IT201900006000A1

IT201900006000A1 - Un procedimento per operare un convertitore flyback avente un clamp attivo, corrispondente circuito di controllo e convertitore flyback

Info

Publication number: IT201900006000A1
Application number: IT102019000006000A
Authority: IT
Inventors: Alberto Bianco; Francesco Ciappa; Giuseppe Scappatura
Original assignee: St Microelectronics Srl
Priority date: 2019-04-17
Filing date: 2019-04-17
Publication date: 2020-10-17
Also published as: EP3726716A1; CN111835201A; CN111835201B; US20200336073A1; CN212627695U; EP3726716B1; US11870361B2; US11128229B2; US20210408929A1

Description

DESCRIZIONE dell’invenzione industriale dal titolo:

“Un procedimento per operare un convertitore flyback avente un clamp attivo, corrispondente circuito di controllo e convertitore flyback”

TESTO DELLA DESCRIZIONE

Campo tecnico

Le forme di attuazione della presente descrizione si riferiscono a soluzioni per operare un convertitore flyback avente un clamp attivo.

Descrizione della tecnica relativa

Convertitori elettronici, come per esempio alimentatori switched mode AC/DC o DC/DC, sono ben noti nella tecnica. Esistono molti tipi di convertitori elettronici che possono essere divisi principalmente in convertitori isolati e non isolati. Per esempio, i convertitori elettronici non isolati sono convertitori dei tipi buck, boost, buck-boost, Cuk, SEPIC e ZETA. Invece, i convertitori isolati comprendono un trasformatore, come i convertitori flyback e forward. Questi tipi di convertitori sono ben noti all’esperto nella tecnica.

Per esempio, la Figura 1 rappresenta un esempio di un convertitore flyback 20 con clamp attivo. Nell’esempio considerato, il convertitore elettronico 20 comprende un primo e un secondo terminale di ingresso 200a e 200b per ricevere una tensione DC di ingresso Vin e un primo e un secondo terminale di uscita 202a e 202b per fornire una tensione DC di uscita Vout. Per esempio, la tensione di ingresso Vin può essere fornita da una sorgente di tensione DC 10, come una batteria. Generalmente, la tensione DC di ingresso Vin può anche essere generata da una tensione AC attraverso un circuito raddrizzatore. Per contro, la tensione di uscita Vout può essere usata per alimentare un carico elettrico 30.

Un convertitore flyback comprende un trasformatore T comprendente un avvolgimento primario T1 e un avvolgimento secondario T2. Specificamente, un primo terminale dell’avvolgimento primario T1 è connesso (per es., direttamente) al terminale di ingresso (positivo) 200a e un secondo terminale dell’avvolgimento primario T1 è connesso (per es., direttamente) attraverso (il percorso di corrente di) uno switch elettronico S1 al terminale di ingresso (negativo) 200b, che rappresenta spesso una massa. Di conseguenza, lo switch elettronico S1 è configurato per connettere selettivamente l’avvolgimento primario ai terminali di ingresso 200a e 200b, cioè la tensione Vin. Per esempio, nell’esempio considerato, lo switch elettronico S1 è implementato con un Transistore a Effetto di Campo (FET, “Field Effect Transistor”) a canale n, come un Transistore a Effetto di Campo a Semiconduttore a Ossidi Metallici (MOSFET, “Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor”) a canale n, cioè un NMOS. In questo caso, il terminale di drain del transistore S1 è connesso al secondo terminale dell’avvolgimento primario T1, che rappresenta il nodo di fase del convertitore flyback, e il terminale di source del transistore S1 è connesso al terminale 200b.

Inoltre, nell’esempio considerato, uno switch elettronico S3 e l’avvolgimento secondario T2 sono connessi (per es., direttamente) in serie tra i terminali di uscita 202a e 202b. Per esempio, un primo terminale dell’avvolgimento secondario T2 può essere connesso (per es., direttamente) al terminale di uscita (positivo) 202a e un secondo terminale dell’avvolgimento secondario T2 può essere connesso (per es., direttamente) attraverso lo (il percorso di corrente dello) switch elettronico S3 al terminale di uscita (negativo) 202b. Di conseguenza, lo switch elettronico S3 è configurato per connettere selettivamente l’avvolgimento secondario T2 ai terminali di uscita 202a e 202b. Per esempio, nell’esempio considerato, lo switch elettronico S3 è implementato con un FET a canale n, come un NMOS. In questo caso, il terminale di drain del transistore S3 può essere connesso al secondo terminale dell’avvolgimento secondario T2 e il terminale di source del transistore S3 può essere connesso al terminale 202b. Gli esperti nella tecnica apprezzeranno che lo switch S3 è spesso implementato con un diodo.

