DE10143692A1

DE10143692A1 - Schaltleistungsversorgungseinheit

Info

Publication number: DE10143692A1
Application number: DE10143692A
Authority: DE
Inventors: Akio Nishida; Ryota Tani; Koji Nakahira
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2000-09-06
Filing date: 2001-09-06
Publication date: 2003-05-22
Anticipated expiration: 2021-09-07
Also published as: JP3465673B2; JP2002084748A; CN1343035A; GB2370887A; GB0120910D0; CN1200503C; US6529392B2; DE10143692B4; GB2370887B; US20020027787A1

Abstract

Eine Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ mit einem Transformator, der eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung und eine Rückkopplungwicklung aufweist, einem Hauptschaltelement, das ein Rückkopplungssignal von der Rückkopplungswicklung empfängt und den Strom der Primärwicklung ein- und ausschaltet, einer Gleichrichter- und Glättungsschaltung, die ein Gleichrichterelement und ein Glättungselement aufweist, die mit der Sekundärwicklung verbunden sind, und einer Steuerschaltung, die zwischen die Rückkopplungswicklung und den Steueranschluß des Hauptschaltelements geschaltet ist. Eine Verzögerungsschaltung, durch die das Einschalten des Hauptschaltelements für einen gewissen Zeitraum, nachdem der Strom des Gleichrichterelements Null geworden ist, verhindert wird, und eine Umschaltschaltung, durch die die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung um zwei oder mehr Stufen geändert wird, sind vorgesehen.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltleistungsversorgungseinheit vom Ruf- bzw. Klingeldrosselwandlertyp (ringing choke converter type).
Bisher war eine Schaltleistungsversorgungseinheit vom Rufdrosselwandlertyp (im folgenden als RCC - ringing choke converter bezeichnet) zur Verwendung als Schaltleistungsversorgungseinheit bekannt. Diese Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ soll eine stabilisierte Gleichsignalleistungsversorgung unter Verwendung einer im Handel erhältlichen Wechselstromleistungsversorgung liefern, und da der Aufbau relativ einfach und die Leistungsversorgungseinheit von geringer Größe, von geringem Gewicht und hocheffizient ist, wird sie in großem Umfang in verschiedenen Vorrichtungen, beispielsweise elektronischen Computern, Kommunikationsvorrichtungen, Büroautomatisierungsgeräten usw. eingesetzt. Zudem wird dieser Typ Leistungsversorgungseinheit auch als Hilfseinheit und als Vorregler bei Serienreglern von geringer Kapazität verwendet.

Fig. 8 ist ein Schaltplan einer herkömmlichen Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ. Wie in der Zeichnung gezeigt ist, besteht die Schaltleistungsversorgungseinheit 10 aus einer Eingangsschaltung 2, einer Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3, einer Spannungsdetektorschaltung 4 und einer Steuerschaltung 5.

Die Eingangsschaltung 2 besteht aus einer Sicherung F, einer Filterschaltung LF und einer Gleichrichterdiodenbrücke DB, und eine Wechselsignalleistungsversorgung AC (alternating current) ist mit den Eingangsanschlüssen verbunden. Zudem ist ein Eingangsanschluß der Eingangsschaltung 2 mit einem Ende der Eingangsseite der Filterschaltung LF durch die Sicherung F verbunden, und der andere Eingangsanschluß der Eingangsschaltung 2 ist direkt mit dem anderen Ende der Eingangsseite der Filterschaltung LF verbunden. Zudem sind die Anschlüsse an der Ausgangsseite der Filterschaltung LF mit jeweiligen Eingangsanschlüssen der Diodenbrücke DB verbunden. Die Ausgangsanschlüsse a und b der Diodenbrücke DB sind mit den Eingangsanschlüssen a und b der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 verbunden.

Die Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 besteht aus Kondensatoren C1 und C4, einem Transformator T, einem Hauptschaltelement wie zum Beispiel einem MOS- Feldeffekttransistor (FET) Q1 als Widerstände R1 und R10 sowie einer Diode D1. Ferner enthält der Transformator T eine Primärwicklung N1, eine Sekundärwicklung N2, deren Polarität der der Primärwicklung N1 entgegengesetzt ist, und eine Rückkopplungswicklung Nb, die dieselbe Polarität aufweist wie die Primärwicklung N1. Der Glättungskondensator C1 ist zwischen den Eingangsanschlüssen a und b der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 vorgesehen, und ferner ist eine Reihenschaltung der Primärwicklung N1 und des FET Q1 vorgesehen, um parallel zu dem Kondensator C1 zu sein. Somit ist der Anfangspunkt der Primärwicklung N1 des Transformators T mit dem Eingangsanschluß a der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 verbunden, der Drain des FET Q1 ist mit dem Ende der Primärwicklung N1 verbunden, und die Source des FET Q1 ist mit dem Eingangsanschluß b der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 verbunden. Ferner ist ein Ende des Anlaßwiderstands R1 mit dem Anfangspunkt der Primärwicklung N1 verbunden, und das andere Ende des Widerstands R1 ist mit dem Gate des FET Q1 verbunden. Der Widerstand R10 ist zwischen das Gate und die Source des FET Q1 geschaltet. Zudem ist die Anode der Gleichrichterdiode D1 mit dem Ende der Sekundärwicklung N2 des Transformators T verbunden, und der Glättungskondensator T4 ist zwischen die Kathode der Diode D1 und den Anfangspunkt der Sekundärwicklung N2 geschaltet. Die Diode D1 und der Kondensator C4 bilden eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung.

Die Spannungsdetektorschaltung 4 ist an der Ausgangsseite der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 vorgesehen und besteht aus Widerständen R5, R6 und R7, einer Leuchtdiode PD als lichtemittierende Vorrichtung eines Photokopplers PC sowie einem Nebenschlußregler Sr. Die Ausgangsanschlüsse der Spannungsdetektorschaltung 4 sind vorgesehen, um parallel zu dem Kondensator C4 der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 zu sein. Zudem ist jeweils eine Reihenschaltung des Widerstands R5, der Leuchtdiode PD und des Nebenschlußreglers Sr vorgesehen, und eine Reihenschaltung der Widerstände R6 und R7 ist vorgesehen, um parallel zu dem Kondensator C4 zu sein. Ferner sind die Kathode der Leuchtdiode PD und die Kathode des Nebenschlußreglers Sr verbunden. Zudem ist der Referenzanschluß des Nebenschlußreglers Sr mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R6 und R7 verbunden.

Die Steuerschaltung 5 besteht aus Widerständen R2, R3, R4 und R13, Kondensatoren C2 und C3, einer Diode D2, einem Phototransistor PT als Lichtempfangselement eines Photokopplers PC sowie einem NPN-Transistor Q2. Der Kondensator C3 und der Widerstand R13 sind zwischen das Gate des FET Q1 der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 und den Anfangspunkt der Rückkopplungswicklung Nb in Reihe geschaltet. Ferner sind der Kollektor und der Emitter des Transistors Q2 mit dem Gate bzw. der Source des FET Q1 verbunden. Ferner ist eine Reihenschaltung des Widerstands R2 und des Widerstands R3 zwischen den Anfangspunkt und das Ende der Rückkopplungswicklung Nb geschaltet. Zudem ist eine Reihenschaltung des Widerstands R4, der Diode D2 und des Phototransistors PT in dem Photokoppler PC geschaltet, um parallel zu dem Widerstand R2 zu sein. Ferner ist die Kathode der Diode D2 mit dem Kollektor des Phototransistors PT in dem Photokoppler PC verbunden. Ferner ist der Kondensator C2 zwischen die Basis und den Emitter des Transistors Q2 geschaltet, und der obige Widerstand R3 ist geschaltet, um parallel zu dem Kondensator C2 zu sein.

