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DE60002181T2 - Hochfrequenzverstärker mit reduzierter Intermodulationsverzerrung - Google Patents

Hochfrequenzverstärker mit reduzierter Intermodulationsverzerrung Download PDF

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DE60002181T2
DE60002181T2 DE60002181T DE60002181T DE60002181T2 DE 60002181 T2 DE60002181 T2 DE 60002181T2 DE 60002181 T DE60002181 T DE 60002181T DE 60002181 T DE60002181 T DE 60002181T DE 60002181 T2 DE60002181 T2 DE 60002181T2
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input
output
signal
transistor
feedback network
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J. Johannes HAGERAATS
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Maxim Integrated Products Inc
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    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
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Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Diese Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung und Verfahren zur Breitbandverstärkung mit hoher Linearität und bei geringer Leistungsaufnahme.
  • Für Breitbandsignalverstärker und Verfahren zur Verstärkung von Signalen über einen großen Frequenzbereich gibt es viele Anwendungen. Beispielsweise benötigen drahtlose Kommunikationseinrichtungen, wie Mobiltelefone, schnurlose Telefone, Pager, Fernseh-Tuner, lokale Netzwerke oder dergleichen, Verstärker mit einem großen Dynamikbereich und hoher Linearität, um die Stärke empfangener Signale ohne Verzerrung und Übersprechen zwischen verschiedenen Frequenzen zu verstärken. Leider verzerren alle linearen Verstärker die Signale, die sie verstärken müssen, zu einem bestimmten Grad. Dies ist besonders unerwünscht, wenn zwei oder mehr unabhängige Kanäle verstärkt werden. Unter diesen Umständen erzeugt der Verstärker unerwünschte Intermodulationsprodukte, die Interferenz verursachen können und zu einer schwachen Leistungsfähigkeit der Kommunikationseinrichtung führen.
  • Die Intermodulationsverzerrung wird bezüglich des Störspitzenwertpegels definiert, der von zwei oder mehr in einen Empfänger eingespeisten Tönen erzeugt wird. Ein Empfänger kann durch eine Verzerrungsgüte dritter Ordnung, die als „Intercept-Punkt dritter Ordnung am Eingang" (third-order input intercept point – IIP3) bezeichnet wird, charakterisiert werden, welche als die Eingangsleistung (in Form von zwei Tönen) definiert wird, die erforderlich ist, um Verzerrungsprodukte dritter Ordnung entsprechend der Eingangslei stung von zwei Tönen zu erzeugen. Die Linearität eines Verstärkers und somit die Störfestigkeit des Empfängers gegenüber Verzerrung und Übersprechen, verbessert sich mit dem IIP3 des Verstärkers. Eine weitere Verstärkergüte entspricht dem Verhältnis der maximalen Mikrowellenausgangsleistung (bei einem spezifizierten Verzerrungspegel) zur angelegten DC-Leistung. Das herkömmliche Verfahren zum Spezifizieren des Verzerrungspegels für diese Güte wird der Intercept-Punkt von Produkten dritter Ordnung am Ausgang (output intercept point of third order products – OIP3) genannt. Gemäß dem OIP3-Verfahren werden zwei Eingangssignale, die sich nur leicht in der Frequenz unterscheiden und im Wesentlichen eine gleiche, aber einstellbare Leistung aufweisen, an den Verstärkereingang angelegt. Es wird eine grafische Darstellung sowohl der Grundfrequenzausgangsleistung als auch der Leistung in dem Intermodulationsprodukt dritter Ordnung gegenüber der Eingangsleistung angefertigt, und diese zwei grafischen Darstellungen werden linear extrapoliert. Der Punkt, an dem sich diese zwei Extrapolationen schneiden, ist die OIP3-Amplitude, welche von der Ausgangsleistungs(Ordinaten)-Achse in dB abgelesen wird.
  • Die Linearität eines Verstärkers kann verbessert werden, indem sein Intercept-Punkt dritter Ordnung oder sein Ausgangs-Intercept-Punkt von Produkten dritter Ordnung verbessert wird. In der Elektronik ist es bekannt, dies durch Erhöhung eines Verstärkungsfaktors zu tun. (Siehe z. B. Wheatley, US-Patent Nr. 5,732,341 oder Podell et al., US-Patent Nr. 5,015,968). Der Nachteil bei der Erhöhung der Linearität eines Verstärkers durch Erhöhen seiner Verstärkung besteht jedoch darin, dass gleichzeitig die Leistungsaufnahme des Verstärkers ansteigt. Beispielsweise offenbart das Podell et al. erteilte US-Patent Nr. 5,015,968 eine Verstärkerschaltung, die gegenüber herkömmlichen Verstärkerschaltungen eine verbesserte Verstärkung zusammen mit einer Zunahme der Leistungsabgabe, und folglich der Leistungsaufnahme, des Verstärkers aufweist. Die Verstärkung bei Podell wird durch Erhöhung der Größe des Rückkopplungswiderstandes in dem Verstärker von den herkömmlichen 200 Ω auf mehr als 600 Ω erreicht.