Inoltre, un condensatore C è spesso connesso (per es., direttamente) tra i terminali 202a e 202b.

Come ben noto, un tradizionale convertitore flyback 20 è operato con due stati di commutazione. Quando lo switch S1 è chiuso e lo switch S3 è aperto, l’avvolgimento primario T1 del trasformatore T1 è connesso direttamente alla tensione di ingresso Vin. Di conseguenza, la corrente primaria Ipri e il flusso magnetico nel trasformatore T aumentano, immagazzinando con ciò energia nel trasformatore T. In questa condizione, il condensatore C fornisce energia ai terminali di uscita 202a e 202b, cioè al carico 30. Per contro, quando lo switch S1 è aperto e lo switch S3 è chiuso, la corrente primaria Ipri cala a zero, mentre la corrente inizia a scorrere nell’avvolgimento secondario, e l’energia dal nucleo del trasformatore T ricarica il condensatore C e alimenta il carico 30.

Tuttavia, una tale commutazione hard dello switch S1 ha lo svantaggio che lo switch S1 non è chiuso a una tensione zero. Per questo motivo, sono stati proposti convertitori flyback comprendenti un circuito di clamp attivo.

Specificamente, nella Figura 1, il convertitore flyback 20 comprende inoltre una connessione serie di un condensatore di clamp C2 e di uno switch elettronico S2, che è connessa in parallelo con l’avvolgimento primario T1 del trasformatore T, cioè lo switch elettronico S2 è configurato per connettere selettivamente il condensatore C2 in parallelo con l’avvolgimento primario T1. Specificamente, nell’esempio considerato, un primo terminale dell’avvolgimento primario T1 è connesso (per es., direttamente) a un primo terminale del condensatore C2 e un secondo terminale dell’avvolgimento primario T1 (cioè, il punto intermedio/nodo di fase tra l’avvolgimento primario T1 e lo switch elettronico S1) è connesso (per es., direttamente) attraverso lo (il percorso di corrente dello) switch elettronico S2 al secondo terminale del condensatore C2. Per esempio, nell’esempio considerato, lo switch elettronico S2 è implementato con un FET a canale n, come un NMOS. In questo caso, il terminale di drain del transistore S2 può essere connesso al secondo terminale del condensatore C2 e il terminale di source del transistore S2 può essere connesso al nodo di fase/secondo terminale dell’avvolgimento primario T1.

Generalmente, gli switch elettronici S1, S2 e S3 sono pilotati mediante rispettivi segnali di pilotaggio LSGD, HSGD e SRGD, che sono generati da un circuito di controllo 210 adatto, per es. in funzione della tensione di uscita Vout ai terminali 202a e 202b. Per esempio, un tale circuito di clamp attivo (comprendente il condensatore C2 e lo switch S2) e la rispettiva operazione del convertitore flyback sono descritti nel documento US 2011/0305048 A1. Sostanzialmente, il circuito di clamp attivo permette di recuperare l’energia nell’induttanza di dispersione del trasformatore T e permette di implementare una commutazione soft dello switch elettronico S1.

Come menzionato in precedenza, in un convertitore flyback ideale, quando il circuito di controllo 210 disattiva lo switch elettronico S1, la corrente Ipri nell’avvolgimento primario T1 si arresta immediatamente, mentre la corrente inizia a scorrere nel lato secondario T2, perché il circuito di controllo 210 chiude lo switch elettronico S3. In un trasformatore T reale, comunque, i due avvolgimenti T1 e T2 non sono accoppiati perfettamente, e rimane un’induttanza di dispersione nel lato primario. Sostanzialmente, una tale induttanza di dispersione LS può essere modellata mediante un’induttanza connessa in serie con l’avvolgimento primario T1. Per contro, l’induttanza di magnetizzazione LM del trasformatore T (usata per modellare il flusso magnetico) può essere modellata con un’induttanza connessa in parallelo con l’avvolgimento primario T1.

