstärkt. Das durch die Kaskoden-Schaltung verstärkte Signal wird an dem Ausgangs-Anschluss 19 abgegriffen, wobei die Ausgangs-Kapazität 17 u. a. dazu dient, mögliche Gleichanteile aus dem Wechselspannungs-Signal an dem Ausgangs-Anschluß herauszufiltern.
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Über den Strom aus der Konstant-Stromquelle 1 wird der Arbeitspunkt und die Verstärkung der Kaskodenschaltung zunächst vordefiniert. Die Kaskodenschaltung, die Versorgungsspannungs-Induktivität 33 und der Versorgungsspannungs-Widerstand 19 sind in Reihe zwischen dem Versorgungsspannungs-Anschluss 35 und Masse geschaltet, wobei die Versorgungsspannungs-Induktivität 33 dazu dient, die bei der Verstärkung einer am Eingang angelegten Wechselspannung auftretenden Rückwirkungen auf den Versorgungsspannungs-Anschluß 35 herauszufiltern. Außerdem kann der Arbeitspunkt und die Verstärkung der Kaskodenschaltung über das an dem Bias-Anschluss 29 anliegende Potential eingestellt werden.
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Außerdem wird über den ersten Rückkopplungs-Kondensator 21, den Rückkopplungs-Widerstand 23 und den zweiten Rückkopplungs-Kondensator 25 das an dem Ausgangs-Anschluss 19 anliegende Potential an die Basis des Ausgangs-Transistors 15 zurückgeführt, so dass das Verstärkungsverhalten des Ausgangs-Transistors 15 stabilisiert wird, um damit beispielsweise einen Stabilitätsfaktor, der größer als 1 ist, z. B. in einem Frequenzbereich bis zu 10 GHz, zu erhalten. Die Rückkopplungs-Induktivität 27 stellt für das hochfrequente Wechselstrom-Signal in dem Rückkopplungsnetzwerk eine hohe Impedanz dar.
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Der Versorgungsspannungs-Widerstand 31 dient unter anderem zur Stabilisierung der aus dem Eingangs-Transistor 9 und dem Ausgangs-Transistor 15 bestehenden Kaskoden-Schaltung.
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Die in 4 gezeigte Verstärkerschaltung verstärkt eine an dem Eingangs-Anschluss 13 anliegende Wechselspannung. Das verstärkte Wechselspannungs-Signal liegt an dem Ausgangs-Anschluß 19 an. Über den Wert des von der Konstant-Stromquelle 1 gelieferten Gleichstroms wird der Arbeitspunkt und damit die Verstärkung der Verstärkerschaltung voreingestellt. Ferner wird die Verstärkung der Verstärkerschaltung von einem an die Basis des Ausgangs-Transistors 15 rückgekoppelten Anteil des Wechselspannungs-Signals an dem Ausgangs-Anschluß 19 beeinflußt bzw. geregelt. Die Verstärkung der Verstärkerschaltung kann durch eine geeignete Wahl der Rückkopplung variiert werden.
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In Verstärkerschaltungen bzw. LNA-Konzepten, wie sie in 4 gezeigt sind, wird eine einfache Common-Emitter-Struktur eingesetzt. Um den Stromverbrauch in mobilen Systemen zu minimieren, werden dort die LNAs mit konstantem Strom versorgt, um somit einen nahezu temperaturunabhängigen Gesamtstromverbrauch zu erhalten.
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Nachteilig an der in 4 gezeigten Verstärkerschaltung ist, dass diese mit einem konstanten Strom versorgt wird, wodurch die Verstärkung bzw. der Gain des Verstärkers über der Temperatur variiert. Diese Variation ist in manchen Anwendungen unerwünscht bzw. zu groß.
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Natürlich bestünde in der in 4 gezeigten Verstärkerschaltung die Möglichkeit, die Verstärkung bei einer Temperaturerhöhung über eine Erhöhung des konstanten Stroms aus der Konstant-Stromquelle 1 nachzuregeln. Dies ginge jedoch mit einem erhöhten Stromverbrauch der Verstärkerschaltung einher, was insbesondere bei batteriebetriebenen Anwendungen nachteilig ist.