  • Bei bestimmten Einrichtungen, wie beispielsweise drahtlosen Kommunikationseinrichtungen, ist es wünschenswert, die Linearität der Verstärker in den Einrichtungen zu verbessern, um das Übersprechen zwischen verstärkten Kanälen zu reduzieren, und dadurch das Signal-Rausch-Verhältnis der Einrichtungen zu verbessern. Gleichzeitig ist es unerwünscht, die Leistungsaufnahme der Verstärker in den Einrichtungen zu erhöhen, weil dadurch die Lebensdauer der Batterien, die zum Betreiben der Einrichtungen verwendet werden, oder die Perioden, nach welchen die Batterien aufgeladen werden müssen, herabgesetzt werden. Folglich wird ein Verfahren zur Erhöhung der Linearität eines rauscharmen Verstärkers ohne Erhöhung der Ausgangsleistung oder der Leistungsaufnahme des Verstärkers benötigt.
  • Zusammenfassende Darstellung der Erfindung
  • Unter einem Gesichtspunkt ist die Erfindung gekennzeichnet durch eine Einrichtung nach Anspruch 1, die zur Verstärkung eines Signals konfiguriert ist.
  • Weitere Ausführungsbeispiele können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Das Rückkopplungsnetzwerk weist vorzugsweise einen Rückkopplungskondensator auf. Das Rückkopplungsnetzwerk besteht vorzugsweise im Wesentlichen aus kapazitiver Reaktanz.
  • Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel können das induktive Rückkopplungsnetzwerk und das kapazitive Rückkopplungsnetzwerk entsprechende Reaktanzen haben, die ausgewählt wurden, um eine gewünschte Impedanz am Eingang der Einrichtung zu erreichen.
  • Die Reaktanz der Rückkopplungsnetzwerke wurde ausgewählt, um am Eingang der Einrichtung eine Impedanz zu erreichen, die über einen breiten Frequenzbereich im Wesentlichen unabhängig von der Frequenz ist. Bei einem Ausführungsbeispiel ist die Einrichtung für die im wesentlichen lineare Verstärkung eines Signals konfiguriert, das eine Frequenz von mindestens 500 MHz aufweist.
  • Bei einigen Ausführungsbeispielen ist ein Empfängereingang, der für das Empfangen eines drahtlosen Signals konfiguriert ist, mit dem Einrichtungseingang gekoppelt; und ein Empfängerausgang, der für das Erzeugen eines Ausgangssignals konfiguriert ist, das für das am Empfängereingang empfangene drahtlose Signal repräsentativ ist, ist mit dem Einrichtungsausgang gekoppelt.
  • Unter einem anderen Gesichtpunkt ist die Erfindung gekennzeichnet durch ein Verfahren zur Verstärkung eines Signals nach Anspruch B.
  • Das Ausgangssignal kann am Eingang abgetastet werden, indem der Ausgang mit dem Eingang durch ein Rückkopplungsnetzwerk verbunden wird, das im Wesentlichen aus kapazitiver Reaktanz besteht. Das Verfahren kann ferner den Schritt des Anpassens einer Ausgangsimpedanz nach Anspruch 10 enthalten.
  • Unter einem weiteren Gesichtspunkt ist die Erfindung gekennzeichnet durch eine Einrichtung, die eine erste und zweite Verstärkungsstufe umfasst, wobei jede Verstärkungsstufe eine Einrichtung nach Anspruch 1 aufweist, und wobei die Eingänge der Verstärkungsstufen zur Bildung eines Eingangs der Einrichtung miteinander gekoppelt sind, und wobei die Ausgänge der Verstärkungsstufen durch einen Isolator miteinander gekoppelt sind.
  • Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel weist der Isolator eine Diode auf.
  • Zu den Vorteilen der Erfindung gehören die folgenden.
  • Die Erfindung reduziert (oder unterdrückt) die inhärent in nicht-linearen Verstärkerschaltungen vorhandenen Intermodulationsprodukte. Der OIP3 wird bei einem gegebenen Versorgungsstrom um mindestens 3–6 dB verbessert, oder es kann derselbe OIP3 bei einer geringeren Verlustleistung erreicht werden (z. B. kann bei einem Ausführungsbeispiel eine Stromreduzierung von 50% erreicht werden). Die geringen Leistungsanforderungen der Erfindung machen sie besonders nützlich für drahtlose Anwendungen. Die hierin beschriebenen Verstärker und die Verstärkungsverfahren der Erfindung erreichen außerdem eine Eingangsimpedanz und eine Übertragungscharakteristik, die über einen breiten Frequenzbereich (wenigstens eine Oktave) flach ist. Des weiteren ist der IIP3 ohne Veränderung anderer Schaltungsparameter oder Spezifikationen problemlos einstellbar, indem einfach der Versorgungsstrom verändert wird. Darüber hinaus wird die Anpassung an eine reale Eingangsimpedanz relativ einfach erreicht. Die Erfindung ist außerdem gegenüber Veränderungen des Herstellungsprozesses im Wesentlichen unempfindlich. Die Erfindung ist – ohne auf wichtige Entwurfsparameter zu verzichten – für eine Vielzahl von Anwendungen, einschließlich verschiedener drahtloser Schaltungen, verwendbar.
  • Andere Merkmale und Vorteile werden aus der folgenden Beschreibung, einschließlich der Zeichnungen und Ansprüche, ersichtlich werden.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist eine Blockdarstellung eines drahtlosen Empfängers, der ein Signal von einem Sender empfängt.
  • 2 ist eine Schaltungsdarstellung eines Breitbandverstärkers geringer Leistung mit parallel- und reihengeschalteten reaktiven Rückkopplungsnetzwerken.