Così, quando il circuito di controllo 210 disattiva lo switch elettronico S1, la corrente primaria Ipri continua a scorrere nel lato primario T1 a causa dell’induttanza di dispersione Ls, creando con ciò un picco transitorio (“spike”) sull’avvolgimento primario T1. Specificamente, lo switch elettronico S1 ha associata una capacità parassita C1 connessa in parallelo con lo switch elettronico S1, come la capacità parassita di drain-source di un rispettivo FET. Così, la corrente fornita dall’induttanza di dispersione LS del trasformatore T caricherà questa capacità C1. Tipicamente, un tale picco transitorio è seguito da un ringing, che si attenua a causa delle perdite nel sistema, finché è dissipata tutta l’energia, che è stata immagazzinata nell’induttanza di dispersione LS (quando lo switch elettronico S1 è stato disattivato).

Sostanzialmente, l’aggiunta dello switch elettronico S2 e del condensatore C2 permette di deviare l’energia nell’induttanza di dispersione LS nel condensatore di clamp C2. Specificamente, quando il circuito di controllo 210 disattiva lo switch elettronico S1, il nodo di fase (tra l’avvolgimento primario T1 e lo switch elettronico S1, per es. il terminale di drain del transistore S1) sale come in un convertitore flyback normale (senza clamp attivo). Comunque, quando la tensione sul nodo di fase supera la tensione sul condensatore di clamp C2, il diodo body (“body diode”) dello switch elettronico S2 (o un diodo D2 simile connesso in parallelo con lo switch elettronico S2) si attiva e la corrente primaria Ipri scorre anche nel condensatore C2 finché la corrente primaria Ipri cala a zero. Attivando lo switch elettronico S2, l’energia immagazzinata sul condensatore C2 può essere restituita al sistema.

Per esempio, tipicamente il circuito di controllo 210 è configurato per controllare il clamp attivo in modo complementare, cioè lo switch elettronico S2 è aperto quando lo switch elettronico S1 è chiuso, e lo switch elettronico S2 è chiuso (spesso dopo un breve tempo morto) quando lo switch elettronico S1 è aperto.

Gli inventori hanno osservato che un tale controllo complementare ha alcuni inconvenienti. Per esempio, spesso la corrente Ipri generata sul lato primario ha un valore efficace (RMS, “Root Mean Square”) molto alto, perché la corrente scorre sia quando lo switch elettronico S1 è chiuso sia quando lo switch elettronico S2 è chiuso.

Scopo e Sintesi

In considerazione di quanto precede, uno scopo delle varie forme di attuazione della presente descrizione è di fornire soluzioni atte a operare un convertitore flyback avente un clamp attivo.

Secondo una o più forme di attuazione, lo scopo precedente è raggiunto per mezzo di un procedimento per operare un convertitore flyback avente gli elementi distintivi esposti specificamente nelle rivendicazioni che seguono. Le forme di attuazione concernono inoltre un corrispondente circuito di controllo e convertitore flyback.

Le rivendicazioni sono parte integrante dell’insegnamento tecnico della descrizione qui fornita.

Come menzionato in precedenza, varie forme di attuazione della presente descrizione sono relative a soluzioni per operare un convertitore flyback avente un clamp attivo.

In varie forme di attuazione, il convertitore flyback comprende un primo e un secondo terminale di ingresso per ricevere una tensione di ingresso e un primo e un secondo terminale di uscita per fornire una tensione di uscita. Il convertitore flyback comprende inoltre un trasformatore comprendente un avvolgimento primario e un avvolgimento secondario, in cui un’induttanza di dispersione e un’induttanza di magnetizzazione sono associate al trasformatore.

In varie forme di attuazione, un primo switch elettronico e l’avvolgimento primario sono connessi in serie tra il primo e il secondo terminale di ingresso, in cui il nodo intermedio tra il primo switch elettronico e l’avvolgimento primario rappresenta un nodo di fase, in cui una capacità è associata al nodo di fase. Per esempio, il primo switch elettronico può essere un FET a canale n.

In varie forme di attuazione, un circuito di clamp attivo è connesso in parallelo con l’avvolgimento primario, in cui il circuito di clamp attivo comprende una connessione serie di un condensatore di clamp e di un secondo switch elettronico. Per esempio, il secondo switch elettronico può essere un FET a canale n.

In varie forme di attuazione, un terzo switch elettronico e l’avvolgimento secondario sono connessi in serie tra il primo e il secondo terminale di uscita. Per esempio, il terzo switch elettronico può essere un FET a canale n o un diodo.