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Die
US 6,232,854 B1 beschreibt eine kalibrierte Kompensation für einen Operationsverstärker. Ein integrierter Operationsverstärker wird dabei kalibriert, um den Phasenrand zu optimieren. Die Kalibration erfolgt, um Veränderungen, die durch die Betriebstemperatur und die Betriebsspannung, sowie durch Prozess-Variationen und Alterung verursacht werden, zu korrigieren. Eine Kalibrationsschaltung misst die Antwort des Operationsverstärkers auf ein pulsförmiges Eingangssignal und steuert eine Rückkopplungsimpedanz, um einen optimierten Phasenrand zu erhalten.
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Die
DE 600 02 181 T2 beschreibt einen Hochfrequenzverstärker mit reduzierter Intermodulationsverzerrung. Der Verstärker umfasst einen Eingangs-Transistor und einen Ausgangs-Transistor, die miteinander in einer Kaskoden-Konfiguration gekoppelt sind, wobei der Eingangs-Transistor so konfiguriert ist, dass er ein Hochfrequenzsignal empfängt. Der Verstärker umfasst ferner ein kapazitives Nebenschlussrückkopplungsnetzwerk, das zwischen dem Eingang des Eingangs-Transistors und den Ausgang des Ausgangs-Transistors eingekoppelt ist und durch eine Impedanz mit einem Blindwiderstand von im Wesentlichen Null und einem Blindwiderstand ungleich Null gekennzeichnet ist. Der Blindwiderstand ist so ausgewählt, dass er Intermodulationsverzerrungsprodukte dritter Ordnung an dem Ausgang des Ausgangs-Transistors reduziert. Der Verstärker umfasst ferner ein induktives Reihenrückkopplungsnetzwerk, das zwischen den Emitter des Eingangs-Transistors und einem Referenzpunkt eingekoppelt ist.
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Die
US 4,496,908 beschreibt einen Verstärker mit negativer Rückkopplung. Der Verstärker hat in dem Verstärkungs-Abschnitt einen ersten Galliumarsenid-Feldeffekttransistor, der eine Source-Elektrode, eine Gate-Elektrode und eine Drain-Elektrode aufweist. Eine Drain-Elektrode eines zweiten Galliumarsenid-Feldeffekttransistors ist mit der Source-Elektrode des ersten Galliumarsenid-Feldeffekttransistors verbunden. Ein Eingangsanschluss ist mit der Gate-Elektrode entweder des ersten oder des zweiten Galliumarsenid-Feldeffekttransistors verbunden. Eine Rückkopplungsschaltung koppelt einen Teil des Ausgangssignals von der Drain-Elektrode des anderen Galliumarsenid-Feldeffekttransistors zu der Gate-Elektrode desselben Galliumarsenid-Feldeffekttransistors zurück.
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Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Verstärkerschaltung zu schaffen, bei der die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung reduziert ist.
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Diese Aufgabe wird durch eine Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Die vorliegende Erfindung schafft eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker-Eingang, einem Verstärker-Ausgang, einem Steueranschluss zum Einstellen einer Verstärkung der Verstärkerschaltung und einem Rückkopplungspfad zwischen dem Verstärker-Ausgang und dem Steueranschluss, wobei eine Einrichtung mit variabler Impedanz in den Rückkopplungspfad geschaltet ist, deren Impedanz von einer Temperatur abhängt, so dass eine Variation der Verstärkung abhängig von der Temperatur reduziert ist.
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Der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Element dessen Impedanz in Abhängigkeit von der Umgebungs-Temperatur variiert in einen Rückkopplungspfad einer Verstärkerschaltung zu schalten, so dass die Variation der Verstärkung in Abhängigkeit von der Temperatur reduziert ist. Somit lässt sich eine Rückführung eines Verstärker-Ausgangs-Signals an einen Steuer-Anschluss einer Verstärkerschaltung, an dem die Verstärkung eingestellt wird, in Abhängigkeit von der Temperatur verändern. Die Rückführung des Verstärker-Ausgangs-Signals kann von dem Element mit temperaturabhängiger Impedanz so beeinflusst werden, so dass die Temperaturabhängigkeit der Verstärkerschaltung reduziert ist.