Als nächstes wird der Betrieb der wie oben angegeben aufgebauten Schaltleistungsversorgungseinheit 10 beschrieben. Zunächst wird an den Start, bei dem die Leistungsversorgung eingeschaltet wird, eine Spannung an das Gate des FET Q1 durch den Anlaßwiderstand R1 angelegt, und der FET Q1 wird eingeschaltet. Auf diese Weise wird die Spannung der Leistungsversorgung an die Primärwicklung N1 des Transformators T1 angelegt, und eine Spannung, die dieselbe Polarität wie die der Primärwicklung N1 aufweist, wird in der Rückkopplungswicklung Nb erzeugt. Dieses Spannungssignal als Positive-Rückkopplung-Signal wird dem Gate des FET Q1 durch den Widerstand R13 und den Kondensator C3 zugeführt, und der FET Q1 wird rasch eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Anregungsenergie in der Primärwicklung N1 gespeichert.

Aufgrund der elektromotorischen Kraft in der Rückkopplungswicklung Nb fließt durch den Widerstand R2 ein Ladestrom in den Kondensator C2. Wenn die Ladespannung des Kondensators C2 den Durchlaßspannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des steuernden Transistors Q2 übersteigt, wird der Transistor Q2 eingeschaltet. Auf diese Weise wird die Spannung zwischen dem Gate und der Source des FET Q1 im wesentlichen null, um dadurch den FET Q1 auszuschalten.

Somit wird die Anregungsenergie, die während der EIN- Zustand-Periode des FET Q1 in der Primärwicklung N1 des Transformators T gespeichert wird, als elektrische Energie durch die Sekundärwicklung N2 entladen, durch die Diode D1 gleichgerichtet, durch den Kondensator C4 geglättet und der Last (in der Zeichnung nicht gezeigt), die mit den Ausgangsanschlüssen der Spannungsdetektorschaltung 4 verbunden ist, zugeführt.

Wenn die elektrische Ladung in dem geladenen Kondensator C2 durch eine Entladungsschaltung des Widerstands R3 entladen wird usw., und die geladene Spannung gleich dem oder geringer als der Durchlaßspannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q2 wird, wird der Transistor Q2 ausgeschaltet. Wenn zudem die in der Primärwicklung N1 des Transformators T gespeicherte Anregungsenergie durch die Sekundärwicklung N2 entladen wird, und der durch die Diode D1 fließende Strom null wird, wird eine Rückschlagspannung in der Rückkopplungswicklung Nb erzeugt, bei der der Anfangspunkt der Wicklung eine positive Polarität aufweist, und der FET Q1 wird durch die Rückschlagspannung wieder eingeschaltet. Wenn der FET Q1 eingeschaltet wird, wird der Primärwicklung N1 des Transformators T wieder eine Spannung zugeführt, und eine Anregungsenergie wird in der Primärwicklung N1 gespeichert.

Somit wird die oben beschriebene Oszillation in der Schaltleistungsversorgungseinheit 10 wiederholt.

Als nächstes wird die Rückkopplungssteuerung durch die Spannungsdetektorschaltung 4 beschrieben. Unter normalen Bedingungen wird die Ausgangsspannung an der Lastseite durch einen Spannungsteiler der Widerstände R6 und R7 erfaßt, und die erfaßte Spannung und die Referenzspannung des Nebenschlußreglers Sr werden verglichen. Die Änderungen der Ausgangsspannung werden durch den Nebenschlußregler Sr verstärkt, ein Strom, der durch die Leuchtdiode PD des Photokopplers PC fließt, ändert sich, und die Menge der Lichtemission der Leuchtdiode PD ändert sich ebenfalls. Ferner ändert sich gemäß der Menge des durch den Phototransistor PT des Photokopplers PC erhaltenen Lichts die Impedanz des Phototransistors PT, und dementsprechend ändert sich die Ladezeitkonstante des Kondensators C2. Je mehr die Ausgangsspannung abnimmt, um so größer wird die obige Ladezeitkonstante, und je mehr die Ausgangsspannung abnimmt, desto länger wird dementsprechend der Zeitraum zwischen dem Einschalten bis zu dem unter Krafteinwirkung getätigten Ausschalten, das durch den Transistor Q2 des FET Q1 bewirkt wird, d. h. die EIN-Zustand-Periode des FET Q1 nimmt zu, wodurch die Ausgangsspannung zum Zunehmen gezwungen wird. Wenn die Ausgangsspannung zunimmt, wird zudem der Zustand umgekehrt, und die Ausgangsspannung wird unter Krafteinwirkung verringert. Auf diese Weise wird eine Konstantspannungssteuerung erzielt, so daß die Ausgangsspannung konstant sein kann.

Ferner entsprechen die Bedingungen einer leichten Last den Fällen, bei denen sich die oben erwähnte Ausgangsspannung erhöht, und die Bedingungen einer schweren Last entsprechen den Fällen, bei denen die obige Ausgangsspannung abnimmt.

Bei der in Fig. 8 gezeigten herkömmlichen Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ ist bekannt, daß sich die Oszillationsfrequenz des FET Q1 im wesentlichen umgekehrt zu der Eingangsleistung oder Ausgangsleistung ändert. Dies ist in Fig. 5 durch (b), d. h. als Beziehung der Oszillationsfrequenz (Schaltfrequenz) zu dem Ausgang (Lastleistung), gezeigt.

Während die Last leichter wird, wird der Schaltverlust für jede Schaltoperation allgemein reduziert; je geringer jedoch die Ausgangsleistung ist, d. h. je leichter die Last ist, desto höher wird die Oszillationsfrequenz, wie in Fig. 5 durch (b) gezeigt, und je höher die Oszillationsfrequenz wird, desto größer wird die Anzahl von Schaltoperationen, und dementsprechend nehmen Schaltverluste zu. Auch wenn die Last leichter wird, ist folglich der Grad der Reduzierung der Schaltverluste sehr gering. Je leichter also die Last ist, desto stärker wird die Effizienz der Leistungsversorgungseinheit reduziert.

Um den Schaltverlust unter derartigen Leichtlastbedingungen zu verringern, können die Schaltungskonstanten so konzipiert sein, daß die Oszillationsfrequenz bei der Nennlast geringer wird; wenn es jedoch erforderlich ist, daß die Leistungsversorgungseinheit eine breite Palette von sehr leichten Lasten bis zu schweren Lasten bewältigt, ist es unvermeidbar, daß die Oszillationsfrequenz bei einer leichten Last relativ höher wird. Das heißt, daß die Oszillationsfrequenz bei der Nennlast im allgemeinen hauptsächlich durch Auswirkungen in den Teilen bestimmt wird, beispielsweise die Magnetflußdichte des Transformators und Welligkeiten, Rauschen usw., und wenn die Oszillationsfrequenz zu niedrig eingestellt wird, liegt insofern ein Problem vor, als die Sättigung des Transformators usw. bewirkt wird.

Wenn sich ferner die Vorrichtung, die die herkömmliche Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ verwendet, im Bereitschaftszustand befindet, d. h. die oben erwähnte leichte Last aufweist, wird mit zunehmender Oszillationsfrequenz aufgrund der Schaltverluste in dem Hauptschaltelement eine Wärmeerzeugung verursacht.

Beispielsweise ist es bei der Schaltleistungsversorgungseinheit, die in einem Drucker verwendet wird, möglich, wenn sich der Leistungsschalter in dem AUS-Zustand befindet, die Leistungsquelle während des Bereitschaftszustands durch Verwendung eines Schaltsignals in einem optimierten Betriebsmodus zu betreiben. Andererseits kehrt die Schaltleistungsversorgungseinheit zum Zwecke der regulären Arbeit zu dem optimierten Betriebsmodus zurück, nachdem der Leistungsschalter des Druckers zum Zwecke des Druckens eingeschaltet wurde, usw. Wenn sich der Leistungsschalter des Druckers in dem EIN-Zustand befindet, liegt eine Wartezeit vor, wenn kein Drucken durchgeführt wird. Da der Drucker während dieser Wartezeit mit einer leichten Last beaufschlagt ist, wird in dem Hauptschaltelement der in dem Drucker verwendeten Schaltleistungsversorgungseinheit, wie oben beschrieben wurde, Wärme erzeugt.

In der ungeprüften japanischen Patentanmeldung Nr. 11-235036 haben die Erfinder der Anmeldung hinsichtlich dieses Problems eine Technologie bezüglich einer Schaltleistungsversorgungseinheit offenbart, bei der der Verlust im Bereitschaftszustand durch Eingeben eines Schaltsignals im Bereitschaftszustand und durch Reduzieren der Oszillationsfrequenz verbessert ist.