In varie forme di attuazione, un circuito di controllo del convertitore elettronico può così ripetere le fasi seguenti per ciascun ciclo di commutazione:

- durante un primo intervallo di tempo, chiudere il primo switch elettronico e aprire sia il secondo sia il terzo switch elettronico, per cui l’avvolgimento primario è connesso alla tensione di ingresso e la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario aumenta, immagazzinando con ciò energia nel trasformatore;

- durante un secondo intervallo di tempo successivo, aprire il primo, il secondo e il terzo switch elettronico, per cui la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario carica la capacità associata al nodo di fase;

- durante un terzo intervallo di tempo successivo, aprire il primo switch elettronico e chiudere sia il secondo sia il terzo switch elettronico, per cui il condensatore di clamp è connesso in parallelo con l’avvolgimento primario e la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario carica anche il condensatore di clamp, in cui il terzo intervallo di tempo termina quando la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario raggiunge lo zero;

- durante un quarto intervallo di tempo successivo, chiudere il terzo switch elettronico e aprire sia il primo sia il secondo switch elettronico, per cui la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario è zero e l’energia immagazzinata nel trasformatore è rilasciata mediante una corrente che scorre attraverso l’avvolgimento secondario, in cui il quarto intervallo di tempo termina quando la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento secondario raggiunge lo zero;

- durante un quinto intervallo di tempo successivo, aprire il primo switch elettronico e chiudere sia il secondo sia il terzo switch elettronico, per cui il condensatore di clamp è connesso in parallelo con l’avvolgimento primario, per cui il condensatore di clamp e l’induttanza di dispersione formano un circuito risonante avente un dato periodo di risonanza, e in cui il quinto intervallo di tempo termina dopo uno o più semiperiodi del periodo di risonanza;

- durante un sesto intervallo di tempo successivo, chiudere il secondo switch elettronico e aprire sia il primo sia il terzo switch elettronico, per cui la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario diminuisce, e in cui il sesto intervallo di tempo termina quando la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario è negativa; e - durante un settimo intervallo di tempo successivo, aprire il primo, il secondo e il terzo switch elettronico, per cui la corrente negativa che scorre attraverso l’avvolgimento primario scarica la capacità associata al nodo di fase.

Generalmente, il secondo switch elettronico può comprendere un diodo. In questo caso, il secondo switch elettronico può essere chiuso durante il terzo intervallo di tempo chiudendo questo diodo. Similmente, il terzo switch elettronico può comprendere o perfino consistere in un diodo. In questo caso, il terzo switch elettronico può essere chiuso durante almeno uno (o perfino tutti) tra il terzo intervallo di tempo, il quarto intervallo di tempo e il quinto intervallo di tempo chiudendo questo diodo.

In varie forme di attuazione, il circuito di controllo può controllare la durata del sesto intervallo di tempo determinando un valore di riferimento per la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario durante il sesto intervallo di tempo, il valore di riferimento essendo indicativo dell’energia richiesta per scaricare la capacità, e terminando/arrestando il sesto intervallo di tempo quando la corrente che scorre attraverso l’avvolgimento primario supera il dato valore di riferimento. In alternativa, il circuito di controllo può determinare una durata per il sesto intervallo di tempo in funzione del duty cycle del convertitore flyback, il duty cycle corrispondendo al rapporto tra la durata del primo intervallo di tempo e la durata di un ciclo di commutazione, e può terminare/arrestare il sesto intervallo di tempo dopo la durata determinata per il sesto intervallo di tempo.

In varie forme di attuazione, il valore di capacità del condensatore di clamp dovrebbe quindi essere selezionato in maniera appropriata. Per esempio, in varie forme di attuazione, un valore massimo per la tensione di uscita e un valore minimo per la tensione di ingresso sono determinati/ottenuti, per es. in base alla specifica di prodotto del convertitore elettronico. In seguito, un tempo di clamp minimo richiesto è determinato in funzione del valore massimo per la tensione di uscita e del valore minimo per la tensione di ingresso, ed è selezionato il valore di capacità del condensatore di clamp, in modo tale che un semiperiodo del periodo di risonanza del condensatore di clamp e dell’induttanza di dispersione sia più breve del tempo di clamp minimo richiesto.

Breve descrizione dei disegni annessi

Le forme di attuazione della presente descrizione saranno descritte ora con riferimento alle tavole dei disegni annessi, che sono forniti puramente a titolo di esempio non limitativo, e nei quali:

- la Figura 1 rappresenta un esempio di un convertitore flyback comprendente un clamp attivo;

- le Figure da 2A a 2D rappresentano una prima forma di attuazione del controllo del convertitore flyback della Figura 1;

- le Figure da 3A a 3E e 4 rappresentano una seconda forma di attuazione del controllo del convertitore flyback della Figura 1;

- le Figure 5A, 5B e 6 rappresentano una terza forma di attuazione del controllo del convertitore flyback della Figura 1; e

- la Figura 7 rappresenta una quarta forma di attuazione del controllo del convertitore flyback della Figura 1.

