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Die vorliegende Erfindung betrifft einen Hochsetzsteller (Boost Converter).
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Hochsetzsteller dienen in hinlänglich bekannter Weise dazu, eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung zu wandeln, die größer als die Eingangsspannung ist. 1 zeigt die Grundstruktur eines solchen Hochsetzstellers. Der Hochsetzsteller weist Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung Vout für eine an die Ausgangsklemmen anschließbare Last (gestrichelt dargestellt) auf. Zwischen die Eingangsklemmen ist eine Reihenschaltung mit einem induktiven Speicherelement L und einem durch eine Ansteuerschaltung 10 angesteuerten Schaltelement T geschaltet. Parallel zur der Laststrecke des Schalters liegt eine Reihenschaltung mit einem Gleichrichterelement D, beispielsweise eine Diode, und einem Ausgangskondensator C, über dem die Ausgangsspannung Vout abgreifbar ist.
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Die Ansteuerung des Schaltelements T erfolgt durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal S1, dessen Tastverhältnis (Duty Cycle) von einem rückgekoppelten Regelsignal V2 abhängig ist. Das Tastverhältnis bezeichnet dabei das Verhältnis zwischen einer Einschaltdauer des Schaltelements und der Dauer einer Ansteuerperiode des Schaltelements, die der Summe aus Einschaltdauer und Ausschaltdauer entspricht.
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Dieses Regelsignal V2 wird mittels eines Regelverstärkers bzw. Fehlerverstärkers abhängig von der Ausgangsspannung Vout erzeugt, wobei der Wert des Regelsignals V2 beispielsweise ansteigt, wenn ein Absinken der Ausgangsspannung Vout auf eine erhöhte Leistungsaufnahme der Last Z hinweist. Bei einem solchen Ansteigen des Signals V2 wird die Leistungsaufnahme erhöht, um einem weiteren Absinken der Ausgangsspannung Vout entgegen zu wirken. Die Leistungsaufnahme kann dabei über eine Erhöhung des Tastverhältnisses erreicht werden.
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Zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals S1 wird Bezug nehmend auf 2 in der Ansteuerschaltung beispielsweise ein periodisches rampenförmiges Signal bzw. Sagezahnsignal V3 erzeugt, das mit dem Regelsignal V2 verglichen wird. Ein Einschaltpegel, in 2 ein High-Pegel, des Ansteuersignals S1 wird beispielsweise jeweils zu Beginn einer Periode des Rampensignals V3 erzeugt, um den Schalter T einzuschalten. Ein Ausschalten des Schalters T erfolgt jeweils dann, wenn das Rampensignal das Regelsignal V2 erreicht. Steigt das Regelsignal V2 bei steigender Leistungsaufnahme der Last an, so verlängert sich die Einschaltdauer Ton. Die Einschaltdauer entspricht der Zeitdauer vom Einschalten bis zu dem Zeitpunkt, zu dem das Rampensignal V3 das Regelsignal V2 erreicht. Die Periodendauer des Rampensignals V3 ist in 2 mit Tp, die Ausschaltdauer des Schalters mit Toff bezeichnet. Für den Duty-Cycle D gilt: D = Ton/(Ton + Toff) = Ton/Tp (1)
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Neben dem Duty-Cycle hat der Wert der Eingangsspannung Vin einen maßgeblichen Einfluss auf den Wert der Ausgangsspannung. Diese Eingangsspannung kann abhängig vom Anwendungsfall erheblichen Schwankungen unterliegen kann. Um eine vorgegebene Leistungsaufnahme zu erreichen, muss die Einschaltdauer Ton mit sinkender Eingangsspannung Vin zunehmen. Hieraus folgt, dass die Eingangsspannung Vin das (dynamische) Regelverhalten der oben erläuterten Anordnung erheblich beeinflusst, da mit kleiner werdender Eingangsspannung größere Änderungen der Einschaltdauer erforderlich sind, um eine bestimmte Änderung der Leistungsaufnahme zu erreichen, das Regelverhalten verschlechtert sich somit bei kleiner werdender Eingangsspannung.
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Zur Losung dieses Problems ist es bei sogenannten Current-Mode-Hochsetzstellern bekannt, als Rampensignal ein Strommesssignal zu verwenden, das während der Einschaltdauer proportional ist zu einem Strom durch den Schalter. Ein derartiger Current-Mode-Hochsetzsteller ist beispielsweise in der
DE 100 43 482 A1 beschrieben.