  • 3 ist eine Schaltungsdarstellung eines Breitbandverstärkers mit geringer Leistung mit einem parallelgeschalteten kapazitiven Rückkopplungsnetzwerk und einem induktiven reihengeschalteten Rückkopplungsnetzwerk mit bipolaren Transistoren.
  • 4A ist eine Schaltungsdarstellung eines Breitbandverstärkers mit geringer Leistung mit einem kapazitiven parallelgeschalteten Rückkopplungsnetzwerk und einem induktiven reihengeschalteten Rückkopplungsnetzwerk, die mit Feldeffekttransistoren (FETs) implementiert sind.
  • 4B ist eine Schaltungsdarstellung eines Breitbandverstärkers mit geringer Leistung mit einem kapazitiven parallelgeschalteten Rückkopplungsnetzwerk und einem induktiven reihengeschalteten Rückkopplungsnetzwerk, die mit einem FET und einem bipolaren Transistor implementiert sind, die unter Verwendung eines BICMOS-Prozesses hergestellt sind.
  • 5 ist eine Schaltungsdarstellung eines Verstärkers mit geschalteter Verstärkung, der von zwei Breitbandverstärkungsstufen mit geringer Leistung gebildet wird, von welchen jede ein kapazitives parallelgeschaltetes Rückkopplungsnetz werk und ein induktives reihengeschaltetes Rückkopplungsnetzwerk aufweist.
  • Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
  • Es wird auf 1 Bezug genommen; eine Einrichtung 6, die zur Verstärkung eines Signals konfiguriert ist (z. B. ein tragbarer drahtloser Empfänger, wie beispielsweise ein Mobiltelefon), enthält einen Empfängereingang 8, einen Verstärker 10, einen Empfängerausgang 12 und eine Stromquelle 14 (z. B. eine Batterie). Der Empfängereingang 8 ist konfiguriert, um ein elektromagnetisches Signal 16 (z. B. ein Signal mit einer Frequenz, die größer als 100 MHz ist, und größer als 500 MHz sein kann) von einem Sender 18 zu empfangen und ein elektrisches Signal 20 zu erzeugen. Der Verstärker 10 empfängt das Signal 20 und übermittelt ein verstärktes Signal 22 an den Empfängerausgang 12, welcher das verstärkte Signal 22 in ein geeignetes Ausgangssignal 24 (z. B. einen Klang, der eine menschliche Stimme repräsentiert) umwandelt.
  • Obwohl in 1 nur ein einzelnes elektromagnetisches Signal 16 gezeigt wird, werden üblicherweise andere Signale (bei unterschiedlichen Frequenzen) vom Empfängereingang 8 empfangen. Wie oben erläutert, enthält das verstärkte Signal 22, wenn zwei oder mehr Töne vom Empfängereingang 8 empfangen werden, Intermodulationsprodukte, die das gewünschte Eingangssignal störend beeinflussen können. Die Intermodulationsprodukte, die die größte beeinträchtigende Wirkung auf die Qualität des verstärkten Signals 22 haben, sind diejenigen, welche einer Komponente dritter Ordnung der Intermodulationsverzerrung, die von IM3 repräsentiert wird, entsprechen, welche die Frequenzkomponenten 2f1-f2 und f1-2f2 einschließt, wobei f1 und f2 die Frequenzen von zwei gleichzei tig in den drahtlosen Empfänger 6 eingespeisten Tönen sind. Wie oben erläutert, ist der Verstärker 10 konfiguriert, um die IM3-Intermodulationsverzerrung zu reduzieren, und dadurch eine verbesserte Intermodulationscharakteristik bereitzustellen, ohne den Rauschfaktor (noise factor – NF) des Verstärkers zu opfern, und während der Verstärkereingang mit dem Empfängereingang 8 relativ problemlos impedanzangepasst sein kann. In den unten beschriebenen Zeichnungen wird der Empfängereingang 8 durch eine Spannungsquelle Vin und eine Ausgangsimpedanz Z0 dargestellt, und der Empfängerausgang 12 wird durch einen Kondensator C0 und eine Lastimpedanz R0 dargestellt. Andere Konfigurationen sind möglich.