In der japanischen Patentanmeldung Nr. 11-253550 haben die Erfinder der Anmeldung ferner eine Technologie bezüglich einer Schaltleistungsversorgungseinheit vorgeschlagen, bei der der Verlust im Bereitschaftszustand durch kontinuierliches Verringern der Oszillationsfrequenzen bei dem Nennutzungsbereich im Bereitschaftszustand verbessert wird.

Wenn jedoch bei der in der ungeprüften japanischen Patentanmeldung Nr. 11-235036 veröffentlichten Schaltleistungsversorgungseinheit das Schaltsignal einen Normalbetrieb vorsieht, fungiert die Leistungsversorgungseinheit als ein RCC. Wenn sich also, wie bei dem oben beschriebenen Drucker, die Leistungsversorgungseinheit im Bereitschaftszustand befindet, ist keine Einrichtung zum Verringern des Verlustes vorgesehen, und es besteht insofern ein Problem, als in dem Hauptschaltelement der Anstieg der Eingangsleistung und der Wärmeerzeugung verursacht werden. Ferner liegt eine Operation einer intermittierenden Oszillation vor, und in diesem Fall besteht insofern ein Problem, als die Ausgangswelligkeitsspannung ansteigt.

Zudem wird bei der in der japanischen Patentanmeldung Nr. 11-253550 vorgeschlagenen Schaltleistungsversorgungseinheit die Oszillationsfrequenz automatisch reduziert, wenn die Leistungsversorgungseinheit mit einer leichten Last beaufschlagt ist. In diesem Fall, wenn die Oszillationsfrequenz zu stark verringert ist, verschlechtert sich die Ansprechcharakteristik der Last, und dementsprechend ist die Frequenz im Vergleich zu der in der ungeprüften japanischen Patentanmeldung Nr. 11-235036 beschriebenen Technologie auf hohe Frequenzen begrenzt. Deshalb liegt insofern ein Problem vor, als die Auswirkung des Verringerns des Verlustes geringer ist als bei einem Schaltsignaleingangstyp.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltleistungsversorgungseinheit vom Rufdrosselwandlertyp mit verbesserten elektrischen Charakteristika zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltleistungsversorgungseinheit vom Rufdrosselwandlertyp gemäß Anspruch 1 gelöst.

Im speziellen ist die vorliegende Erfindung vorgesehen, um die im Vorhergehenden erwähnten Probleme zu lösen und um eine Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ zu schaffen, die durch Verringern der Oszillationsfrequenz oder durch Beibehalten derselben im wesentlichen an einem konstanten Wert an einer leichten Last und im Bereitschaftszustand und somit durch Vermeiden des Anstiegs der Oszillationsfrequenz die Unterdrückung der Bereitschaftszustandsleistung, die Unterdrückung der Wärmeerzeugung des Hauptschalters, die Bereitschaftszustandseffizienz des RCC und die Verbesserung der Ausgangswelligkeitsspannung, die durch die intermittierende Oszillation bewirkt wird, zum Ziel hat, und bei der durch Umschalten des Betriebsmodus durch ein externes Signal oder Umschalten des Betriebsmodus nach einem gewissen Zeitraum, nachdem der Laststrom in den Bereitschaftszustand übergegangen ist, die Oszillationsfrequenz weiter verringert und der Verlust im Bereitschaftszustand stark reduziert wird.

Die Schaltleistungsversorgungseinheit vom Rufdrosselwandlertyp der vorliegenden Erfindung weist folgende Merkmale auf: einen Transformator, der eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung und eine Rückkopplungswicklung aufweist; ein Hauptschaltelement, das ein Rückkopplungssignal von der Rückkopplungswicklung empfängt und den Strom der Primärwicklung ein- und ausschaltet; eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung, die ein Gleichrichterelement und ein Glättungselement aufweist und mit der Sekundärwicklung verbunden ist; eine Steuerschaltung, die zwischen die Rückkopplungswicklung und den Steueranschluß des Hauptschaltelements geschaltet ist; eine Verzögerungsschaltung zum Verhindern des Einschaltens des Hauptschaltelements für einen gewissen Zeitraum, nachdem der Strom, der durch das Gleichrichterelement fließt, im wesentlichen null wurde; und eine Umschaltschaltung zum Ändern der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung in zwei Stufen oder mehr als zwei Stufen.

Gemäß diesem Aufbau wird das Einschalten des Hauptschaltelements durch die Verzögerungsschaltung für einen gewissen Zeitraum verhindert, und die AUS-Zustand-Periode wird verlängert. Ferner kann die Verzögerungszeit durch die Umschaltschaltung in zwei Stufen oder mehr als zwei Stufen geändert werden. Somit ist die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements im Vergleich zu den Fällen, bei denen eine solche Verzögerungsschaltung nicht verwendet wird, verringert. Es wird somit möglich, die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements durch die Umschaltschaltung auf einen gewünschten Wert einzustellen.

Bei der Schaltleistungsversorgungseinheit der vorliegenden Erfindung enthält die Verzögerungsschaltung ferner eine Schaltvorrichtung und eine Zeitkonstantenschaltung, die zwischen der Rückkopplungswicklung des Transformators und dem Steueranschluß des Hauptschaltelements vorgesehen sind, und es ist eine Umschaltschaltung zum Ändern der Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung vorgesehen. Auf diese Weise ändert sich die EIN-Zustand-Periode der Schaltvorrichtung gemäß der Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung, und es wird möglich, die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung durch die Umschaltschaltung zu ändern.

Überdies ist bei der Schaltleistungsversorgungseinheit der vorliegenden Erfindung eine Ausgangsleistungsdetektorschaltung zum Gleichrichten und Glätten der Spannung der Rückkopplungswicklung des Transformators durch ein Gleichrichterelement und ein Glättungselement vorgesehen, und es ist eine Verzögerungszeitverlängerungsschaltung vorgesehen, die durch ein Widerstandselement zwischen die Ausgangsleistungsdetektorschaltung und den Steueranschluß der Verzögerungsschaltung geschaltet ist.

Bei der Schaltleistungsversorgungseinheit der vorliegenden Erfindung kann die Umschaltschaltung ferner durch ein externes Signal geschaltet werden. Auf diese Weise wird es möglich, die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements ohne weiteres extern zu schalten.