Descrizione dettagliata di forme di attuazione

Nella descrizione che segue, sono illustrati vari dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita delle forme di attuazione. Le forme di attuazione possono essere fornite senza uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono rappresentate o descritte in dettaglio in modo tale che vari aspetti delle forme di attuazione non siano resi poco chiari.

Un riferimento nel quadro di questa descrizione a “una forma di attuazione” intende indicare che una particolare configurazione, struttura, o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Così, le frasi come “in una forma di attuazione” o simili che possono essere presenti in vari punti di questa descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.

I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono la sfera di protezione o l’ambito delle forme di attuazione.

Nelle Figure da 2 a 7 descritte qui di seguito, parti, elementi o componenti che sono già stati descritti con riferimento alla Figura 1 sono indicati con gli stessi riferimenti usati precedentemente in queste figure. La descrizione di questi elementi è già stata fatta e non sarà ripetuta in seguito al fine di non sovraccaricare la presente descrizione dettagliata.

Come spiegato in precedenza, varie forme di attuazione della presente descrizione sono relative all’operazione di un convertitore flyback comprendente un clamp attivo. L’architettura generale di un tale convertitore flyback 20 è rappresentata nella Figura 1, e si applica nella sua interezza alla rispettiva descrizione, in particolare con riferimento alla connessione del convertitore flyback (trasformatore T, switch elettronici S1 e S3, e condensatore C) e del clamp attivo (switch elettronico S2 e condensatore C2). A questo riguardo, la presente descrizione è relativa al controllo implementato nel circuito di controllo 210. Specificamente, un tale circuito di controllo può essere un qualsiasi circuito di elaborazione digitale e/o analogico adatto, comprendendo un circuito integrato di controllo dedicato o un’unità di elaborazione programmabile, come un microprocessore programmato attraverso istruzioni software.

Come descritto in precedenza, il circuito di controllo 210 può pilotare un tale clamp attivo con un controllo complementare, comprendente di solito quattro fasi, che sono ripetute periodicamente:

- durante un primo intervallo di tempo Δt1, lo switch elettronico S1 è chiuso e lo switch elettronico S2 è aperto;

- durante un secondo intervallo (tempo morto) Δt2, lo switch elettronico S1 è aperto e lo switch elettronico S2 è aperto;

- durante un terzo intervallo di tempo Δt3, lo switch elettronico S1 è aperto e lo switch elettronico S2 è chiuso; e

- durante un quarto intervallo (tempo morto) Δt4, lo switch elettronico S1 è aperto e lo switch elettronico S2 è aperto.

Come rappresentato schematicamente nella Figura 2A, durante l’intervallo di tempo Δt1, la corrente Ipri nel lato primario scorre attraverso il trasformatore T e aumenta linearmente a un rate:

dIpri/dt = Vin / Lpri

dove Lpri rappresenta l’induttanza equivalente nel lato primario Lpri = LS LM.

Come rappresentato schematicamente nella Figura 2B, durante l’intervallo di tempo Δt2, entrambi gli switch elettronici S1 e S2 del lato primario sono spenti. La corrente Ipri scorre attraverso il lato primario del trasformatore T e i condensatori parassiti C1 nel nodo di fase (tra il trasformatore T e lo switch elettronico S1), aumentando con ciò la tensione Vlsd in questo nodo, che corrisponde per es. alla tensione di drain-source di un rispettivo FET S1 del lato basso (“low-side”).

Come rappresentato schematicamente nella Figura 2C, durante l’intervallo di tempo Δt3, la corrente Ipri scorre attraverso il lato primario T1. Fornendo un dimensionamento adatto dell’induttanza di dispersione LS del trasformatore T e della capacità di clamp C2, può essere generata un’oscillazione da questi componenti.

Allo stesso tempo, la differenza tra la corrente di magnetizzazione ILM che scorre attraverso l’induttanza di magnetizzazione LM e la corrente di dispersione ILS che scorre attraverso l’induttanza di dispersione LS scorre (in forma scalata a causa del rapporto di spire n del trasformatore T) come una corrente secondaria Isec attraverso il lato secondario T2 del trasformatore T.