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Aus der
DE 197 25 842 A1 ist darüber hinaus ein in einer PFC-Schaltung (PFC = Power Factor Correction) eingesetzter Current-Mode-Hochsetzsteller bekannt, bei dem das von der Ausgangsspannung abhängige Regelsignal mit einem von der Ein gangsspannung abhängigen Signal multipliziert wird, was anhand der besonderen Regelverhältnisse bei PFC-Schaltungen, denen als Eingangsspannung eine Wechselspannung zugeführt wird, erforderlich ist.
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Die
US 4,536,700 A beschreibt einen Hochsetzsteller mit einem die Energieaufnahme eines induktiven Speicherelements regelnden Schalter, der durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal angesteuert ist. Das pulsweitenmodulierte Ansteuersignal steht am Ausgang eines Komparators zur Verfügung, dem an einem Eingang ein Rampensignal und an einem anderen Eingang ein von der Ausgangsspannung abhängiges Regelsignal zugeführt ist. Dieses Regelsignal ist bei dem bekannten Hochsetzsteller zusätzlich abhängig von einer Eingangsspannung.
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Die
US 4,546,421 A schreibt einen Hochsetzsteller mit einem die Leistungsaufnahme eines induktiven Speicherelements regelnden Schalter, der durch ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal angesteuert ist. Das pulsweitenmodulierte Ansteuersignal steht am Ausgang eines Komparators zur Verfügung, dessen einem Eingang ein Rampensignal und dessen anderem Eingang ein von der Ausgangsspannung abhängiges Regelsignal zugeführt ist. Eine Steilheit des Rampensignals ist bei diesem Hochsetzsteller abhängig von der Eingangsspannung.
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Die
US 4,630,187 A beschreibt einen Hochsetzsteller mit einem Rückkopplungszweig für die Bereitstellung eines von einer Ausgangsspannung abhängigen Signals. Dieser Rückkopplungszweig weist drei Teilzweige auf, denen jeweils ein von einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung und einem Referenzsignal abhängiges Fehlersignal zugeführt ist. Ein erster Teilzweig besitzt hierbei ein proportionales Übertragungsverhalten, ein zweiter Teilzweig besitzt ein differentielles Übertragungsverhalten, während ein dritter Teilzweig in integrierendes Übertragungsverhalten besitzt. Ausgangssignale dieser Teilzweige werden zur Bildung des Rückkopplungssignals addiert.
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Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen Hochsetzsteller mit einem verbesserten Regelverhalten bei einer sich ändernden Eingangsspannung zur Verfügung zu stellen und einen Hochsetzsteller mit einem verbesserten Regelverhalten bei einer sich sprunghaft ändernden Ausgangsspannung zur Verfügung zu stellen. Dieses Ziel durch den Hochsetzsteller mit den Merkmalen des Ansprüchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Der erfindungsgemäße Hochsetzsteller weist Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangs-Gleichspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangs-Gleichspannung, ein induktives Speicherelement, ein Schaltelement und eine Gleichrichteranordnung, die in einer Hochsetzstellerkonfiguration verschaltet sind, auf. Der Hochsetzsteller umfasst außerdem einen ersten Rückkopplungszweig mit einer Regleranordnung zur Bereitstellung eines von der Ausgangsspannung abhängigen Regelsignals und eine Ansteuerschaltung zur Bereitstellung eines pulsweitenmodulierten Ansteuersignals für das Schaltelement, der das Regelsignals zugeführt ist.
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Zur Verbesserung des Regelverhaltens bei einer sich ändernden Eingangsspannung ist dabei vorgesehen, dass der Ansteuerschaltung ein von der Eingangsspannung abhängiges Eingangssignal zugeführt ist und dass die Ansteuerschaltung dazu ausgebildet ist, das Ansteuersignal abhängig von diesem Eingangssignal zu erzeugen. Durch diesen unmittelbare Einfluss der Eingangsspannung auf die Erzeugung des pulsweitenmodulierten Regelsignals kann die Abhängigkeit des dynamischen Regelverhaltens von der Eingangsspannung eliminiert werden, wie nachfolgend noch erläutert werden wird.