Bei der Schaltleistungsversorgungseinheit der vorliegenden Erfindung ist zudem eine Stromdetektorschaltung zum Erfassen des Stroms, der durch die Sekundärwicklung fließt, vorgesehen, und die Umschaltschaltung zum Ändern der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung nach einem gewissen Zeitraum, wenn die Stromdetektorschaltung erfaßt, daß sich der Laststrom oder die Lastleistung im Bereitschaftszustand befinden, ist vorgesehen. Somit wird es möglich, die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements automatisch zu schalten.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild, das eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 ein Schaltbild, das eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 3 ein Schaltbild, das eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 4 einen Graphen, der die Änderung des absoluten Werts der Ladespannung eines Kondensators zeigt, der die Ausgangsleistungsdetektorschaltung an der Seite der Primärwicklung der in Fig. 3 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit darstellt;
Fig. 5 einen Graphen, der die Änderung der Schaltfrequenz einer Schaltleistungsversorgungseinheit der vorliegenden Erfindung sowie einer herkömmlichen zeigt;
Fig. 6 ein Schaltbild, das eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 7 ein Schaltbild, das eine Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt; und
Fig. 8 ein Schaltbild einer herkömmlichen Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ.
Der Aufbau einer Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC- Typ gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist gemäß Fig. 1 beschrieben. Fig. 1 ist ein Schaltbild, das die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Überdies sind bei der in der Zeichnung gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1 eine Verzögerungsschaltung 6 und eine Verzögerungszeitumschaltschaltung 7 zu der in Fig. 8 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 10 hinzugefügt, und die anderen Schaltungen sind dieselben wie die in Fig. 8 gezeigten. Somit sind die gleichen Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen, und auf ihre ausführliche Beschreibung wird verzichtet.
Bei dem veranschaulichenden Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ist die Verzögerungsschaltung 6 bei der Schaltleistungsversorgungseinheit 1 zwischen der Gleichsignal/Gleichsignal- Wandlerschaltung 3 und der Steuerschaltung 5 vorgesehen und besteht aus Widerständen R8, R13 und R14, einem Kondensator C5, einer Diode D3 und einem PNP-Transistor Q3 als Schaltvorrichtung. Überdies wurde der Widerstand R13 von der Steuerschaltung 5 in Fig. 8 zu der Verzögerungsschaltung 6 verlegt. Bei der Verzögerungsschaltung 6 sind eine Reihenschaltung des Widerstands R13 und des Transistors Q3 und eine Reihenschaltung des Widerstands R14 und der Diode D3 parallel zwischen dem Gate als Steueranschluß des FET Q1 in der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 und dem Kondensator C3 in der Steuerschaltung 5 vorgesehen. Überdies sind bei der obigen Verzögerungsschaltung 6 ein Ende des Widerstands R13 und der Kollektor des Transistors Q3 verbunden, und ein Ende des Widerstands R14 und die Anode der Diode D3 sind verbunden. Ferner sind der Kondensator C5 und der Widerstand R8 in Reihe geschaltet, und diese sind zwischen den Kollektor und den Emitter des Transistors Q2 in der Steuerschaltung 5 geschaltet. Der Kondensator C5 und der Widerstand R8 bilden eine Zeitkonstantenschaltung. Die Basis des Transistors Q3 ist mit dem Verbindungspunkt des Kondensators C5 und dem Widerstand R8 verbunden, und der Kondensator C5 ist zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q3 vorgesehen.
Die Verzögerungszeitumschaltschaltung 7 ist in der Verzögerungsschaltung 6 vorgesehen und besteht aus einem Schalter SW1 und einem Widerstand R15. Eine Reihenschaltung des Schalters SW1 und des Widerstands R15 ist geschaltet, um parallel zu dem Widerstand R8 in der Verzögerungsschaltung 6 zu sein. In der Regel ist der Schalter SW1 eingeschaltet.
Als nächstes wird der Betrieb der so aufgebauten Schaltleistungsversorgungseinheit 1 beschrieben. Überdies ist der Hauptteil des Gesamtbetriebs hier beschrieben.
Wenn eine Spannung an das Gate des FET Q1 angelegt wird und der FET Q1 eingeschaltet wird, wird eine Leistungsversorgungsspannung an die Primärwicklung N1 des Transformators T angelegt, und eine Spannung, die dieselbe Polarität aufweist wie die in der Primärwicklung N1, wird in der Rückkopplungswicklung Nb erzeugt. Dieses Spannungssignal als Positive-Rückkopplung-Signal wird dem Gate des FET Q1 durch den Kondensator C3, den Transistor Q3, der eingeschaltet ist, und den Widerstand R13 zugeführt, und der FET Q1 wird rasch eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Anregungsenergie in der Primärwicklung N1 gespeichert.
Durch die elektromotorische Kraft der Rückkopplungswicklung Nb fließt ferner ein Ladestrom durch den Widerstand R2 in den Kondensator C2. Wenn die Ladespannung des Kondensators C2 den Durchlaßspannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q2 übersteigt, wird der Transistor Q2 eingeschaltet. Deshalb wird die Spannung zwischen dem Gate und der Source des FET Q1 im wesentlichen null, und folglich wird der FET Q1 ausgeschaltet.
Somit wird die Anregungsenergie, die in der Primärwicklung N1 des Transformators gespeichert wird, während der FET Q1 eingeschaltet ist, als elektrische Energie durch die Sekundärwicklung N2 entladen, durch die Diode D1 gleichgerichtet, durch den Kondensator C4 geglättet und einer Last zugeführt, die nicht in der Zeichnung gezeigt ist und mit den Ausgangsanschlüssen der Spannungsdetektorschaltung 4 verbunden ist.
Wenn die elektrische Ladung in dem geladenen Kondensator C2 durch die Entladungsschaltung, welche den Widerstand R3 usw. aufweist, entladen wird, und die geladene Spannung des Kondensators C2 niedriger wird als der Durchlaßspannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q2, wird der Transistor Q2 ausgeschaltet. Wenn zudem die gesamte Anregungsenergie, die in der Primärwicklung N1 des Transformators T gespeichert ist, durch die Sekundärwicklung N2 entladen wird, und der Strom, der durch die Diode D1 fließt, null wird, wird der Kondensator C5 durch eine Rückschlagspannung Vnb, die in der Rückkopplungswicklung Nb erzeugt wird, geladen.
Wenn die geladene Spannung Vc2 des Kondensators C5 die Spannung Von, bei der der Transistor Q3 eingeschaltet wird, erreicht, wird der Transistor Q3 eingeschaltet, eine Spannung wird an das Gate des FET Q1 angelegt, und der FET Q1 wird eingeschaltet.
Wie oben beschrieben ist, kann das Einschalten des FET Q1 verzögert werden, bis die geladene Spannung Vc2 des Transistors Q2 in der Verzögerungsschaltung 6 die Spannung Von erreicht. Überdies wird der Zeitraum bis zu dem Einschalten des Transistors Q3 durch die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung, die den Kondensator C5 und die Parallelschaltung des Widerstands R8 und des Widerstands R15 aufweist, bestimmt.