Come rappresentato schematicamente nella Figura 2D, durante l’intervallo di tempo Δt4, spegnendo lo switch elettronico S2 alla fine dell’intervallo Δt3 quando la corrente del lato primario Ipri è negativa, questa corrente negativa scorre attraverso il trasformatore T e le capacità parassite C1 nel nodo di fase, scaricando con ciò le capacità parassite C1. Se le energie nell’induttanza di magnetizzazione LM e/o nell’induttanza di dispersione LS sono abbastanza alte quando lo switch elettronico S2 è disattivato alla fine dell’intervallo Δt3, il nodo di fase cala a zero, permettendo con ciò una commutazione a tensione zero (ZVS, “Zero Voltage Switching”) completa dello switch elettronico S1 all’inizio dell’intervallo Δt1 seguente.

Come descritto in precedenza, un tale controllo complementare ha vari inconvenienti. Tuttavia, gli inventori hanno osservato che il clamp attivo può anche essere pilotato con un controllo non complementare.

Specificamente, come rappresentato schematicamente nella Figura 3A, chiudendo lo switch elettronico S1 durante l’intervallo di tempo Δt1 (con gli switch S2 e S3 aperti), la corrente Ipri nel lato primario scorre attraverso il trasformatore T e aumenta linearmente. Sostanzialmente, questa fase è invariata in confronto al controllo complementare rappresentato nella Figura 2A.

Come rappresentato schematicamente nella Figura 3B, durante un secondo intervallo di tempo Δt2’, il circuito di controllo 210 mantiene aperti tutti gli switch elettronici S1, S2 e S3. Tuttavia, quando è implementato lo switch elettronico S2 con un FET, alla fine di questa fase, la corrente Ipri nell’induttanza di dispersione del lato primario è diretta al condensatore di clamp C2 attraverso il diodo body del transistore S2 (o un diodo D2 simile connesso in parallelo con lo switch elettronico S2) finché la corrente Ipri cala a zero.

Come rappresentato schematicamente nella Figura 3C, durante un terzo intervallo di tempo Δt3a’, lo switch S2 del lato alto (“high-side”) è mantenuto off (o può essere mantenuto on per il periodo di conduzione del diodo associato allo switch S2), mentre lo switch S3 del raddrizzatore è attivato. Sostanzialmente, in questa fase, non scorre alcuna corrente sul lato primario (Ipri = 0), mentre la corrente scorre all’uscita sul lato secondario T2. Sostanzialmente, questa fase corrisponde alla fase di flyback di un convertitore flyback tradizionale.

Come rappresentato schematicamente nella Figura 3D, quando la corrente Isec sul lato secondario T2 raggiunge lo zero, il circuito di controllo 210 attiva lo switch S2 highside, facendo così iniziare un quarto intervallo di tempo Δt3b’. Sostanzialmente, all’inizio di questo intervallo, la tensione sul condensatore di clamp C2 è leggermente più alta della tensione riflessa dal lato secondario, per cui la corrente Isec sul lato secondario inizia di nuovo ad aumentare. Sostanzialmente, in questa condizione può essere presente di nuovo una risonanza tra la capacità di clamp C2 e l’induttanza di dispersione LS. Allo stesso tempo, la corrente ILM sull’induttanza di magnetizzazione LM diventa negativa.

Dopo un tempo che è preferibilmente abbastanza lungo da fornire abbastanza energia nell’induttanza di magnetizzazione LM da forzare una commutazione soft, sia lo switch elettronico del raddrizzatore (S3) sia quello highside (S2) sono disattivati, terminando con ciò il quarto intervallo di tempo Δt3b’.

Così, come rappresentato schematicamente nella Figura 3E, spegnendo lo switch elettronico S2 alla fine dell’intervallo Δt3b’, quando la corrente di magnetizzazione ILM è negativa, questa corrente negativa scorre attraverso il trasformatore T e le capacità parassite C1 nel nodo di fase, scaricando con ciò le capacità parassite C1 e permettendo una commutazione a tensione zero completa dello switch elettronico S1 all’inizio dell’intervallo Δt1 seguente.

La Figura 4 rappresenta a questo riguardo una forma di attuazione delle forme d’onda della corrente del lato secondario Isec, della corrente del lato primario Ipri (comprendendo anche la parte della corrente di magnetizzazione ILM), della tensione Vlsd nel nodo di fase (tra l’avvolgimento primario T1 e lo switch elettronico S1) e dei segnali di pilotaggio LSGD, HSGD e SRGD per gli switch S1, S2 e S3, rispettivamente.