  • Wie in 2 gezeigt, enthält der Verstärker 10 eine Verstärkungsstufe 30, die von einem bipolaren Eingangstransistor 32 (z. B. ein bipolarer Heteroübergangstransistor) und einem bipolaren Ausgangstransistor 34 (z. B. ein bipolarer Heteroübergangstransistor) gebildet wird, die in einer Kaskoden-Konfiguration miteinander gekoppelt sind, wobei der Eingangstransistor 32 einen Eingang 36 des Verstärkers 10 und der Ausgangstransistor 34 einen Ausgang 38 des Verstärkers 10 definiert. Ein parallelgeschaltete reaktives Rückkopplungsnetzwerk 40, welches durch eine Impedanz von im Wesentlichen Widerstand Null und Reaktanz ungleich Null charakterisiert wird, ist zwischen Eingang 36 und Ausgang 38 eingekoppelt. Das parallelgeschaltete Rückkopplungsnetzwerk 40 hat eine Reaktanz, die ausgewählt wurde, um die IM3-Intermodulationsverzerrung zu reduzieren, die am Ausgang 38 von Verstärker 10 erzeugt wird. Ein reihengeschaltetes reaktives Rückkopplungsnetzwerk 42, welches durch eine Impedanz von im Wesentlichen Widerstand Null und Reaktanz ungleich Null charakterisiert wird, ist zwischen dem Emitter 44 des Eingangstransistors 32 und einer niedrigen Spannungsreferenz 46 eingekoppelt. Das reihengeschaltete Rückkopplungsnetzwerk 42 verbessert die Linearität des Verstärkers 10 und definiert zusammen mit dem parallelgeschalteten Rückkopplungsnetzwerk 40 die Eingangsimpedanz von Verstärker 10. Die Reaktanzen des parallelgeschalteten Rückkopplungsnetzwerkes 40 und des reihengeschalteten Rückkopplungsnetzwerkes 42 sind so ausgewählt, daß eine Eingangsimpedanz des Verstärkers 10 erreicht wird, die an die Ausgangsimpedanz (Z0) des Empfängereingangs 8 angepasst ist. Da nur reaktive Komponenten in dem parallelgeschalteten Rückkopplungsnetzwerk 40 und dem reihengeschalteten Rückkopplungsnetzwerk 42 verwendet werden, kann der Rauschfaktor (NF) der Verstärkungsstufe 30 durch herkömmliche Entwurfs-Techniken optimiert werden. Eine Vorspannungsimpedanz 48 koppelt den Kollektor des Ausgangstransistors 34 mit einer hohen Spannungsreferenz 50, um eine DC-Vorspannung für die Verstärkungsstufe 30 bereitzustellen. Ein Vorspannungsnetzwerk (dargestellt durch Vbias) spannt die Basis 52 des Ausgangstransistors 34 vor.
  • Es wird auf 3 Bezug genommen; bei einem Ausführungsbeispiel besteht das parallelgeschaltete Rückkopplungsnetzwerk 40 aus einem Rückkopplungskondensator CF mit einer Kapazität, die ausgewählt wurde, um die IM3-Intermodulationsverzerrung zu reduzieren, die am Ausgang 38 des Verstärkers 10 erzeugt wird. Das reihengeschaltete Rückkopplungsnetzwerk 42 besteht aus einer Induktionsspule LSE mit einer Induktivität, die ausgewählt wurde, um die Linearität der Verstärkungsstufe 30 zu verbessern. Durch Verwendung einer überhöhten induktiven reihengeschalteten Rückkopplung (z. B. LSE mit einem Wert von ungefähr 1–3 nH für eine Betriebsfrequenz von ungefähr 2 GHz) wird das reihengeschal tete Rückkopplungsnetzwerk 42 linearisiert, ohne den NF zu verändern. Die Werte von CF und LSE wurden ebenfalls ausgewählt, um die Ausgangsimpedanz des Empfängers 8 anzupassen (z. B. hat Z0 einen Wert von ungefähr 50 Ohm). Im Betrieb reduziert die kapazitive parallelgeschaltete Rückkopplung CF den Realteil der Eingangsimpedanz und verschiebt auch den negativen Imaginärteil der Eingangsimpedanz (in einigen Fällen wird der negative Imaginäranteil der Eingangsimpedanz vollständig verschoben). Dies ermöglicht die problemlose Anpassung der Eingangsimpedanz an die Ausgangsimpedanz des Empfängereingangs B. Außerdem reduziert (oder unterdrückt) der parallelgeschaltete Rückkopplungskondensator CF die IM3-Produkte aufgrund der günstigen Phasenlage der IM3-Produkte am Verstärkerausgang 38 im Hinblick auf den Verstärkereingang 36 und aufgrund der Tatsache, dass der AC-Strom durch CF annähernd gleich Vout·jωCF ist. Die Vorspannungsimpedanz 48 besteht aus einer Induktionsspule Lcc-
  • Die Leistungsverstärkung (S21) der Verstärkungsstufe 30 kann genähert werden durch:
    Figure 00100001
  • Diese Näherung ist durch Simulation bestätigt worden.
  • Bei einem Ausführungsbeispiel, das für den Betrieb bei einer Frequenz von ungefähr 2 GHz optimiert ist, hat CF einen Wert von ungefähr 140fF, hat LSE einen Wert von ungefähr 1,5 nH, hat die Vorspannungsimpedanz 48 (RL) eine Impedanz von ungefähr 200 Ohm, hat Co einen Wert von ungefähr 1 pF, hat Lcc einen Wert von ungefähr 7 nH und hat Z0 einen Wert von ungefähr 50 Ohm. Diese Parameterwerte führen unabhängig vom Versorgungsstrom und dem verwendeten Prozess zu einem Verstärkungsfaktor von ungefähr 14,3 dB ∠ 70°.
  • Das Ausführungsbeispiel von 3 kann unter Verwendung herkömmlicher Herstellungstechniken für Halbleiterbauelemente hergestellt werden. Beispielsweise kann die gesamte Verstärkerschaltung, einschließlich Verstärkungsstufe 30, Vorspannungsimpedanz 48 und Vorspannungsnetzwerk (VBias), auf einem Halbleitersubstrat unter Verwendung herkömmlicher Halbleiterbeschichtungs- und Ionenimplantationstechniken sowie herkömmlicher fotolithografischer Strukturierungstechniken hergestellt werden. Die bipolaren Transistoren 32, 34 können unter Verwendung bekannter bipolarer Technologien und bipolarer Heteroübergangstechnologien gebildet werden.