Wenn der Widerstand R15 von dem Widerstand R8 durch das Ausschalten des Schalters SW1 in der Verzögerungszeitumschaltschaltung 7 getrennt wird, wird die Zeitkonstante durch den Kondensator C5 und den Widerstand R8 bestimmt. Somit ist die Verzögerungszeit für das Einschalten des FET Q1 verlängert. Auf diese Weise wird das Einschalten des FET Q1 verzögert, und die AUS-Zustand-Periode des FET Q1 wird verlängert.
Auf diese Weise kann aufgrund der Verzögerungsschaltung 6 eine im wesentlichen konstante Oszillationsfrequenz bei einer leichten Last aufrechterhalten werden, und durch Vermeiden eines Anstiegs der Schaltfrequenz kann die Effizienz des RCC während des Bereitschaftszustands verbessert werden, oder die Ausgangswelligkeitsspannung kann verbessert werden. Ferner kann durch das Einschalten und Ausschalten des Schalters SW1 in der Verzögerungszeitumschaltschaltung 7 die Verzögerungszeit bis zu dem Einschalten des FET Q1 eingestellt werden, und die Effizienz bei einer leichten Last kann stark verbessert werden.
Als nächstes wird der Aufbau einer Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bezüglich Fig. 2 beschrieben. Fig. 2 ist ein Schaltbild, das die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. In Fig. 2 ist die Verzögerungsschaltung 6 der Schaltleistungsversorgungseinheit 1a auf im wesentlichen dieselbe Weise wie die Verzögerungsschaltung 6 der in Fig. 1 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1 aufgebaut. Ferner besteht eine Verzögerungszeitumschaltschaltung 7a bei der Schaltleistungsversorgungseinheit 1a aus dem Schalter SW1 und dem Widerstand R15. Bei einer Reihenschaltung des Schalters SW1 und des Widerstands R15 ist ein Ende des Widerstands R15 mit dem Gate des FET Q1 in der Gleichsignal/Gleichsignal- Wandlerschaltung 3 verbunden, und ein Ende des Schalters SW1 ist mit der Basis des Transistors Q3 in der Verzögerungsschaltung 6 verbunden.
Die auf diese Weise aufgebaute Schaltleistungsversorgungseinheit 1a arbeitet auf die gleiche Weise wie die Schaltleistungsversorgungseinheit 1. Dementsprechend kann eine im wesentlichen konstante Oszillationsfrequenz bei einer leichten Last aufrechterhalten werden, und durch Vermeiden eines Anstiegs der Schaltfrequenz kann die Effizienz des RCC im Bereitschaftszustand verbessert werden, oder die Ausgangswelligkeitsspannung kann verbessert werden, und gleichzeitig kann die Effizienz bei einer leichten Last durch das Einschalten und Ausschalten des Schalters SW1 stark verbessert werden.
Da bei der Schaltleistungsversorgungseinheit 1a die Verzögerungszeitumschaltschaltung 7a an einer in Fig. 2 gezeigten Stelle vorgesehen ist, weist die Schaltleistungsversorgungseinheit 1a im Vergleich zu der Schaltleistungsversorgungseinheit 1 die folgende Wirkung auf, wenn der Widerstand R15 einen geringen Widerstandswert aufweist. Wenn nämlich die Schaltleistungsversorgungseinheit 1 gestartet wird, während der Schalter SW1 der Verzögerungszeitumschaltschaltung 7 eingeschaltet ist, gibt es Fälle, bei denen der FET Q1 nicht eingeschaltet werden kann und dementsprechend die Schaltleistungsversorgungseinheit 1 nicht gestartet werden kann. Da die Spannung zwischen dem Gate und der Source des FET Q1 durch ein Verhältnis zwischen dem Gesamtwiderstandswert der parallelgeschalteten Widerstände R8, R15 und R10 und dem Widerstandswert des Widerstands R1 bestimmt wird, ist dies darauf zurückzuführen, daß die Spannung zwischen dem Gate und der Source des FET Q1 nicht den Schwellpegel erreicht.
Da bei der Schaltleistungsversorgungseinheit 1a die Verzögerungszeitumschaltschaltung 7a andererseits an einer in Fig. 2 gezeigten Stelle vorgesehen ist, kann die Schaltleistungsversorgungseinheit 1a gestartet werden, auch wenn die Schaltleistungsversorgungseinheit 1a gestartet wird, während der Schalter SW1 eingeschaltet ist. Da eine Reihenschaltung des Widerstands R15 und des Widerstands R10 mit dem Widerstand R8 parallelgeschaltet ist, wenn der Schalter SW1 eingeschaltet ist, liegt dies daran, daß die Spannung zwischen dem Gate und der Source des FET Q1 durch den Widerstand R15 nicht negativ beeinflußt wird, auch wenn der Widerstand R15 einen geringen Widerstandswert aufweist. Dementsprechend erreicht die Spannung zwischen dem Gate und der Source des FET Q1 den Schwellpegel, um den FET Q1 einzuschalten, auch wenn der Schalter SW1 eingeschaltet ist.
Als nächstes wird der Aufbau einer Schaltleistungsversorgungseinheit des RCC-Typs gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bezüglich Fig. 3 beschrieben. Fig. 3 ist ein Schaltbild, das die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Bei der in Fig. 3 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1b sind der in Fig. 1 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1 eine Ausgangsleistungsdetektorschaltung 8 und ein Widerstandselement (Impedanz), das die Verzögerungszeitumschaltschaltung 7 und die Ausgangsleistungsdetektorschaltung 8 verbindet, hinzugefügt, und die anderen Schaltungen sind dieselben wie die in Fig. 1 gezeigten. Dementsprechend sind die gleichen Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen, und auf ihre ausführliche Beschreibung wird verzichtet.
In Fig. 3 ist die Ausgangsleistungsdetektorschaltung 8 der Schaltleistungsversorgungseinheit 1b zwischen der Rückkopplungswicklung Nb der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 und der Steuerschaltung 5 vorgesehen, und die Reihenschaltung besteht aus einer Diode D4 als Gleichrichterelement und einem Kondensator C6 als Glättungselement. Die Diode D4 und der Kondensator C6 sind in Reihe geschaltet und zwischen beiden Anschlüssen der Rückkopplungswicklung Nb vorgesehen. Das heißt, daß die Kathode der Diode D4 mit dem Anfangspunkt der Rückkopplungswicklung Nb verbunden ist, und ein Ende des Kondensators C6 mit dem Ende der Rückkopplungswicklung Nb verbunden ist.
Ferner ist bei der Verzögerungsschaltung 6 ein Ende eines Widerstands R16 als Widerstandswertelement mit dem Verbindungspunkt des Kondensators C5 und des Widerstands R8 verbunden, und das andere Ende des Widerstands R16 ist mit dem Verbindungspunkt der Diode D4 und des Kondensators C6 in der Ausgangsleistungsdetektorschaltung 8 verbunden.
Als nächstes wird der Betrieb der so aufgebauten Schaltleistungsversorgungseinheit 1b beschrieben. Überdies wird der Hauptteil der Schaltleistungsversorgungseinheit 1b hier beschrieben.
Zunächst wird eine Spannung an das Gate des FET Q1 angelegt, und der FET Q1 wird eingeschaltet. Deshalb wird die Spannung der Leistungsversorgung an die Primärwicklung N1 des Transformators T angelegt, und eine Spannung, die dieselbe Polarität aufweist wie die in der Primärwicklung N1, wird in der Rückkopplungswicklung Nb erzeugt. Dieses Spannungssignal als Positive-Rückkopplung-Signal wird dem Gate des FET Q1 durch den Kondensator C3, den Transistor Q3 und den Widerstand R13 zugeführt, und der FET Q1 wird rasch eingeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Anregungsenergie in der Primärwicklung N1 gespeichert.
Aufgrund der elektromotorischen Kraft in der Rückkopplungswicklung Nb fließt ferner ein Ladestrom durch den Widerstand R2 in den Kondensator C2. Wenn die Ladespannung des Kondensators C2 den Durchlaßspannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des steuernden Transistors Q2 übersteigt, wird der Transistor Q2 eingeschaltet. Somit wird die Spannung zwischen dem Gate und der Source des FET Q1 im wesentlichen null, und der FET Q1 wird ausgeschaltet.