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Die Ansteuerschaltung kann eine Rampensignalerzeugungsschaltung aufweisen, der das Eingangssignal zugeführt ist und die ein periodisches Rampensignal mit einer von dem Eingangssignal abhängigen Steigung erzeugt. Eine Vergleicheranordnung erzeugt dabei das Ansteuersignal abhängig von einem Vergleich des Rampensignals mit dem Regelsignal. Der Einfluss des Eingangssignals auf die Steigung wird abhängig von der Art der Erzeugung des Ansteuersignals gewählt. Bei einer Ausführungsform, bei der das Ansteuersignal so erzeugt, dass es jeweils mit Beginn einer Periode des rampenförmigen Signals einen Einschaltpegel annimmt und einen Ausschaltpegel jeweils dann annimmt, wenn das Rampensignal das Regelsignal erreicht, nimmt die Steigung des rampenförmigen Signals mit steigender Eingangsspannung zu. Hierdurch wird bei ansteigender Eingangsspannung bei unverändertem Regelsignal automatisch eine Verringerung der Einschaltdauer erreicht, um die Leistungsaufnahme konstant zu halten. Ohne diese unmittelbare Einkopplung der Eingangsspannung in die Ansteuerschaltung, die auch als Vorwärtskopplung (engl.: feedforward) bezeichnet werden kann, würde die Ausgangsspannung bei steigender Eingangsspannung und zunächst unverändertem Tastverhältnis zunächst ansteigen, bis die Einschaltdauer über das Regelsignal zurückgeregelt würde.
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Zur Verbesserung des Regelverhaltens bei einer sich sprunghaft ändernden Ausgangsspannung ist vorzugsweise ein zweiter Rückkopplungszweig vorgesehen, der einen Lastsprungdetektor aufweist, der dazu ausgebildet ist, eine sprunghafte Änderung der Ausgangsspannung zu detektieren und ein von einer solchen Detektion abhängiges Lastsprungsignal zur Verfügung zu stellen, das der Ansteuerschaltung zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Ansteuersignals zugeführt ist.
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Ein solcher zweiter Rückkopplungszweig kann in Verbindung mit der zuvor erläuterten unmittelbaren Einkopplung der Eingangsspannung bzw. des Eingangssignals in die Ansteuerschaltung als auch unabhängig davon vorgesehen werden.
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Über das Lastsprungsignal kann unter Umgehung des ersten Rückkopplungsweiges bei einer sprunghaften Änderung der Ausgangsspannung eine rasche Änderung der Einschaltdauer erreicht werden, um derartige Lastsprünge rasch auszuregeln.
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Das Lastsprungsignal ist vorzugsweise der Rampensignalerzeugungsschaltung zugeführt, um beispielsweise bei einem sprunghaften Anstieg der Ausgangsspannung die Steigung des Rampensignals zu erhöhen und bei einem sprunghaften Absinken der Ausgangsspannung die Steigung des Rampensignals zu verringern. Das Lastsprungsignal ist vorzugsweise so ausgebildet, dass es die Erzeugung des Ansteuersignals jeweils nur für eine vorgegebene Zeitdauer nach Detektion eines Lastsprungs beeinflusst.
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Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
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1 zeigt einen Hochsetzsteller nach dem Stand der Technik.
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2 zeigt zeitliche Verläufe eines Rampensignals, eines Regelsignals und eines daraus abgeleiteten Ansteuersignals für einen Schalter eines Hochsetzstellers nach dem Stand der Technik.
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3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Hochsetzstellers mit einer Ansteuerschaltung, der ein von einer Eingangsspannung abhängiges Eingangssignal zugeführt ist.
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4 zeigt beispielhaft zeitliche Verläufe eines bei dem erfindungsgemäßen Hochsetzsteller gemäß 3 erzeugten Rampensignals, eines Regelsignals sowie eines daraus abgeleiteten Ansteuersignals für einen Schalter an dem Hochsetzsteller.
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5 veranschaulicht ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel für eine Rampensignalerzeugungsschaltung und eine Vergleicheranordnung bei einem erfindungsgemäßen Hochsetzsteller.
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6 zeigt beispielhaft zeitliche Verläufe ausgewählter Signale der Rampensignalerzeugungsschaltung und der Vergleicheranordnung gemäß 5.
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7 zeigt eine Abwandlung der in 5 dargestellten Rampensignalerzeugungsschaltung sowie eine Abwandlung der in 5 dargestellten Vergleicheranordnung.
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8 zeigt zeitliche Verläufe ausgewählter Signale der in 7 dargestellten Rampensignalerzeugungsschaltung und der Vergleicheranordnung.