  • Andere Ausführungsbeispiele liegen im Schutzbereich der Ansprüche.
  • Es wird beispielsweise auf 4A Bezug genommen; bei einem anderen Ausführungsbeispiel wird die Verstärkungsstufe 30 von einem Eingangsfeldeffekttransistor (FET) 60 und einem Ausgangs-FET 62 gebildet, die in einer Kaskoden-Konfiguration miteinander gekoppelt sind. Die anderen Entwurfskomponenten und die Funktionsweise dieses Ausführungsbeispiels gleichen den entsprechenden Komponenten und der Funktionsweise des Ausführungsbeispiels, das im Zusammenhang mit 3 beschrieben wurde.
  • Wie in 4B gezeigt wird, kann bei noch einem weiteren Ausführungsbeispiel die Verstärkungsstufe 30 von einem bipolaren Eingangstransistor 70 und einem Ausgangs-FET 72 gebildet werden, die in einer Kaskoden-Konfiguration mitein- ander gekoppelt sind und unter Verwendung eine BICMOS-Prozesses hergestellt werden. Die anderen Entwurfskomponenten und die Funktionsweise dieses Ausführungsbeispiels gleichen den entsprechenden Komponenten und der Funktionsweise des Ausführungsbeispiels, das im Zusammenhang mit 3 beschrieben wurde.
  • Wie in 5 gezeigt, kann ein Verstärker 80 mit geschalteter Verstärkung aus zwei Verstärkungsstufen 82, 84 gebildet werden, die in Parallelschaltung miteinander gekoppelt sind. Die Verstärkungsstufe 82 enthält einen Eingangstransistor 86 und einen Ausgangstransistor 88, die in einer Kaskoden-Konfiguration miteinander gekoppelt sind, einen parallelgeschalteten Rückkopplungskondensator 90 und eine reihengeschaltete Rückkopplungsinduktionsspule 92. Die Verstärkungsstufe 84 enthält einen Eingangstransistor 94 und einen Ausgangstransistor 96, die in einer Kaskoden-Konfiguration miteinander gekoppelt sind, einen parallelgeschalteten Rückkopplungskondensator 98 und eine reihengeschaltete Rückkopplungsinduktionsspule 100. Die Basen der Eingangstransistoren 86, 94 sind miteinander gekoppelt, um einen Eingang 102 des Verstärkers 80 mit geschalteter Verstärkung zu bilden. Der Ausgang der Verstärkungsstufe 82 bildet einen Ausgang 104 des Verstärkers 80 mit geschalteter Verstärkung. Der Ausgang der Verstärkungsstufe 84 ist mit dem Eingang 104 durch eine Diode 106 gekoppelt, welche den parallelgeschalteten Rückkopplungskondensator 98 trennt, wenn die Verstärkungsstufe 82 eingeschaltet wird. Es können andere Techniken verwendet werden, um den parallelgeschalteten Rückkopplungskondensator 98 zu trennen. Es kann beispielsweise die Diode 106 durch eine CMOS-Schaltung ersetzt werden; alternativ kann die Diode 106 durch eine Kapazitätsdiode ersetzt werden.
  • Im Betrieb kann die Verstärkung des Verstärkers 80 verändert werden, indem zwischen der Verstärkungsstufe 82 und der Verstärkungsstufe 84 umgeschaltet wird. Wenn die Verstärkungsstufe 82 eingeschaltet wird, wird die Eingangsimpedanz durch den parallelgeschalteten Rückkopplungskondensator 90 und die reihengeschaltete Rückkopplungsinduktionsspule 92 bestimmt. Wenn die Verstärkungsstufe 84 eingeschaltet wird, wird die Eingangsimpedanz durch den parallelgeschalteten Rückkopplungskondensator 90, den parallelgeschalteten Rückkopplungskondensator 98 und die reihengeschaltete Rückkopplungsinduktionsspule 100 bestimmt. Somit kann durch die richtige Auswahl der parallelgeschalteten Rückkopplungskondensatoren und der reihengeschalteten Rückkopplungsinduktionsspulen die Eingangsimpedanz des Verstärkers 80 im Wesentlichen konstant bleiben. Wie bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen haben die parallelgeschalteten Rückkopplungskondensatoren 90, 98 Kapazitäten, die ausgewählt wurden, um die IM3-Intermodulationsverzerrung zu reduzieren, die am Ausgang 104 des Verstärkers 80 erzeugt wird.
  • Noch weitere Ausführungsbeispiele liegen im Schutzbereich der Ansprüche.

Claims (12)

  1. Eine Einrichtung (10), die so ausgebildet ist, daß sie ein Signal verstärkt, aufweisend: einen Eingangstransistor (32) und einen Ausgangstransistor (34), die miteinander in einer Kaskodenkonfiguration gekoppelt sind, wobei der Eingangstransistor (32) so konfiguriert ist, daß er ein Hochfrequenzsignal (20) empfängt; ein kapazitives Nebenschlußrückkopplungsnetzwerk (40), das zwischen dem Eingang des Eingangstransistors (32) und dem Ausgang des Ausgangstransistors (34) eingekoppelt ist und durch eine Impedanz mit einem Wirkwiderstand von im wesentlichen Null und einem Blindwiderstand ungleich Null gekennzeichnet ist, wobei der Blindwiderstand so ausgewählt ist, daß er Intermodulationsverzerrungsprodukte dritter Ordnung an dem Ausgang des Ausgangstransistors (34) reduziert; und ein induktives Reihenrückkopplungsnetzwerk (42), das zwischen dem Emitter (44) des Eingangstransistors und einem Referenzpunkt (46) eingekoppelt ist.