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Dadurch dass eine temperaturabhängige Impedanz in den Rückkopplungspfad geschaltet ist, lässt sich die Temperaturabhängigkeit der Verstärkerschaltung in dem spezifizierten Temperaturbereich, beispielsweise in einem Bereich von –40°C bis 90°C, in dem diese eingesetzt werden kann, verringern. Durch die Verringerung der Temperaturabhängigkeit der Verstärkerschaltung lassen sich beispielsweise die temperaturbedingten Toleranzen einer Schaltung, in der die Verstärkerschaltung mit reduzierter Temperaturabhängigkeit eingesetzt wird, vermindern.
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Ferner vermeidet die Verstärkerschaltung mit reduzierter Temperaturabhängigkeit gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ein Nachregeln durch eine Konstant-Stromquelle, die die Verstärkerschaltung speist. In solchen Verstärkerschaltungen dient das Nachregeln bei zunehmender Temperatur dazu, den temperaturbedingten Rückgang der Verstärkung zu kompensieren. Dabei muss der Konstant-Strom mit zunehmender Temperatur auf einen höheren Wert eingestellt werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung lässt sich der hohe Stromverbrauch, der durch dieses Nachregeln der Verstärkerschaltung bei hohen Temperaturen sonst auftreten würde, vermeiden. Damit lässt sich der Stromverbrauch einer Schaltung, in der die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung eingesetzt wird, reduzieren.
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Darüber hinaus lässt sich durch die Reduzierung der Temperaturabhängigkeit der Verstärkerschaltung eine höhere Ausbeute in einer Massenfertigung erzielen. Ein größerer Anteil der in einer Massenfertigung hergestellten Verstärkerschaltungen weist dabei über einen spezifizierten zugelassenen Betriebstemperaturbereich, in dem die Verstärkerschaltung in einem elektrischen Gerät eingesetzt werden soll, eine Verstärkung auf, die innerhalb der spezifizierten Toleranzen liegt. Somit ist die Ausbeute bei einer Serienfertigung der Verstärkerschaltung durch die Reduzierung der Temperaturabhängigkeit erhöht. Dies führt gleichzeitig zu niedrigeren Fertigungskosten.
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Außerdem ermöglicht die Reduzierung der Temperaturabhängigkeit der Verstärkung der Verstärkerschaltung in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung einen flexibleren Einsatz der Verstärkerschaltung. Die Verstärkerschaltung kann dabei in Anwendungen eingesetzt werden, die für eine hohe Umgebungstemperatur ausgelegt sind, wie beispielsweise in der Automobilindustrie, ohne dass nachgelagerte Schaltungselemente die temperaturbedingte Reduzierung der Verstärkung kompensieren müssen.
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Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
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1 eine Verstärkerschaltung mit reduzierter Temperaturabhängigkeit gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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2 eine Verstärkerschaltung mit reduzierter Temperaturabhängigkeit der Verstärkung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
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3a–b eine Gegenüberstellung von Verstärkungswerten einer Verstärkerschaltung mit reduzierter Temperaturabhängigkeit der Verstärkung gegenüber einer in 4 gezeigten Verstärkerschaltung; und
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4 eine herkömmliche Verstärkerschaltung.
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In der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele werden gleiche oder gleich wirkende Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Insbesondere werden Elemente, die zu denjenigen aus 4 gleich oder gleichwirkend sind, mit dem jeweils gleichen Bezugszeichen versehen, und die nachfolgende Beschreibung beschränkt sich auf die Darstellung der Unterschiede zu dem Aufbau nach 4.