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9 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Hochsetzstellers mit einem ersten eine Regelanordnung aufweisenden Rückkopplungszweig sowie einem zweiten, einen Lastsprungdetektor aufweisenden Rückkopplungszweig, der an eine Ansteuerschaltung zur Erzeugung eines Ansteuersignals gekoppelt ist.
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In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
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Der in 3 dargestellte erfindungsgemäße Hochsetzsteller weist Eingangsklemmen K1, K2 zum Anlegen einer Eingangsspannung Vin, Ausgangsklemmen K3, K4 zum Bereitstellen einer regelten Ausgangsspannung Vout, sowie ein induktives Speicherelement L, ein Schaltelement T und eine Gleichrichteranordnung D, C auf. Die Gleichrichteranordnung weist in dem Beispiel eine Diode D sowie ein kapazitive Speicherelement C, insbesondere einen Kondensator, auf. Das induktive Speicherelement L, das Schaltelement T, sowie die Gleichrichteranordnung D, C sind in einer Hochsetzsteller-Konfiguration verschaltet. Hierzu sind das induktive Speicherelement L, das beispielsweise als Speicherdrossel realisiert ist, und das Schaltelement T in Reihe zwischen die Eingangsklemmen K1, K2 geschaltet. Eine Reihenschaltung mit der Diode D und dem Kondensator C liegt parallel zu dem Schaltelement T, das in dem Beispiel als MOSFET ausgebildet ist. Die Ausgangsspannung Vout ist über dem Kondensator C abgreifbar.
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Zur Ansteuerung des Schaltelements T mittels einen pulsweitenmodulierten Ansteuersignals S1 ist eine Ansteuerschaltung 1 vorhanden, der ein von einer Ausgangsspannung Vout abhängiges Regelsignal V2 zugeführt ist. Dieses Regelsignal steht am Ausgang eines Rückkopplungszweiges zur Verfügung, der eine Regleranordnung mit einem Regelverstärker 20 aufweist. Diesem Regelverstärker 20 ist ein von der Ausgangsspannung Vout abhängiges Ausgangssignal zugeführt, das durch einen zwischen die Ausgangsklemmen K3, K4 geschalteten Spannungsteiler R1, R2 erzeugt ist. Der Regelverstärker 20 vergleicht das Ausgangssignal Sout mit einem Referenzsignal Sref, das unter Berücksichtigung des Teilerverhältnisses des Spannungsteiler den Sollwert der Ausgangsspannung Vout definiert. Der Regelverstärker 20 erzeugt abhängig von der Differenz zwischen dem Ausgangssignal Sout und dem Referenzsignal Sref das Regelsignal V2. Dieser Regelverstärker 20 kann in hinlänglich bekannter Weise ein proportionales Regelverhalten (P-Regler), ein integrales Regelverhalten (I-Regler) oder ein Proportional-Integral-Regelverhalten (PI-Regler) besitzen.
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Die Ansteuersignalerzeugungsschaltung 1 weist in dem Beispiel eine Rampensignalerzeugungsschaltung 30, einen Taktgenerator 40 sowie eine Vergleicheranordnung 10 auf. Die Rampensignalerzeugungsschaltung 30 ist dazu ausgebildet, im Takt eines von dem Taktgenerator 40 erzeugten Taktsignal CLK ein rampenförmiges Signal V3 zu erzeugen, das periodisch ausgehend von einem Anfangswert ansteigt und vor Beginn einer nächsten Periode wieder auf den Anfangswert zurückgesetzt wird. Die Steigung der zeitlich aufeinanderfolgenden einzelnen rampenförmigen Abschnitte dieses Rampensignals V3 ist dabei von der Eingangsspannung Vin abhängig. Hierzu ist der Rampensignalerzeugungsschaltung 30 ein Eingangssignal Sin zugeführt, das mittels eines zwischen die Eingangsklemmen K1, K2 geschalteten Spannungsteilers R3, R4 aus der Eingangsspannung Vin erzeugt ist.
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Die Steigung der einzelnen rampenförmigen Abschnitte des Rampensignals V3 ist vorzugsweise proportional zu dem Eingangssignal Sin und damit proportional zu der Eingangsspannung Vin.
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Die Funktionsweise der Ansteuerschaltung gemäß 1 wird nachfolgend anhand von 4 erläutert, in deren oberen Teil beispielhafte zeitliche Verläufe des Rampensignals V3 sowie des Regelsignals V2 und im unteren Teil der daraus resultierende zeitliche Verlauf des Ansteuersignals S1 dargestellt ist.