  2. Die Einrichtung (10) nach Anspruch 1, wobei das kapazitive Nebenschlußrückkopplungsnetzwerk (40) einen Rückkopplungskondensator aufweist.
  3. Die Einrichtung (10) nach Anspruch 1, wobei das kapazitive Nebenschlußrückkopplungsnetzwerk (40) im wesentlichen aus einem kapazitiven Blindwiderstand besteht.
  4. Die Einrichtung (10) nach Anspruch 1, wobei das induktive Reihenrückkopplungsnetzwerk (42) und das kapazitive Nebenschlußrückkopplungsnetzwerk (40) jeweils Blindwiderstände aufweisen, die so ausgewählt sind, daß eine gewünschte Impedanz am Eingang der Einrichtung erreicht wird.
  5. Die Einrichtung (10) nach Anspruch 1, wobei der Blindwiderstand der Kombination des induktiven Reihenrückkopplungsnetzwerks (42) und des kapazitiven Nebenschlußrückkopplungsnetzwerks (40) so ausgewählt ist, daß eine Impedanz am Eingang (36) der Einrichtung (10) erreicht wird, die über einen Frequenzbereich von wenigstens einer Oktave im wesentlich unabhängig von der Frequenz ist.
  6. Die Einrichtung (10) nach Anspruch 1, wobei sie so ausgebildet ist, daß sie ein Signal (20) mit einer Frequenz von wenigstens etwa 500 MHz im wesentlichen linear verstärkt.
  7. Die Einrichtung (10) nach Anspruch 1, ferner aufweisend einen Empfängereingang (8), der mit dem Einrichtungseingang (36) gekoppelt ist und so konfiguriert ist, daß er ein drahtloses Signal (20) empfängt, und einen Empfängerausgang (12), der mit dem Einrichtungsausgang (38) gekoppelt ist und so ausgebildet ist, daß er ein Ausgangssignal (24) erzeugt, das für das am Empfängereingang (8) empfangene drahtlose Signal (20) repräsentativ ist.
  8. Ein Verfahren zum Verstärken eines Signals (20), umfassend: Empfangen eines Eingangshochfrequenzsignals (20) an der Basis (36) eines Eingangstransistors (32), der mit einem Ausgangstransistor (34) in einer Kaskodenkonfiguration gekoppelt ist, wobei der Eingangstransistor (32) einen Emitter (44) aufweist, der gegenkoppelnd mit einem Referenzpunkt (46) über eine induktive Reihenschaltung (42) gekoppelt ist; Verstärken des Eingangssignals (20) zum Bereitstellen eines Ausgangssignals (22) an dem Kollektor (38) des Ausgangstransistors (34); und Unterdrücken von Intermodulationsverzerrungsprodukten dritter Ordnung an dem Kollektor des Ausgangstransistors (34) durch Rückkoppeln des Ausgangssignals (22) zu der Basis des Eingangstransistors (32) über ein kapazitives Nebenschlußrückkopplungsnetzwerk (40), das durch eine Impedanz mit einem Wirkwiderstand von im wesentlichen Null und einem Blindwiderstand ungleich Null gekennzeichnet ist.
  9. Das Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Ausgangssignal (22) zu der Basis (36) des Eingangstransistors (32) zurückgekoppelt wird, indem der Kollektor (38) des Ausgangstransistors (34) mit der Basis (36) des Eingangstransistors (32) über ein Rückkopplungsnetzwerk (40) gekoppelt wird, das im wesentlichen aus einem kapazitiven Blindwiderstand besteht.
  10. Das Verfahren nach Anspruch 8, ferner umfassend das Auswählen der Blindwiderstände der induktiven Reihenrückkopplungsschaltung (42) und der kapazitiven Nebenschlußrückkopplungsschaltung (40) derart, daß sie mit einer Ausgangsimpedanz (12) übereinstimmen.
  11. Eine Einrichtung (80), die zum Verstärken eines Signals (20) konfiguriert ist, aufweisend: eine erste (82) und eine zweite (84) Verstärkungsstufe, wobei jede Verstärkungsstufe eine Einrichtung, wie sie in Anspruch 1 beansprucht ist, aufweist; wobei die Eingänge der Verstärkungsstufen (102) miteinander gekoppelt sind, um einen Eingang (102) der Einrichtung zu bilden, und wobei die Ausgänge (104) der Verstärkungsstufen über einen Richtungsisolator (106) miteinander gekoppelt sind.