Wenn die AUS-Zustand-Periode des FET Q1 beginnt, wird der Kondensator C6 in der Ausgangsleistungsdetektorschaltung 8 durch eine Spannung, die in der Rückkopplungswicklung Nb des Transformators T erzeugt wird, geladen. Ferner wird die Anregungsenergie, die während der EIN-Zustand-Periode des FET Q1 in der Primärwicklung N1 des Transformators T gespeichert wird, durch die Sekundärwicklung N2 als elektrische Energie entladen, durch die die Diode D1 gleichgerichtet, durch den Kondensator C4 geglättet und einer Last zugeführt, die in der Zeichnung nicht gezeigt ist und mit dem Ausgangsanschluß der Spannungsdetektorschaltung 4 verbunden ist.
Wenn also die elektrische Ladung in dem geladenen Kondensator C2 durch die Entladungsschaltung, die den Widerstand R3 usw. aufweist, entladen wird, und die geladene Spannung niedriger wird als der Durchlaßspannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q2, wird der Transistor Q2 ausgeschaltet. Ferner wird die gesamte Anregungsenergie, die in der Primärwicklung N1 des Transformators T gespeichert ist, durch die Sekundärwicklung N2 entladen bzw. abgeführt, und der Strom, der durch die Diode D1 fließt, wird null, die geladene Spannung Vc1 des Kondensators C6 wird entladen, eine Spannung wird an den Emitter des Transistors Q3 durch die geladene Spannung Vc1 und die Spannung Vnb, die in der Rückkopplungswicklung Nb erzeugt wird, angelegt, und der Kondensator C5 in der Verzögerungsschaltung 6 wird geladen. Wenn der Schalter SW1 eingeschaltet ist, erhöht sich die Spannung des Kondensators C5 gemäß der Zeitkonstante des Kondensators C5, der Parallelverbindung des Widerstands R8 und des Widerstands R15 sowie des Widerstands R16, der mit dem Kondensator C6 in Serie befindlich ist.
Fig. 4 ist ein Graph, der die Änderung des absoluten Wertes einer Ladespannung Vc1 des Kondensators C6, der die Ausgangsleistungsdetektorschaltung 8 auf der Seite der Primärwicklung der in Fig. 3 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1b bildet, zeigt. Hier nimmt der absolute Wert der Ladespannung Vc1 proportional zu der Lastleistung der Schaltleistungsversorgungseinheit 1b aufgrund des Einflusses der Streuinduktivität des Transformators T usw. zu, wie in Fig. 4 gezeigt ist.
Somit ist der absolute Wert der Ladespannung Vc1 des Kondensators C6 bei einer leichten Last relativ gering, und die Zeit, die erforderlich ist, bis die Ladespannung Vc2 des Kondensators C5, der die Zeitkonstantenschaltung darstellt, die Spannung Von erreicht, bei der der Transistor Q3 eingeschaltet wird, wird länger. Aufgrund dessen wird das Einschalten des FET Q1 verzögert, und die AUS-Zustand- Periode des FET Q1 wird verlängert, und folglich wird die Schaltfrequenz des FET Q1 herabgesetzt. Andererseits wird der absolute Wert der Ladespannung Vc1 des Kondensators C6 bei einer schweren Belastung relativ groß, und die Zeit, die erforderlich ist, bis die Ladespannung Vc2 des Kondensators C5 die Spannung Von erreicht, bei der der Transistor Q3 eingeschaltet wird, wird kürzer. Somit wird das Einschalten des FET Q1 beschleunigt, und die AUS-Zustand- Periode des FET Q1 wird verkürzt.
Da der Kondensator C6 als eine Spannungsquelle in dem Pfad des Kondensators C5 und des Widerstands R16 angeordnet ist, steigt die Spannung des Kondensators C5 um so schneller an, je größer der absolute Wert der Spannung des Kondensators C6 ist.
Wenn die Ladespannung Vc2 des Kondensators C5 die Spannung Von erreicht, werden der Transistor Q3 eingeschaltet, eine Spannung an das Gate des FET Q1 angelegt und der FET Q1 eingeschaltet.
Auf diese Weise kann das Einschalten des FET Q1 verzögert werden, bis die Ladespannung Vc2 des Transistors Q2 in der Verzögerungsschaltung 6 die Spannung Von erreicht.
Wenn der Widerstand R15 durch das Ausschalten des Schalters SW1 in der Verzögerungszeitumschaltschaltung 7 von dem Widerstand R8 getrennt wird, wird die Zeitkonstante durch den Kondensator C5 und den Widerstand R8 bestimmt. Dementsprechend wird die Verzögerungszeit, bis der FET Q1 eingeschaltet wird, verlängert. Aufgrund dessen wird das Einschalten des FET Q1 verzögert, und die AUS-Zustand-Periode des FET Q1 wird verlängert.
Die Änderung der Schaltfrequenz, die eine Folge des Anstiegs der Lastleistung der Schaltleistungsversorgungseinheit 1b ist, ist in Fig. 5 gezeigt. Fig. 5 ist ein Graph, der die Änderung der Schaltfrequenz bei der Schaltleistungsversorgungseinheit der vorliegenden Erfindung und einer herkömmlichen zeigt. Bei Fig. 5 zeigen (a) und (a)' die Änderung der Schaltfrequenz der Schaltleistungsversorgungseinheit 1b, und (b) zeigt die Änderung der Schaltfrequenz der herkömmlichen Schaltleistungsversorgungseinheit 10. Die Frequenz (a) der Schaltleistungsversorgungseinheit der vorliegenden Erfindung ist im Vergleich zu der Frequenz (b) der herkömmlichen Schaltleistungsversorgungseinheit 10 bei einer geringen Last besonders niedrig, und wenn sich die Last erhöht, ändert sich die Frequenz (a) auf dieselbe Weise wie die Frequenz (b) der herkömmlichen, wenn die Last einen bestimmten Punkt überschritten hat. Wenn der Schalter SW1 ausgeschaltet ist, ist die Frequenz ferner durch die Linie (a)' gezeigt.
Als nächstes wird der Aufbau einer Schaltleistungsversorgungseinheit des RCC-Typs gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bezüglich Fig. 6 beschrieben. Fig. 6 ist ein Schaltbild, das die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. In Fig. 6 ist die Verzögerungsschaltung 6 der Schaltleistungsversorgungseinheit 1c auf im wesentlichen dieselbe Weise wie die Verzögerungsschaltung 6 der in Fig. 1 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1 aufgebaut. Zudem besteht eine Verzögerungszeitumschaltschaltung 7b der Schaltleistungsversorgungseinheit 1c aus dem Widerstand R15 und einem Phototransistor PT2 als Teil eines Photokopplers PC2. Eine Reihenschaltung des Widerstands R15 und des Phototransistors PT2 ist verbunden, um zu dem Widerstand R8 parallel zu sein. Das heißt, daß ein Ende des Widerstands R15 mit dem Verbindungspunkt des Kondensators C5 und des Widerstands R8 in der Verzögerungsschaltung 6 verbunden ist, und daß der Emitter des Phototransistors PT2 mit dem Source- Anschluß des FET Q1 in der Gleichsignal/Gleichsignal- Wandlerschaltung 3 verbunden ist.
Ferner wird ein externes Fernsignal REM der Anode einer Leuchtdiode in dem Photokoppler PC2 zugeführt, und die Kathode der Leuchtdiode PD2 ist durch einen Widerstand R17 geerdet.
Die auf diese Weise aufgebaute Schaltleistungsversorgungseinheit 1c arbeitet auf dieselbe Weise wie die Schaltleistungsversorgungseinheit 1. Wenn also das externe Fernsignal REM ein hohes Signal ist, leuchtet die Leuchtdiode PD2 auf, und der Phototransistor PT2 als Lichtempfangselement wird eingeschaltet. Somit ist der Widerstand R15 verbunden, um zu dem Widerstand R8 parallel zu sein, und die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung, die aus dem Kondensator C5 und dem Widerstand R8 besteht, ändert sich. Wenn diese Schaltleistungsversorgungseinheit 1c bei dem oben erwähnten Drucker verwendet wird, kann also der Wartemodus durch Umschalten des Fernsignals auf ein hohes Signal zu dem Normalbetriebsmodus geändert werden.