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Der Vergleicheranordnung 10 ist bei der Ansteuerschaltung 1 gemäß 3 sowohl das Taktsignal CLK als auch das Rampensignal V3 zugeführt. Die Vergleicheranordnung 10 ist dazu ausgebildet, einen Einschaltpegel, in dem Beispiel einen High-Pegel, des Ansteuersignals S1 jeweils mit Beginn einer Periode des Rampensignals V3 zu erzeugen. Diese Synchronisation zwischen dem Beginn einer Periode des rampenförmigen Signals V3 und dem Erzeugen eines Einschaltpegels des Ansteuersignals S1 erfolgt über das Taktsignal, das sowohl der Rampensignalerzeugungsschaltung 30 als auch der Vergleicheranordnung 10 zugeführt ist.
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Ein Ausschaltpegel des Ansteuersignals S1, in dem Beispiel ein Low-Pegel, wird jeweils dann wieder erzeugt, wenn das Rampensignal V3 bis auf den Wert des Regelsignals V2 angestiegen ist. Die Zeitdauer zwischen dem Erzeugen des Einschaltpegels und dem nachfolgenden Erzeugen des Ausschaltpegels bezeichnet die Einschaltdauer Ton, die Zeitdauer zwischen dem Erzeugen des Ausschaltpegels und dem erneuten Erzeugen eines Einschaltpegels bezeichnet die Ausschaltdauer Toff, die Summe aus Einschaltdauer Ton und Ausschaltdauer Toff bezeichnet die Periodendauer Tp des rampenförmigen Signals V3. Wie anhand der zeitlichen Verläufe in 4 unmittelbar ersichtlichen ist, nimmt die Einschaltdauer Ton bei unveränderter Steigung des rampenförmigen Signals V3 mit zunehmenden Wert des Regelsignals V2 zu. Das Regelsignal V2 wird in diesem Fall durch die Regelanordnung 20 so erzeugt, dass es mit steigendem Leistungsbedarf einer an die Ausgangsklemmen K3, K4 angeschlossenen, in 3 gestrichelt eingezeichneten Last Z zunimmt. Hierdurch wird bei steigendem Leistungsbedarf der Last Z eine Erhöhung der Einschaltdauer und damit eine Erhöhung der Leistungsaufnahme des Hochsetzstellers erreicht.
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Die Auswirkungen, die eine Einstellung der Steilheit des rampenförmigen Signals V3 abhängig von der Eingangsspannung Vin hat, sind in 4 für eine Periode des rampenförmigen Signals V3 veranschaulicht. Steigt die Eingangsspannung Vin an, so nimmt die Steilheit des rampenförmigen Signals V3 zu, wie für den strichpunktiert dargestellten rampenförmigen Anstieg gezeigt ist. Dieser steilere Anstieg führt bei gleichbleibendem Regelsignal V2 unmittelbar zu einer kürzeren Einschaltdauer Ton', um der Tatsache Rechnung zu tragen, dass bei einer erhöhten Eingangsspannung Vin bereits eine kürze Einschaltdauer ausreichend ist, um eine gegebene Leistungsaufnahme zu erreichen. Sinkt die Eingangsspannung Vin dagegen ab, so reduziert sich die Steilheit des rampenförmigen Anstiegs, was in 4 durch den weiteren strickpunktierten rampenförmigen Verlauf veranschaulicht ist. Dieser flachere rampenförmige Verlauf führt zu einer verlängerten Einschaltdauer Ton'', um der Tatsache Rechnung zu tragen, dass bei einer verringerten Eingangsspannung Vin eine größere Einschaltdauer erforderlich ist, um eine gegebene Leistungsaufnahme zu erreichen.
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Ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel für die Rampensignalerzeugungsschaltung 30 und die Vergleicheranordnung 10 ist in 5 dargestellt.