  12. Die Einrichtung (80) nach Anspruch 11, wobei der Richtungsisolator (106) eine Diode umfaßt.
DE60002181T 1999-01-28 2000-01-27 Hochfrequenzverstärker mit reduzierter Intermodulationsverzerrung Expired - Lifetime DE60002181T2 (de)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/239,445 US6204728B1 (en) 1999-01-28 1999-01-28 Radio frequency amplifier with reduced intermodulation distortion
US239445 1999-01-28
PCT/US2000/002393 WO2000045505A1 (en) 1999-01-28 2000-01-27 Broadband amplification with high linearity and low power consumption

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE60002181D1 DE60002181D1 (de) 2003-05-22
DE60002181T2 true DE60002181T2 (de) 2004-04-08

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DE60002181T Expired - Lifetime DE60002181T2 (de) 1999-01-28 2000-01-27 Hochfrequenzverstärker mit reduzierter Intermodulationsverzerrung

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US (1) US6204728B1 (de)
EP (1) EP1155496B1 (de)
JP (1) JP2002536859A (de)
KR (1) KR20010104334A (de)
CN (1) CN1193498C (de)
AT (1) ATE237885T1 (de)
AU (1) AU3218800A (de)
CA (1) CA2356427A1 (de)
DE (1) DE60002181T2 (de)
IL (1) IL144586A0 (de)
WO (1) WO2000045505A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005007876B4 (de) * 2005-02-21 2013-07-04 Infineon Technologies Ag Verstärkerschaltung mit reduzierter Temperaturabhängingkeit der Verstärkung

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6704559B1 (en) 2000-09-18 2004-03-09 Maxim Integrated Products, Inc. Broadband RF mixer with improved intermodulation suppression
US6498533B1 (en) * 2000-09-28 2002-12-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Bootstrapped dual-gate class E amplifier circuit
US6441689B1 (en) * 2001-01-11 2002-08-27 Nokia Networks Oy Transistor amplifier providing improved linear and return loss performance characteristics
US6801089B2 (en) * 2001-05-04 2004-10-05 Sequoia Communications Continuous variable-gain low-noise amplifier
US7171170B2 (en) 2001-07-23 2007-01-30 Sequoia Communications Envelope limiting for polar modulators
US6985703B2 (en) 2001-10-04 2006-01-10 Sequoia Corporation Direct synthesis transmitter
US6744322B1 (en) * 2002-01-23 2004-06-01 Skyworks Solutions, Inc. High performance BiFET low noise amplifier
US7489916B1 (en) 2002-06-04 2009-02-10 Sequoia Communications Direct down-conversion mixer architecture
KR100459064B1 (ko) * 2002-07-05 2004-12-03 학교법인 한국정보통신학원 광대역증폭기의 대역폭 확장 회로
US7088982B1 (en) 2002-11-14 2006-08-08 Marvell International Ltd. Gilbert cell and method thereof
US6940350B2 (en) * 2002-12-24 2005-09-06 Electronics And Telecommunications Research Institute Amplifier and method for canceling nonlinearity in amplifier
CN1765048B (zh) * 2003-03-28 2010-05-05 Nxp股份有限公司 晶体管放大器电路
US7787642B2 (en) * 2003-07-17 2010-08-31 Massachusetts Institute Of Technology Low-power high-PSRR current-mode microphone pre-amplifier system and method
EP1501189B1 (de) * 2003-07-22 2009-08-12 Panasonic Corporation Hochfrequenzverstärker mit variabler Verstärkung, Regelvorrichtung, Hochfrequenzumsetzer mit variabler Verstärkung und Kommunikationsvorrichtung
US7298205B2 (en) * 2003-09-24 2007-11-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Amplifier and frequency converter
US6972629B2 (en) * 2003-10-14 2005-12-06 Broadcom Corporation Modulation dependent biasing for efficient and high-linearity power amplifiers
US7609118B1 (en) 2003-12-29 2009-10-27 Sequoia Communications Phase-locked loop calibration system
US7496338B1 (en) 2003-12-29 2009-02-24 Sequoia Communications Multi-segment gain control system
US7522017B1 (en) 2004-04-21 2009-04-21 Sequoia Communications High-Q integrated RF filters
EP1603230A1 (de) * 2004-06-04 2005-12-07 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Vielstufige Verstärkereinrichtungen und damit versehene Empfangseinrichtung und Übertragungseinrichtung
US7672648B1 (en) 2004-06-26 2010-03-02 Quintics Holdings System for linear amplitude modulation
US7786806B2 (en) * 2004-09-10 2010-08-31 Nxp B.V. Tunable cascode LNA with flat gain response over a wide frequency range
US7479815B1 (en) 2005-03-01 2009-01-20 Sequoia Communications PLL with dual edge sensitivity
US7548122B1 (en) 2005-03-01 2009-06-16 Sequoia Communications PLL with switched parameters
US7675379B1 (en) 2005-03-05 2010-03-09 Quintics Holdings Linear wideband phase modulation system
US7595626B1 (en) 2005-05-05 2009-09-29 Sequoia Communications System for matched and isolated references
US20070205200A1 (en) * 2006-03-02 2007-09-06 Brain Box Concepts Soap bar holder and method of supporting a soap bar
WO2007137094A2 (en) 2006-05-16 2007-11-29 Sequoia Communications A multi-mode vco for direct fm systems
US7634198B2 (en) * 2006-06-21 2009-12-15 Emcore Corporation In-line distortion cancellation circuits for linearization of electronic and optical signals with phase and frequency adjustment