Fünftes Ausführungsbeispiel

Als nächstes wird der Aufbau einer Schaltleistungsversorgungseinheit vom RCC-Typ gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bezüglich Fig. 7 beschrieben. Fig. 7 ist ein Schaltbild, das die Schaltleistungsversorgungseinheit gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Bei der in Fig. 7 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1d ist ein Widerstand R16 zwischen dem Ausgangsanschluß und einem Ende des Widerstands R6 der Spannungsdetektorschaltung 4 der in Fig. 1 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1 vorgesehen, und es ist eine Stromdetektorschaltung 9 zum Erfassen des Stroms des Widerstands R16 vorgesehen. Ferner ist ein Phototransistor PT2 als ein Lichtempfangselement eines Photokopplers PC2, der in der Stromdetektorschaltung 9 vorgesehen ist, vorgesehen, um den Platz des Schalters SW1 in der Verzögerungszeitumschaltschaltung 7 einzunehmen. Die Stromdetektorschaltung 9 besteht aus den Widerständen R16 bis R23, dem Kondensator C11, den Komparatoren COMP1 und COMP2 sowie der Referenzspannung Vref. Der Widerstand R16 ist zwischen den Ausgangsanschluß der Spannungsdetektorschaltung 4 und ein Ende des Widerstands R6 geschaltet. Zwischen die Ausgangsanschlüsse der Spannungsdetektorschaltung 4 sind der Widerstand R17 und der Widerstand R18 in Reihe geschaltet. Der Positiveingangsanschluß des Komparators COMP1 ist mit dem Verbindungspunkt des Widerstands R17 und des Widerstands R18 verbunden. Eine Parallelschaltung, die aus einer Reihenschaltung des Widerstands R19 und des Widerstands R20, einer Reihenschaltung des Widerstands R21 und des Kondensators C11 sowie einer Reihenschaltung des Widerstands R22 und der Photodiode PD2 des Photokopplers PC2 besteht, ist zwischen den Verbindungspunkt des Widerstands R16 und des Widerstands R6 und den Anfangspunkt der Sekundärwicklung N2 des Transformators T geschaltet. Überdies sind ein Ende des Widerstands R22 und die Anode der Photodiode PD2 verbunden. Ferner ist der Negativeingangsanschluß des Komparators COMP1 mit dem Verbindungspunkt des Widerstands R19 und des Widerstands R20 verbunden. Überdies sind der Ausgangsanschluß des Komparators COMP1, der Negativeingangsanschluß des Komparators COMP2 sowie ein Ende des Widerstands R23 mit dem Verbindungspunkt des Widerstands R21 und des Kondensators C11 verbunden. Zudem sind der Ausgangsanschluß des Komparators COMP2 und das andere Ende des Widerstands R23 mit dem Verbindungspunkt des Widerstands R22 und der Photodiode PD2 verbunden. Die Referenzspannung Vref ist mit dem Positiveingangsanschluß des Komparators COMP2 verbunden.
Zudem ist die Verzögerungszeitumschaltschaltung 7c bei der Schaltleistungsversorgungseinheit 1d auf dieselbe Weise aufgebaut wie die Verzögerungszeitumschaltschaltung 7b bei der in Fig. 5 gezeigten Schaltleistungsversorgungseinheit 1c und besteht aus dem Widerstand R15 und dem Phototransistor PT2 des Photokopplers PC2. Eine Reihenschaltung des Widerstands R15 und des Phototransistors PT2 ist verbunden, um parallel zu dem Widerstand R8 zu sein. Ein Ende des Widerstands R15 ist also mit dem Verbindungspunkt des Kondensators C5 und des Widerstands R8 in der Verzögerungsschaltung 6 verbunden, und der Emitter des Phototransistors PT2 ist mit der Source des FET Q1 in der Gleichsignal/Gleichsignal-Wandlerschaltung 3 verbunden.
Als nächstes wird der Betrieb der wie oben angegeben aufgebauten Schaltleistungsversorgungseinheit 1d beschrieben. Ferner wird hier der Hauptteil der Schaltleistungsversorgungseinheit 1d beschrieben.
Wenn sich die Last der Schaltleistungsversorgungseinheit 1d von der Nennlast (schwere Last) zu der Bereitschaftszustandslast (leichte Last) ändert und der Ausgangsstrom abnimmt, geht das Ausgangssignal des Komparators COMP1 in der Stromdetektorschaltung 9 in einen offenen Zustand über.
Wenn bei der Stromdetektorschaltung 9 zu diesem Zeitpunkt die Spannung des Kondensators C11 in der RC- Zeitkonstantenschaltung mit einer Geschwindigkeit zunimmt, die durch die Zeitkonstante zu bestimmen ist, und die Referenzspannung Vref übersteigt, wird das Ausgangssignal des Komparators COMP2 ein Niedrig-Pegel-Signal. Daraufhin endet der Fluß des Stroms in der Photodiode PD2, die Leuchtdiode PD2 erlischt, und der Phototransistor PT2 als ein Lichtempfangselement wird ausgeschaltet. Somit wird die Zeitkonstante durch den Widerstand R15 unbeeinflußt, und die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung, die aus dem Kondensator C5 und dem Widerstand R8 besteht, ändert sich. Wenn diese Schaltleistungsversorgungseinheit 1d bei dem oben erwähnten Drucker verwendet wird, ändert sich der Normalbetriebsmodus aufgrund des Ausgangssignals des Komparators COMP2, das sich zu einem Niedrig-Pegel-Signal ändert, zu dem Wartemodus.
Wenn bei der Schaltleistungsversorgungseinheit, wie sie oben beschrieben wurde, eine Stromdetektorschaltung vorgesehen ist, kann eine Wirkung erzielt werden, bei der sich der Betriebsmodus während eines Zeitraums, der durch die Zeitkonstante bestimmt wird, nicht ändert, selbst wenn sich die Nennlast zu einer Bereitschaftszustandslast ändert.
Wenn sich als nächstes eine Wartelast zu der Nennlast ändert, wird das Ausgangssignal des Komparators COMP1 in der Stromdetektorschaltung 9 niedrig. Wenn die Spannung des Kondensators C11 in der RC-Zeitkonstantenschaltung abnimmt und geringer als die oder gleich der Referenzspannung Vref wird, geht das Ausgangssignal des Komparators COMP2 zu einem Hoch-Pegel-Signal über, und der Wartemodus ändert sich zu dem normalen Nennbetriebsmodus.
Wenn eine Stromdetektorschaltung in der Schaltleistungsversorgungseinheit vorgesehen ist, findet eine augenblickliche Modusänderung von einer Wartelast zu der Nennlast statt, und die am besten geeignete Operation kann unter einer beliebigen Lastbedingung realisiert werden.
Wie oben beschrieben wurde, können bei dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Modi durch Erfassen des Stroms der Ausgangslast unter Verwendung der Stromdetektorschaltung automatisch geändert werden. Da eine Zeitgeberschaltung vorgesehen ist, kann zudem jegliche plötzliche Laständerung bewältigt werden.
Beispielsweise bei einem Drucker kann sich die Last aufgrund des Druckens, der Blattzufuhr, der Druckersteuerung usw. rasch ändern. Wenn unter einem solchen Umstand eine herkömmliche, hocheffiziente Leistungsversorgungseinheit im Bereitschaftszustand, bei der Modi automatisch verändert werden, verwendet wird, findet das Schalten zwischen einem Wartemodus und dem Normalbetriebsmodus häufig in Übereinstimmung mit der Last an der Druckerseite statt, und dementsprechend ist es erforderlich, daß eine Schaltleistungsversorgungseinheit für den Drucker ein gutes Ansprechverhalten aufweist. Da das Ansprechverhalten Priorität hatte, konnte also die Schaltfrequenz nicht dynamisch herabgesetzt werden.
Wenn im Gegensatz dazu eine Schaltleistungsversorgungseinheit der vorliegenden Erfindung bei dem Drucker verwendet wird, ändert sich der Normalbetriebsmodus für einen gewissen Zeitraum auch dann nicht zu einem Wartemodus, wenn der Drucker in einen Wartelastzustand gerät, und folglich arbeitet der Drucker in dem Normalbetriebsmodus, wenn sich die Last häufig und rasch ändert, und folglich ist die Schaltleistungsversorgungseinheit der Erfindung zuverlässig. Zudem wird ein Wartemodus augenblicklich in den Normalbetriebsmodus geschaltet, und die Last, die zum Zeitpunkt des Umschaltens vorliegt, ist oft relativ leicht, wie bei der Behandlung vor dem Drucken usw., und es existiert kein Problem bezüglich des Ansprechverhaltens.
Überdies sind bei jedem der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung der Schalter und der Phototransistor des Photokopplers in der Verzögerungszeitumschaltschaltung als Zweizustands-Vorrichtungen gezeigt, die bei einer von zwei Bedingungen betrieben werden, jedoch sind diese bei der vorliegenden Erfindung nicht begrenzt. Eine Verzögerungszeitumschaltschaltung, bei der Vorrichtungen verwendet werden, die bei einer jeglichen von mehr als zwei Bedingungen betrieben werden sollen, kann durch eine Kombination eines Schalters, eines Phototransistors in einem Photokoppler usw. aufgebaut sein. In diesem Fall wird es möglich, eine feinere Einstellung gemäß der Schaltfrequenz durchzuführen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das Hauptschaltelement durch die Verzögerungsschaltung für einen gewissen Zeitraum davon abgehalten, eingeschaltet zu werden, und eine AUS-Zustand-Periode der Oszillation wird verlängert, und ferner kann die Verzögerungszeit durch Verwendung der Umschaltschaltung in zwei oder mehr Stufen geändert werden, und dementsprechend kann die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements im Vergleich zu den Fällen, bei denen keine Verzögerungsschaltung verwendet wird, herabgesetzt werden, und die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements kann durch Verwendung der Umschaltschaltung auf eine gewünschte Frequenz eingestellt werden. Somit wird der Anstieg der Oszillationsfrequenz bei einer leichten Last und im Bereitschaftszustand unterdrückt, die Bereitschaftszustandsleistung wird unterdrückt, die Wärmeerzeugung in dem Hauptschalter wird unterdrückt, oder die Ausgangswelligkeitsspannung, die durch die intermittierende Oszillation hervorgerufen wird, kann unterdrückt werden.
Da zudem die Verzögerungsschaltung, die die Schaltvorrichtung und die Zeitkonstantenschaltung umfaßt und zwischen der Rückkopplungswicklung des Transformators und dem Steueranschluß des Hauptschaltelements vorgesehen ist, und die Umschaltschaltung zum Schalten der Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung vorgesehen sind, kann die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung durch die Umschaltschaltung geändert werden, und die Effizienz kann bei einer leichten Last stark verbessert werden, obwohl sich eine EIN-Zustand- Periode der Schaltvorrichtung gemäß der Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung ändert.
Da überdies die Ausgangsleistungsdetektorschaltung, bei der die Spannung der Rückkopplungswicklung des Transformators durch das Gleichrichterelement gleichgerichtet und durch das Glättungselement geglättet wird, und die Verzögerungszeitverlängerungsschaltung als das Widerstandselement, durch das die Ausgangsleistungsdetektorschaltung mit dem Steueranschluß der Verzögerungsschaltung verbunden ist, vorgesehen sind, wird das Einschalten des Hauptschaltelements weiter verzögert, und die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements kann herabgesetzt werden, und folglich kann die Oszillationsfrequenz bei einer leichten Last herabgesetzt werden, und die Effizienz des RCC im Bereitschaftszustand und die Ausgangswelligkeitsspannung können verbessert werden.
Da die Umschaltschaltung durch ein externes Signal geschaltet werden kann, kann die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements überdies ohne weiteres extern geändert werden.
Da die Stromdetektorschaltung zum Erfassen des Stroms, der durch die Sekundärwicklung fließt, vorgesehen ist, und ferner die Umschaltschaltung zum Schalten der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung nach einem gewissen Zeitraum, wenn die Stromdetektorschaltung den Laststrom oder die Lastleistung im Bereitschaftszustand erfaßt, vorgesehen ist, kann ferner die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements automatisch geändert werden.