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Die Rampensignalserzeugungsschaltung 30 weist in dem Beispiel eine spannungsgesteuerte Stromquelle 37 auf, der das Eingangssignal Sin als Steuersignal zugeführt ist. Das Eingangssignal ist dabei eine über das Teilerverhältnis des Spannungsteilers R3, R4 zu der Eingangsspannung Vin proportionale Spannung. Die spannungsgesteuerte Stromquelle 37 stellt einen von diesem Eingangssignal Sin abhängigen Strom I3 zur Verfügung. An die spannungsgesteuerte Stromquelle 37 ist ein kapazitives Speicherelement C3 angeschlossen, zu dem eine Schalteranordnung mit einem MOS-Transistor 35 und einer Diode 36 parallel geschaltet ist. Die Schalteranordnung 35 ist nach Maßgabe des Taktsignals CLK so angesteuert, dass das kapazitive Speicherelement C3 jeweils für eine vorgegebene Zeitdauer während einer Periodendauer des Taktsignals CLK entladen wird und dass während der übrigen Zeitdauer das kapazitive Speicherelement V3 über den Strom der spannungsgesteuerten Stromquelle 37 aufgeladen wird. Das Taktsignal CLK ist beispielsweise ein pulsweitenmoduliertes Signal mit einem Tastverhältnis von 10%, so dass während einer Zeitdauer, die 10% der Periodendauer entspricht, der Kondensator C3 nach Maßgabe des Taktsignals entladen wird und während der übrigen Zeitdauer über den Strom I3 der spannungsgesteuerten Stromquelle 37 aufgeladen wird. Dieses Tastverhältnis des Taktsignals CLK ist so gewählt, dass die Einschaltdauer des Transistors 35 jeweils ausreichend ist, um den Kondensator C3 vollständig auf einen Ausgangswert, beispielsweise Bezugspotential GND zu entladen. Während der Ladedauer des Kondensators C3 steigt die Spannung V3 über dem Kondensator, die das Rampensignal bildet, proportional zu dem Strom I3, und damit proportional zu der Eingangsspannung Vin an.
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Die spannungsgesteuerte Stromquelle 37 weist in dem Beispiel einen Differenzverstärker 31 sowie zwei durch den Differenzverstärker 31 angesteuerte MOS-Transistoren, in dem Beispiel p-leitende MOS-Transistoren 32, 33, auf. Einer der Transistoren 32 dient dabei als Regeltransistor und ist in Reihe zu einem Widerstand 34 zwischen ein Versorgungspotential Vcc und Bezugspotential GND geschaltet. Dem Differenzverstärker 31 ist an seinem Plus-Eingang das Eingangssignal Sin und an seinen Minus-Eingang eine Spannung V34 über dem Widerstand 34 zugeführt. Der Differenzverstärker 31 steuert den MOS-Transistor 32 so an, dass die Spannung über dem Widerstand 34 dem Eingangssignal Sin entspricht. Ein diesen Widerstand 34 durchfließender Strom ist dann proportional zu dem Eingangssignal Sin und der Eingangsspannung Vin. Der den weiteren MOS-Transistor 33 durchfließende Ausgangsstrom I3 der Stromquelle 37 ist ebenfalls proportional zu dem Eingangssignal Sin, wobei sich die Ströme durch die beiden Transistoren 32, 33 unterscheiden können, wenn unterschiedliche Flächenverhältnisse für die Transistoren 32, 33 gewählt sind. Im Sinne einer Minimierung der Verlustleistung ist der Transistor 32 dabei vorzugsweise kleiner als der Transistor 33 gewählt.
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Die Vergleicheranordnung 10 weist einen Komparator 11 auf, dessen Minus-Eingang das Regelsignal V2 und dessen Plus-Eingang das Rampensignal V3 zugeführt ist. Ein Ausgangssignal S11 dieses Komparators 11 steuert den Rücksetz-Eingang R eines RS-Flip Flops 12 an, dessen Setz-Eingang das Taktsignal CLK zugeführt ist. Dieses Flip Flop 12 ist dabei so ausgebildet, dass es jeweils nach einer fallenden Flanke des Taktsignals CLK, also jeweils dann, wenn eine Entladen des Kondensators C3 über den Transistor 35 beendet ist, einen High-Pegel des Ansteuersignals S1 erzeugt. Rückgesetzt wird das Flip Flop 12 jeweils bei einer steigenden Flanke des Komparatorsignals S11, also dann, wenn das Rampensignal V3 das Regelsignal V2 übersteigt.
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Die zeitlichen Verläufe des Taktsignals CLK, des Rampensignals V3 sowie des daraus resultierenden Ansteuersignals S1 für die Anordnung gemäß 5 sind in 6 dargestellt.
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7 zeigt eine Abwandlung der Rampensignalerzeugungsschaltung 30 sowie der Vergleicheranordnung 10 gemäß 5. Ein Entladen des Kondensators C3 der Rampensignalerzeugungsschaltung erfolgt hierbei abhängig von dem Ansteuersignal S1 jeweils während der Ausschaltdauer Toff des Ansteuersignals S1. Hierzu ist dem Transistor 35 mittels eines Inverters 38 ein Signal zugeführt, das dem invertierten Ansteuersignal S1 entspricht, und das den Transistor 35 während eines Low-Pegels des Ansteuersignals S1 leitend ansteuert.