US7522005B1 (en) 2006-07-28 2009-04-21 Sequoia Communications KFM frequency tracking system using an analog correlator
US7679468B1 (en) 2006-07-28 2010-03-16 Quintic Holdings KFM frequency tracking system using a digital correlator
US7894545B1 (en) 2006-08-14 2011-02-22 Quintic Holdings Time alignment of polar transmitter
US7920033B1 (en) 2006-09-28 2011-04-05 Groe John B Systems and methods for frequency modulation adjustment
EP1993201A1 (de) * 2007-05-18 2008-11-19 Interuniversitair Microelektronica Centrum Vzw Umschaltbare Mehrband-LNA-Konstruktion
US8498576B2 (en) * 2010-04-08 2013-07-30 Georgia Tech Research Corporation Inverse-mode bipolar transistor radio-frequency switches and methods of using same
EP2947769B1 (de) * 2012-02-01 2017-04-05 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Rauscharmer verstärker
US9413301B2 (en) 2012-02-01 2016-08-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Noise canceling low-noise amplifier
US9530771B2 (en) * 2013-11-15 2016-12-27 Skyworks Solution, Inc. Feedback and impedance circuits, devices and methods for broadband radio-frequency amplifiers
US9231537B1 (en) * 2014-02-11 2016-01-05 M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. High power and high linearity cascode amplifier
CN107483020A (zh) * 2017-08-04 2017-12-15 杭州长泽科技有限公司 一种功率放大器电学记忆效应的消除电路
JP2019097152A (ja) 2017-11-20 2019-06-20 株式会社村田製作所 電力増幅器及び化合物半導体装置
US10778159B2 (en) * 2017-11-20 2020-09-15 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplifier and compound semiconductor device
US11264958B2 (en) * 2018-09-28 2022-03-01 Skyworks Solutions, Inc. Parallel cascode amplifier for enhanced low-power mode efficiency
CN112398449B (zh) * 2019-08-13 2024-06-25 立积电子股份有限公司 射频放大器电路
TWI704767B (zh) * 2019-09-02 2020-09-11 立積電子股份有限公司 放大裝置
CN113346848A (zh) * 2021-06-18 2021-09-03 中国电子科技集团公司第二十四研究所 一种基于hbt工艺的高三阶交调点中功率射频放大电路

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB959642A (en) * 1962-12-20 1964-06-03 Standard Telephones Cables Ltd Improvements in or relating to transistor logic circuits
JPS5742208A (en) * 1980-08-28 1982-03-09 Sutatsukusu Kogyo Kk Amplifying circuit for direct coupling circuit
US4511857A (en) 1982-09-17 1985-04-16 Gunderson Steven J Output following intermediate cascode circuit
US4523057A (en) 1984-04-02 1985-06-11 Gte Business Communication Systems High gain cascode amplifier with negative feedback
US4706038A (en) * 1986-09-29 1987-11-10 Motorola, Inc. Wideband linear Darlington cascode amplifier
US5334946A (en) 1990-04-25 1994-08-02 British Technology Group Limited Apparatus and method for reducing distortion in amplification
GB9009295D0 (en) 1990-04-25 1990-06-20 Kenington Peter B Apparatus and method for reducing distortion in amplification
US5015968A (en) 1990-07-27 1991-05-14 Pacific Monolithics Feedback cascode amplifier
JPH0548354A (ja) 1991-08-19 1993-02-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 利得制御回路および半導体装置
US5157351A (en) 1991-08-28 1992-10-20 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Insulated gate enhancement mode field effect transistor with slew-rate control on drain output
US5276406A (en) 1992-02-13 1994-01-04 Trontech, Inc. Low noise wide dynamic range amplifiers
US5481389A (en) 1992-10-09 1996-01-02 Scientific-Atlanta, Inc. Postdistortion circuit for reducing distortion in an optical communications system
US5491450A (en) 1993-06-01 1996-02-13 Martin Marietta Corporation Low power consumption process-insensitive feedback amplifier
US5426641A (en) 1994-01-28 1995-06-20 Bell Communications Research, Inc. Adaptive class AB amplifier for TDMA wireless communications systems
US5451906A (en) 1994-05-03 1995-09-19 Motorola, Inc. Circuit for compensating an amplifier
US5661437A (en) 1994-08-15 1997-08-26 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Negative feedback variable gain amplifier circuit
US5722063A (en) 1994-12-16 1998-02-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for increasing receiver immunity to interference
US5646573A (en) 1995-02-28 1997-07-08 Anadigics, Inc. Automatic gain-control transimpedence amplifier
GB2321150B (en) * 1997-01-11 2000-12-06 Plessey Semiconductors Ltd Low noise amplifier
FR2762727B1 (fr) 1997-04-24 1999-07-16 Sgs Thomson Microelectronics Circuit integre avec etage de sortie haute tension

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005007876B4 (de) * 2005-02-21 2013-07-04 Infineon Technologies Ag Verstärkerschaltung mit reduzierter Temperaturabhängingkeit der Verstärkung

Also Published As

Publication number Publication date
ATE237885T1 (de) 2003-05-15
US6204728B1 (en) 2001-03-20
WO2000045505A1 (en) 2000-08-03
JP2002536859A (ja) 2002-10-29
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KR20010104334A (ko) 2001-11-24
EP1155496B1 (de) 2003-04-16
EP1155496A1 (de) 2001-11-21
DE60002181D1 (de) 2003-05-22
IL144586A0 (en) 2002-05-23
CN1193498C (zh) 2005-03-16
CN1338144A (zh) 2002-02-27
CA2356427A1 (en) 2000-08-03

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