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Im Gegensatz zu der in 4 gezeigten Verstärkerschaltung ist in einer Verstärkerschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die in 1 gezeigt ist, der zweite Rückkopplungs-Kondensator 25 durch einen Kondensator 37 mit temperaturabhängiger Kapazität ersetzt. Der erste Rückkopplungs-Kondensator 21, der Rückkopplungs-Widerstand 23 und der Kondensator 37 mit temperaturabhängiger Kapazität sind somit in Serie zwischen den Ausgangs-Anschluss 19 und die Basis des Ausgangs-Transistors 15 geschaltet.
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Der Kondensator mit temperaturabhängiger Kapazität 37 ist dabei beispielsweise so ausgelegt, dass sein Kapazitätswert mit steigender Umgebungstemperatur bzw. Temperatur zunimmt. Dadurch sinkt die Impedanz des Kondensators 37 mit temperaturabhängiger Kapazität mit zunehmender Temperatur. Dies führt dazu, dass mit zunehmender Temperatur die Gesamtimpedanz des aus dem Kondensator mit der temperaturabhängigen Kapazität 37, dem ersten Rückkopplungs-Kondensator 21 und des Rückkopplungs-Widerstands 23 bestehenden Rückkopplungs-Netzwerks sinkt. Dadurch wird mit steigender Umgebungstemperatur ein höherer Anteil des Wechselspannungs-Signals an dem Ausgangs-Anschluss 19 an die Basis des Ausgangs-Transistors 15 zurückgeführt.
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Somit wird die Rückkopplung mit zunehmender Temperatur der an dem Ausgangs-Anschluss 19 anliegenden Wechselspannung an die Basis des Ausgangs-Transistors 17 erhöht. Dies führt dazu, dass die Verstärkung der Verstärkerschaltung zunimmt. Somit wird eine durch die Temperaturerhöhung beispielsweise reduzierende Änderung der Verstärkung der Verstärkerschaltung durch die erhöhte Rückkopplung über das Rückkopplungs-Netzwerk kompensiert.
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2 zeigt eine Verstärkerschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die in 2 gezeigte Verstärkerschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unterscheidet sich von dem in 4 gezeigten Verstärker dadurch, dass der zweite Rückkopplungs-Kondensator 25 durch einen Varaktor 39 bzw. eine Varaktordiode und einen Serien-Kondensator 41 ersetzt ist. Ein Varaktor 39 ist eine Diode, die im Sperrbetrieb betrieben wird, und deren Kapazität von der anliegenden Spannung bzw. Sperrspannung abhängt. Der Varaktor 39, der Varaktor-Serien-Widerstand 43 und die Rückkopplungs-Induktivität 27 sind zwischen einen Varaktor-Potential-Anschluss 45 und Masse geschaltet.
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Anders ausgedrückt ergibt sich die in 2 dargestellte Schaltung aus der in 4 gezeigten Schaltung dadurch, dass in der in 4 gezeigten Schaltung in dem Rückkopplungsnetzwerk der zweite Rückkopplungs-Kondensator 25 entfernt wird und stattdessen zwischen den Rückkopplungs-Widerstand 23 und die Basis des Ausgangs-Transistors 15 eine Serienschaltung aus dem Varaktor 39 und dem Serien-Kondensator 41 geschaltet wird.
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Zwischen dem Varaktor-Potential-Anschluss 45 und dem Masseanschluss wird eine Gleichspannung angelegt. Diese Gleichspannung fällt über eine Serienschaltung aus dem Varaktor-Serien-Widerstand 43, dem Varaktor 39 und der Rückkopplungs-Induktivität 27 ab. Die Rückkopplungs-Induktivität 27 stellt dabei für die Gleichspannung keine Impedanz dar. Die zwischen dem Varaktor-Potential-Anschluss 43 und dem Masseanschluss anliegende Gleichspannung teilt sich somit in einen Spannungsabfall an dem Varaktor 39 und dem Varaktor-Serien-Widerstand 43 auf. über die an dem Varaktor-Potential-Anschluss 45 angelegte Gleichspannung, die auch als Tuningspannung bezeichnet wird, lässt sich somit die Spannung an dem Varaktor 39 einstellen. Der Varaktor-Potential-Anschluß 45 wird deshalb im folgenden auch manchmal als Tune-Port bezeichnet.