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Die zeitlichen Verläufe des Rampensignals V3, des Taktsignals CLK sowie des Ansteuersignals S1 für die Schaltungsanordnung gemäß 7 sind in 8 dargestellt. Im Gegensatz zu den zuvor erläuterten Ausführungsbeispielen ist der Anstieg des rampenförmigen Signals bei diesem Ausführungsbeispiel jeweils mit Ende der Einschaltdauer Ton beendet, da in der oben erläuterten Weise der Kondensator C3 mit Ende der Einschaltdauer Ton jeweils entladen wird.
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Der Vollständigkeit halber sei darauf hingewiesen, dass dem Flip Flop 12 üblicherweise ein Treiberschaltung 13 nachgeschaltet wird, die den Pegel des am Ausgang des Flip Flops anliegenden Ansteuersignals S1 auf einen zur Ansteuerung des jeweils verwendeten Schalters, beispielsweise eines Leistungs-MOSFET, geeigneten Pegel umsetzt.
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9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Hochsetzstellers. In Abwandlung zu dem Hochsetzsteller gemäß 1 ist der Rampensignalerzeugungsschaltung 30 dabei ein Steuersignal S50 zugeführt, das durch eine Steuersignalerzeugungsschaltung 50 aus dem zu der Eingangsspannung Vin proportionalen Eingangssignal Sin und dem zu der Ausgangsspannung Vout proportionalen Ausgangssignal Sout gebildet ist. Der Aufbau und die Funktionsweise der Rampensignalerzeugungsschaltung 30 und der Vergleicheranordnung 10 entsprechen Aufbau und die Funktionsweise der zuvor erläuterten Rampensignalerzeugungsschaltung 30 und der zuvor erläuterten Vergleicheranordnung 10.
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Die Steuersignalerzeugungsschaltung 50 ist in dem Beispiel als digitale Schaltung realisiert, die einen ersten Analog-Digital-Wandler 51 zur Wandlung des Ausgangssignals Sout in ein digitales Ausgangssignal und einen zweiten Analog-Digital-Wandler 52 zur Wandlung des Eingangssignals Sin in ein digitales Eingangssignal aufweist. In 9 sind die digitalen Eingangs- und Ausgangssignale Sin, Sout mit entsprechenden Bezugszeichen wie die zugeführten analogen Eingangs- und Ausgangssignale Sin, Sout bezeichnet.
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Das digitale Ausgangssignal Sout ist einem Integrierer 53 zugeführt, der einen Mittelwert Sout_avg des Ausgangssignals Sout bildet, wobei der Mittelwert vorzugsweise als gleitender Mittelwert jeweils für eine vorgegebene Zeitdauer erzeugt wird. Dieser Mittelwert ist zusammen mit dem digitalen Eingangswert Sin einer ersten Berechnungseinheit 54 zugeführt, die ein Maß für einen Unterschied zwischen dem Eingangssignal Sin und dem Ausgangssignal Sout ermittelt. Hierzu ermittelt die erste Berechnungseinheit beispielsweise einen ersten Verhältniswert D'avg, für den gilt: D'avg = Sin/Sout_avg (2).
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Eine zweite Berechnungseinheit 55 ermittelt aus dem Momentanwert des Ausgangssignals Sout und dem Eingangssignal Sin ein Maß für den Unterschied zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal ermittelt. Hierzu ermittelt die zweite Berechnungseinheit beispielsweise einen zweiten Verhältniswert D'out, für den gilt: D'out = Sin/Sout (3).
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Die beiden Verhältniswerte D'avg und D'out sind gleich, wenn der Momentanwert des Ausgangssignals Sout, und damit der Momentanwert der Ausgangsspannung Vout, dem Mittelwert entspricht. Dies ist dann der Fall, wenn sich die Ausgangsspannung Vout betrachtet über die Zeitdauer, über welche der Mittelwert gebildet wird, nicht geändert hat. Diese beiden Verhältniswerte D'avg und D'out sind einem Subtrahierer 57 zugeführt, der die Differenz dieser beiden Werte bildet und der einen Differenzwert D'err bereitstellt, für den gilt: D'err = D'avg – D'out (4).