Gli inventori hanno osservato che un tale controllo non complementare permette di raggiungere un basso ringing sul lato secondario T2 regolando il rapporto del trasformatore n (rapporto tra gli avvolgimenti dell’avvolgimento primario T1 e dell’avvolgimento secondario T2) e la capacità di clamp C2 per una data tensione di ingresso Vin e tensione di uscita Vout. Tuttavia, gli inventori hanno osservato che è difficile fornire un adattamento per un ampio intervallo di tensioni di ingresso/uscita.

La Figura 6 rappresenta una forma di attuazione di un controllo modificato implementato nel circuito di controllo 210.

Specificamente, durante un primo intervallo di tempo Δt1, il circuito di controllo genera il segnale di pilotaggio LSGD, HSGD e SRGD al fine di chiudere lo switch elettronico S1, e aprire gli switch elettronici S2 e S3. Sostanzialmente, questa fase rimane invariata in confronto ai controlli rappresentati nelle Figure 2A e 3A. Così, l’avvolgimento primario T1 è connesso alla tensione di ingresso Vin e la corrente Ipri nel lato primario T1 aumenta linearmente. Come sarà descritto in maggiore dettaglio in seguito, in varie forme di attuazione, il circuito di controllo 210 può variare la durata dell’intervallo di tempo Δt1 al fine di regolare la tensione di uscita Vout a un dato valore di riferimento indicativo di una tensione di uscita richiesta.

Durante un secondo intervallo di tempo Δt2a, il circuito di controllo 210 mantiene aperti tutti gli switch elettronici S1, S2 e S3. Così, la corrente (positiva) Ipri nell’induttanza di dispersione del lato primario alla fine dell’intervallo Δt1 carica la capacità parassita C1 e la tensione Vlsd nel nodo di fase aumenta.

Una volta che la tensione Vlsd nel nodo di fase ha raggiunto una data soglia, lo switch elettronico S2 è chiuso. Specificamente, a questo scopo, il circuito di controllo 210 può impostare il segnale di controllo HDGD al fine di chiudere direttamente lo switch elettronico S2, o lo switch elettronico S2 può essere chiuso automaticamente attraverso il rispettivo diodo D2 connesso in parallelo con lo switch elettronico S2, come il diodo body di un rispettivo FET. Per esempio, l’uso di un tale diodo D2 ha il vantaggio che il circuito di controllo 210 non deve monitorare la tensione nel nodo di fase.

Così, durante il terzo intervallo di tempo Δt2b seguente, la corrente Ipri nell’induttanza di dispersione del lato primario è fornita anche al condensatore di clamp C2 finché cala a zero. Per esempio, a questo scopo, il circuito di controllo 210 può monitorare la corrente Ipri e determinare quando la corrente Ipri raggiunge lo zero.

Nella forma di attuazione considerata, il circuito di controllo 210 chiude lo switch elettronico S3 durante l’intervallo di tempo Δt2b, permettendo con ciò un flusso di corrente nel lato secondario T2 del trasformatore T. Come sarà descritto in maggiore dettaglio in seguito, lo switch elettronico S3 può anche essere implementato soltanto con un diodo D3 o un diodo D3 può essere connesso in parallelo con lo switch elettronico S3, come il diodo body di un rispettivo FET. Di conseguenza, anche il segnale di pilotaggio SRGD può non essere richiesto e così è puramente opzionale.

Così, gli intervalli di tempo Δt2a e Δt2b corrispondono sostanzialmente al secondo intervallo di tempo Δt2’ descritto con riferimento alla Figura 3B.

Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, alla fine dell’intervallo Δt2b la corrente del lato primario Ipri raggiunge lo zero e la corrente del lato secondario Isec raggiunge il suo valore di picco massimo.

Durante l’intervallo di tempo Δt3a’ seguente, gli switch elettronici S1 e S2 sono così aperti e lo switch elettronico S3 è chiuso. Di conseguenza, la corrente del lato primario Ipri rimane a zero, mentre la corrente Isec scorre all’uscita sul lato secondario T2. Specificamente, l’intervallo di tempo Δt3a’ termina quando la corrente del lato secondario Isec raggiunge lo zero. Per esempio, a questo scopo, il circuito di controllo 210 può monitorare la corrente Isec e determinare quando la corrente Isec raggiunge lo zero.