Claims

1. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) vom Ruf- bzw. Klingeldrosselwandlertyp, die folgende Merkmale aufweist:
einen Transformator (T), der eine Primärwicklung (N1), eine Sekundärwicklung (N2) und eine Rückkopplungswicklung (Nb) aufweist;
ein Hauptschaltelement, das ein Rückkopplungssignal von der Rückkopplungswicklung empfängt und den Strom in der Primärwicklung ein- und ausschaltet;
eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung, die ein Gleichrichterelement und ein Glättungselement aufweist und mit der Sekundärwicklung verbunden ist; und
eine Steuerschaltung (5), die zwischen die Rückkopplungswicklung und einen Steueranschluß des Hauptschaltelements geschaltet ist,
eine Verzögerungsschaltung (6) zum Verhindern des Einschaltens des Hauptschaltelements für einen gewissen Zeitraum, nachdem der Strom, der durch das Gleichrichterelement fließt, im wesentlichen null geworden ist, und
eine Umschaltschaltung (7) zum Ändern der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung.

2. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß Anspruch 1, bei der die Verzögerungsschaltung (6) eine Schaltvorrichtung und eine Zeitkonstantenschaltung aufweist, die zwischen der Rückkopplungswicklung (Nb) des Transformators (T) und dem Steueranschluß des Hauptschaltelements vorgesehen sind, und bei der die Umschaltschaltung (7) die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung schaltet.

3. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß Anspruch 1 oder 2, die ferner folgende Merkmale aufweist:
eine Ausgangsleistungsdetektorschaltung (8) zum Gleichrichten und zum Glätten der Spannung der Rückkopplungswicklung (Nb) des Transformators (T) durch ein Gleichrichterelement und ein Glättungselement; und
eine Verzögerungszeitverlängerungsschaltung, die durch ein Widerstandselement zwischen die Ausgangsleistungsdetektorschaltung (8) und den Steueranschluß der Verzögerungsschaltung (6) geschaltet ist.

4. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Umschaltschaltung (7) durch ein externes Signal geschaltet werden kann.

5. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, die ferner folgende Merkmale aufweist:
eine Stromdetektorschaltung (9) zum Erfassen des Stroms, der durch die Sekundärwicklung (N2) fließt; und bei der
die Umschaltschaltung (7) die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung (6) nach einem gewissen Zeitraum schaltet, wenn die Stromdetektorschaltung erfaßt, daß sich der Laststrom oder die Lastleistung von einem Normallastmodus zu einem Bereitschaftszustandsmodus geringerer Leistung geändert hat.

6. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß Anspruch 3, bei der die Ausgangsleistungsdetektorschaltung (8) über die Rückkopplungswicklung (Nb) gekoppelt ist und ein Signal liefert, um eine Verzögerungszeit zu ändern, die durch eine Zeitkonstantenschaltung geliefert wird, derart, wenn eine Leistung, die in einer Last, die mit der Sekundärwicklung (N2) verbunden ist, dissipiert wird, gering ist, die durch die Zeitkonstantenschaltung gelieferte Verzögerung erhöht wird, wodurch eine Einschaltzeit des Hauptschaltelements verzögert wird, wodurch eine Schaltfrequenz des Hauptschaltelements verringert wird.

7. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die Umschaltschaltung (7) aus einer von mindestens zwei unterschiedlichen Verzögerungszeiten auswählt.

8. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß Anspruch 7, bei der die Umschaltschaltung (7) einen zweiten Widerstandwert parallel zu einem ersten Widerstandswert schaltet, um die Verzögerungszeit zu ändern.

9. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der die Umschaltschaltung (7) einen elektronischen Schalter (SW1) aufweist, der durch ein externes Signal gesteuert wird, das bestimmt, ob sich die Schaltleistungsversorgung in einem Bereitschaftszustandsmodus geringer Leistung oder einem Normalmodus hoher Leistung befindet.

10. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der die Umschaltschaltung (7) einen elektronischen Schalter (SW1) aufweist, der durch ein Ausgangssignal einer Stromdetektorschaltung (9) gesteuert wird, die mit der Sekundärwicklung (N2) gekoppelt ist, wobei die Stromdetektorschaltung einen Ausgangsstrom der Last erfaßt und die Umschaltschaltung in Abhängigkeit von dem erfaßten Ausgangsstrom zwischen geeigneten eines Bereitschaftszustandsmodus geringer Leistung und eines Normalmodus höherer Leistung schaltet.

11. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß Anspruch 10, bei der die Stromdetektorschaltung (9) die Umschaltschaltung (7) im wesentlichen ohne Verzögerung von dem Bereitschaftszustandsmodus zu dem Normalmodus schaltet und die Umschaltschaltung nach einer Verzögerungszeit von dem Normalmodus zu dem Bereitschaftszustandsmodus umschaltet.

12. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß Anspruch 11, bei der die Stromerfassungsschaltung eine Verzögerungsschaltung (6) zum Ermöglichen des Schaltens von dem Normalmodus zu dem Bereitschaftszustandsmodus nach der Zeitverzögerung umfaßt.

13. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß Anspruch 12, bei der ein erster Komparator (COMP1) vorgesehen ist, um ein Schalten von dem Bereitschaftszustandsmodus zu dem Normalmodus ohne wesentliche Verzögerung zu bewirken, und ein zweiter Komparator (COMP2) vorgesehen ist, um ein Schalten von dem Normalmodus zu dem Bereitschaftszustandsmodus nach der Zeitverzögerung zu bewirken.

14. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß einem der Ansprüche 6 bis 13, bei der die Ausgangsleistungsdetektorschaltung (8) ein Gleichrichterelement und ein Glättungselement aufweist, die mit der Rückkopplungswicklung (Nb) gekoppelt sind, wobei eine Verbindung von dem Glättungselement mit der Zeitkonstantenschaltung gekoppelt ist.

15. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß Anspruch 14, wodurch die Ausgangsleistungsdetektorschaltung (8) der Zeitkonstantenschaltung eine Spannung zuführt, um die Zeit zu ändern, die für einen Kondensator der Zeitkonstantenschaltung zum Ändern einer voreingestellten Spannung erforderlich ist.

16. Schaltleistungsversorgungseinheit (1a-1d) gemäß einem der Ansprüche 5 bis 15, bei der die Umschaltschaltung (7) die Verzögerungszeit ändert, wenn es von dem Normalmodus zu dem Bereitschaftszustandsmodus schaltet, wodurch die Verzögerungszeit erhöht wird.