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Die an dem Varaktor-Potential-Anschluss 45 angelegte Gleichspannung wird von einer hier nicht gezeigten temperaturabhängigen Spannungsquelle geliefert, wobei die gelieferte Gleichspannung beispielsweise mit steigender Temperatur sinkt. Dies führt dazu, dass die an dem Varaktor 39 abfallende Spannung mit steigender Temperatur sinkt. Dadurch steigt die Kapazität des Varaktors 39 mit steigender Temperatur.
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Der Varaktor 39 ist dabei mit dem Serien-Kondensator 41 und mit dem ersten Rückkopplungs-Kondensator 21 in dem Rückkopplungs-Netzwerk in Serie geschaltet. Durch das Verhältnis der Kapazität des Serien-Kondensators zu der Kapazität des Varaktors lässt sich das Verhalten des Rückkopplungs-Netzwerks beeinflussen. Die Gesamtkapazität des Rückkopplungs-Netzwerks nimmt mit steigender Temperatur zu, da ja die Kapazität des Varaktors 39 mit steigender Temperatur zunimmt. Somit fällt wiederum mit zunehmender Temperatur die Impedanz des Rückkopplungs-Netzwerks aus dem ersten Rückkopplungs-Kondensator 21, dem Rückkopplungs-Widerstand 23, dem Varaktor 39 und dem Serien-Kondensator 41. Wie bereits oben erläutert führt die mit zunehmender Temperatur sinkende Impedanz des Rückkopplungs-Netzwerks wiederum dazu, dass die Verstärkung der Verstärkerschaltung mit zunehmender Temperatur steigt. Somit lässt sich wiederum eine temperaturbedingte Reduzierung der Verstärkung der Verstärkerschaltung durch eine temperaturabhängige Impedanz, die in diesem Fall durch den Varaktor 39 gebildet ist, kompensieren. Dabei wird die Kapazität des Varaktors über eine von der Umgebungstemperatur abhängige Gleichspannung, die an dem Varaktor 39 anliegt, eingestellt.
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3a zeigt einen Verlauf einer Gleichspannung an dem Varaktor 39. Diese wird über die an dem Varaktor-Potential-Anschluß 45 anliegende Spannung eingestellt. In einem in 3a gezeigten Graphen ist dabei an einer x-Achse ein Wert der Temperatur in Grad Celsius aufgetragen, während an einer y-Achse die Gleichspannung an dem Varaktor 39, also die Varaktorspannung, in Volt aufgetragen ist.
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Eine gestrichelte Linie zeigt dabei einen Verlauf 47 der Varaktor-Spannung bei einer ersten Simulation, bei der die Varaktor-Spannung über den gesamten Temperaturbereich von –30°C bis 90°C konstant, beispielsweise hier auf einem Wert von 1,4 Volt, gehalten wird. Dieser Verlauf entspricht dem Verhalten der Verstärkerschaltung, die in 4 gezeigt ist. Das Verhalten der dort dargestellten Verstärkerschaltung lässt sich dabei mittels einer Kapazität des Varaktors 39 simulieren, wobei sich der Wert der Kapazität des Varaktors 39 über der Temperatur nicht ändert.
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Eine durchgezogene Linie erläutert einen Verlauf 49 der Varaktor-Spannung bei einer zweiten Simulation, wobei die Varaktor-Spannung von einer Spannung von 2,5 Volt bei einer Temperatur von –30°C linear bis auf einen Wert von 0,2 Volt bei einer Temperatur von 90°C absinkt.