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Dieser Differenzwert D'err ist Null, wenn sich die Ausgangsspannung Vout betrachtet über den Mittelungszeitraum nicht geändert hat. Der Differenzwert D'err ist über ein Filter 58 zusammen mit dem ersten Verhältniswert D'avg einem Addierer 56 zugeführt, dessen Ausgangssignal einem Digital-Analog-Wandler 59 zugeführt ist, an dessen Ausgang das Steuersignal S50 zur Verfügung steht.
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Die Funktionsweise der Steuersignalerzeugungsschaltung 50 wird nachfolgend erläutert:
Ist die Ausgangsspannung Vout für einen langen Zeitraum, insbesondere für einen Zeitraum länger als die Mittelungsdauer des Integrierers 53, konstant, so steht am Ausgang des Addierers 56 der Quotient aus Eingangssignal Sin und Mittelwert Sout_avg des Ausgangssignals Sout zur Verfügung. Dieser Quotient ist proportional zu der Eingangsspannung Vin und umgegekehrt proportional zu dem Sollwert der Ausgangsspannung Vout, wenn angenommen ist, dass der Mittelwert Sout_avg proportional zu dem Sollwert der Ausgangsspannung ist.
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Der Hochsetzsteller verhält sich in diesem Fall wie der anhand der vorherigen Figuren erläuterte Hochsetzsteller, bei dem ein Rampensignal mit einer zu der Eingangsspannung proportionalen Rampensteilheit erzeugt wird.
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Ändert sich nun die Ausgangsspannung Vout sprunghaft in Folge einer Laständerung, und nimmt einen von dem Mittelwert bzw. dem Sollwert abweichenden Wert an, so weichen die beiden Verhältniswerte D'avg und D'out voneinander ab und der Differenzwert D'err nimmt einen Wert ungleich Null an. Über den Addierer ändert sich dadurch das Steuersignal S50, um die Rampensteilheit des von der Rampensignalerzeugungsschaltung erzeugten Rampensignals anzupassen. Sinkt die Ausgangsspannung Vout dabei unter den bisherigen Mittelwert ab, so wird der erste Verhältniswert D'out größer als der zweite Verhältniswert D'avg. Der Differenzwert D'err wird dadurch negativ, so dass sich das Steuersignal S50 verkleinert. Bei einem Aufbau der Rampensignalerzeugungsschaltung gemäß 5 resultiert hieraus ein Rampensignal V3 mit flacheren Flanken, wodurch bei gleichem Regelsignal V2 eine Verlängerung der Einschaltdauer des Schalters T resultiert, um die Leistungsaufnahme zu erhöhen und diesem Absinken der Ausgangsspannung entgegenzuwirken. Die unmittelbare Rückkopplung des Ausgangssignals Sout auf die Signalerzeugungsschaltung 50 bewirkt somit bei einer sprunghaften Änderung der Ausgangsspannung Vout über das Rampensignal V3 eine sofortige Anpassung der Ein. schaltdauer Ton noch bevor das Regelsignal V2 auf die Änderung der Ausgangsspannung reagieren kann.
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Steigt die Ausgangsspannung Vout sprunghaft an, so wird der Differenzwert D'err positiv, wodurch die Rampensteilheit des Rampensignals V3 erhöht wird, um die Einschaltdauer zu verringern und dadurch die Leistungsaufnahme zu reduzieren. Hierdurch wird einem weiteren Ansteigen der Ausgangsspannung sofort entgegengewirkt.
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Das dem Subtrahierer nachgeschaltete Filter 58 ist aus Stabilitätsgründen vorhanden und ist beispielsweise als Hochpassfilter ausgebildet, das nur nach einer sprunghaften Änderung der Ausgangsspannung Vout, und damit des Differenzsignals D'err ein Signal ungleich Null an den Addierer 56 liefert.
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Der Subtrahierer 57 mit den daran angeschlossenen Berechnungseinheiten 54, 55 und dem Filter 58 erfüllt die Funktion einer Lastsprungdetektors, der nach einem Lastsprung, der zu einer sprunghaften Änderung der Ausgangsspannung führt, ein Signal ungleich Null zur Verfügung stellt, um die Rampensteilheit des durch die Rampensignalerzeugungsschaltung 30 erzeugten Rampensignals V3 sofort zu ändern, noch bevor eine Änderung des Regelsignals V2 erfolgen kann. Dieser Lastsprungdetektor ist Teil eines zweiten Rückkopplungszweiges, über welchen die Ausgangsspannung Vout zurückgekoppelt wird.