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3b zeigt die Auswirkungen der unterschiedlichen Verläufe der Varaktor-Spannungen, die in 3a gezeigt sind, auf das Verhalten der Verstärkerschaltung. Auf einer x-Achse ist in der 3b wiederum die Temperatur in einem Bereich von –30°C bis 90°C angetragen, während auf einer y-Achse die Verstärkung der Verstärkerschaltung in dB angetragen ist. Eine gestrichelte Linie in dem in 3b gezeigten Graphen zeigt einen Verlauf 51 der Verstärkung bei der ersten Simulation, und damit ein Verhalten der in 4 gezeigten Verstärkerschaltung über der Temperatur. Dabei wird die Spannung an dem Varaktor 39 über der Temperatur konstant gehalten. Eine durchgezogene Linie zeigt einen Verlauf 53 der Verstärkung bei der zweiten Simulation, deren Verhalten der Verstärkerschaltung gemäß dem in 2 erläuterten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung entspricht. Die Spannung an dem Varaktor 39 wird mit zunehmender Temperatur gesenkt, wodurch sich die Kapazität des Varaktors 39 mit steigender Temperatur erhöht.
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Aus 3b ist zu erkennen, dass die Verstärkung der Verstärkerschaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bei –30°C einen Wert von 18 dB einnimmt und damit niedriger ist als bei der herkömmlichen Verstärkerschaltung, bei der sie ja einen Wert von 18,5 dB bei einer Temperatur von –30°C hat. Zudem hat die Verstärkung der Verstärkerschaltung gemäß dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bei einer Temperatur von 90°C einen Wert von 17,4 dB, während die herkömmliche Verstärkerschaltung bei der Temperatur von 90°C einen Wert von 16,8 dB aufweist. Aus dem in 3b gezeigten Verlauf der Verstärkung der Verstärkerschaltung über der Temperatur ist somit zu erkennen, dass die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung bei der Verstärkerschaltung gemäß dem in 2 erläuterten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung reduziert ist.
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Durch die Einstellung der Spannung an dem Varaktor 39 in Abhängigkeit von der Temperatur lässt sich somit die Kapazität des Varaktors 39 verändern, und damit, wie oben beschrieben, die Gesamtkapazität des Rückkopplungs-Netzwerks abhängig von der Temperatur einstellen. Die Gesamtkapazität des Rückkopplungs-Netzwerks steigt dabei mit zunehmender Temperatur. Dies führt wiederum wie oben beschrieben zu einer veränderten bzw. verstärkten Rückkopplung des an dem Ausgangs-Anschluss 19 anliegenden Ausgangs-Signals an die Basis des Ausgangs-Transistors 15. Somit wird die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung der Verstärkerschaltung reduziert.
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In dem in 3b gezeigten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung könnte die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung der Verstärkerschaltung durch eine Erhöhung der Kapazitätsänderung der veränderlichen Kapazität in dem Rückkopplungspfad, also durch eine Erhöhung der Kapazitätsänderung des Varaktors 39, weiter reduziert werden.
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In obigen Ausführungsbeispielen gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Low-Noise-Amplifier-Schaltung als Verstärkerschaltung bzw. Hochfrequenz-Verstärker gezeigt. Beliebige Alternativen sind jedoch jegliche Verstärkerschaltungen, die einen Rückkopplungspfad aufweisen, wie beispielsweise Operationsverstärkerschaltungen.
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In obigen Ausführungsbeispielen sind die Transistoren in der Verstärkerschaltung als Bipolar-Transistoren ausgeführt. Alternativen hierzu sind jedoch auch Feldeffekt-Transistoren, wie beispielsweise MOS-Transistoren. In obigen Ausführungsbeispielen ist die temperaturabhängige Impedanz in dem Rückkopplungs-Netzwerk jeweils eine Kapazität, deren Kapazitätswert von der Temperatur abhängt. Alternativen hierzu sind jedoch beliebige Impedanzelemente, deren Impedanz von der Temperatur abhängig ist, bzw. in Abhängigkeit von der Temperatur eingestellt werden kann, wie beispielsweise NTC-Widerstände(Negative-Temperature-Coefficient)-Widerstände oder PTC-Widerstände(Positive-Temperature-Coefficient)-Widerstände.
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In obigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung ist die Temperaturabhängigkeit der Verstärkung der Verstärkerschaltung verglichen mit einem Zustand, bei dem das Element mit temperaturabhängiger Impedanz beispielsweise fehlt oder das Element eine von der Temperatur unabhängige Impedanz besitzt, reduziert worden. Denkbar ist jedoch auch die Schaltungselemente, beispielsweise in dem Rückkopplungspfad, so zu dimensionieren, dass die Verstärkung der Verstärkerschaltung über der Temperatur sogar konstant bleibt.
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In obigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung ist eine Blindimpedanz, deren Wert von der Temperatur abhängt in den Rückkopplungspfad, hier ein Kondensator oder ein Varaktor geschaltet. Der Kondenstaor oder der Varaktor sind jedoch nur Beispiele von Blindimpedanzen, deren Impedanz von der Temperatur abhängt. Denkbar sind auch weitere Blindimpedanzen wie beispielsweise Induktivitäten, bei denen die Impedanz, beispielsweise über die Induktivität, mit der Temperatur verändert wird.
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In obigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird die Kapazität des Varaktors 39 über eine Gleichspannungsquelle, deren Wert von der Temperatur abhängt, eingestellt. Die Spannungsquelle bzw. Gleischspannungsquelle weist dabei beispielsweise eine steuerbare Spannungsquelle auf, die ausgebildet ist, um eine von einem Steuersignal abhängige Spannung an dem Varaktor anzulegen, wobei die Verstärkerschaltung z. B. ferner einen Temperaturfühler aufweisen kann, der mit der Spannungsquelle gekoppelt ist, um als das Steuersignal ein eine Temperatur anzeigendes Signal zu liefern. Denkbar sind beliebige Anordnungen, die eine an dem Varaktor 39 anliegende Gleichspannung in Abhängigkeit von der Temperatur verändern. So könnte z. B. ein Temperatursensor so ausgelegt sein, dass er beispielsweise in einer vorbestimmten Weise bzw. einer vordefinierten Funktion ein temperaturabhängiges Spannungssignal liefert, das eine an dem Varaktor anliegende Spannung einstellt.
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Der Temperatursensor könnte beispielsweise ein Messfühler sein, in dem z. B. ein Thermoelement integriert ist, das eine von der Temperatur abhängige Gleichspannung liefert, die beispielsweise noch verstärkt werden könnte, und dann an den Varaktor 39 angelegt werden könnte. Auch könnte eine Reihenschaltung aus einem Ohmschen Widerstand und einem temperaturabhängigen Widerstand, wie beispielsweise einem NTC-Widerstand oder PTC-Widerstand, die an eine Spannung angelegt ist, eine von der Temperatur abhängige Spannung zur Einstellung der Kapazität des Varaktors 39 liefern. Die Spannung könnte dabei z. B. an dem temperaturabhängigen Widerstand abgegriffen werden.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Konstant-Stromquelle
- 3
- Stromspiegel-Transistor
- 5
- Stromspiegel-Widerstand
- 7
- Eingangs-Widerstand
- 9
- Eingangs-Transistor
- 11
- Querimpedanz
- 13
- Eingangs-Anschluss
- 15
- Ausgangs-Transistor
- 17
- Ausgangs-Kondensator
- 19
- Ausgangs-Anschluss
- 21
- Erster Rückkopplungs-Kondensator
- 23
- Rückkopplungs-Widerstand
- 25
- Zweiter Rückkopplungs-Kondensator
- 27
- Rückkopplungs-Induktivität
- 29
- Bias-Anschluss
- 31
- Versorgungsspannungs-Widerstand
- 33
- Versorgungsspannungs-Induktivität
- 35
- Versorgungsspannungs-Anschluss
- 37
- Kondensator mit temperaturabhängiger Kapazität
- 39
- Varaktor
- 41
- Serien-Kondensator
- 43
- Varaktor-Serien-Widerstand
- 45
- Varaktor-Potential-Anschluß
- 47
- Verlauf der Varaktor-Spannung bei einer ersten Simulation
- 49
- Verlauf der Varaktor-Spannung bei einer zweiten Simulation
- 51
- Verlauf der Verstärkung bei der ersten Simulation
- 53
- Verlauf der Verstärkung bei der zweiten Simulation