Sostanzialmente, questo intervallo di tempo Δt3a’ corrisponde alla fase di flyback già descritta con riferimento alla Figura 3C. Tuttavia, in confronto alla forma di attuazione descritta con riferimento alle Figure 3 e 4, l’operazione cambia per gli intervalli di tempo seguenti.

Specificamente, in modo simile alla Figura 3D, il circuito di controllo 210 chiude quindi lo switch elettronico S2 durante un intervallo di tempo Δt3c.

Specificamente, come rappresentato nella Figura 5A, durante questo stato di commutazione, lo switch elettronico S1 è aperto e gli switch elettronici S2 e S3 sono chiusi. Così, questo stato di commutazione corrisponde più o meno allo stato di commutazione descritto con riferimento alla Figura 3D, con qualche differenza sostanziale che sarà descritta in maggiore dettaglio in seguito.

Specificamente, all’inizio di questo intervallo Δt3c, la tensione sul condensatore di clamp C2 è leggermente più alta della tensione riflessa dal lato secondario, per cui la corrente Isec sul lato secondario inizia di nuovo ad aumentare. Inoltre, in questa condizione è presente una risonanza tra la capacità di clamp C2 e l’induttanza di dispersione LS del trasformatore. Specificamente, questa risonanza ha un periodo Tres corrispondente a:

Allo stesso tempo, la corrente ILM sull’induttanza di magnetizzazione LM diventa negativa.

Tuttavia, con riferimento alla Figura 3D, nella forma di attuazione considerata, l’intervallo di tempo Δt3c termina dopo Tres/2, cioè dopo un semiperiodo dell’oscillazione della capacità di clamp C2 e dell’induttanza di dispersione LS. In varie forme di attuazione, il circuito di controllo 210 può determinare la fine dell’intervallo di tempo Δt3c determinando se la corrente Isec raggiunge di nuovo lo zero o la durata dell’intervallo di tempo Δt3c può essere fissata a Tres/2.

Così, mentre nella Figura 3D la corrente sia nel lato primario sia in quello secondario è troncata, nella forma di attuazione considerata attualmente, l’intervallo di tempo Δt3c termina nell’istante in cui la corrente del lato secondario Isec raggiunge lo zero.

Così, all’inizio dell’intervallo di tempo Δt3d seguente, il circuito di controllo 210 può aprire lo switch elettronico S3 a una corrente zero.

Il rispettivo stato di commutazione durante l’intervallo Δt3d è rappresentato nella Figura 5B. Specificamente, durante l’intervallo Δt3d, gli switch elettronici S1 e S3 sono aperti, e lo switch elettronico S2 rimane chiuso.

In varie forme di attuazione, la durata di questa fase Δt3d è determinata dall’energia da immagazzinare sull’induttanza di magnetizzazione LM del trasformatore per ottenere una commutazione soft dello switch elettronico S1 nella prossima fase.

Gli inventori hanno osservato che l’energia ESS richiesta per ottenere una tale commutazione soft può essere <approssimata come>

Partendo da un passaggio per lo zero (alla fine dell’intervallo Δt3a’/inizio dell’intervallo Δt3c), la corrente nell’induttore di magnetizzazione LM aumenta <approssimativamente come>

dove n è il rapporto di spire tra l’avvolgimento primario e quello secondario e tclamp è il tempo di clamp totale corrispondente alla somma delle durate degli intervalli Δt3c e Δt3d (cioè, tclamp = Δt3c Δt3d).

<L’energia ELM nell’induttore di magnetizzazione LM è:>

<cioè, combinando le Equazioni (3) e (4):>

Di conseguenza, per ottenere un’energia ELM nell’induttore di magnetizzazione uguale all’energia ESS richiesta, il tempo di clamp totale può essere calcolato <dalle Equazioni (2) e (5) come:>

Così, l’Equazione (6) può essere usata per calcolare la durata di clamp totale tclamp. In alternativa, possono essere usate le Equazioni (2) e (4) per determinare un valore di soglia per la corrente nel lato primario Ipri (che, durante l’intervallo Δt3d, corrisponde alla corrente di magnetizzazione ILM) e il circuito di controllo 210 può monitorare la corrente del lato primario Ipri e il circuito di controllo 210 può terminare l’intervallo Δt3d quando la corrente del lato primario Ipri raggiunge il dato valore di soglia.

Così, alla fine dell’intervallo Δt3d, la corrente primaria Ipri è negativa e l’induttanza di magnetizzazione LM ha immagazzinato abbastanza energia da scaricare la capacità parassita C1 associata al nodo di fase.

Durante un intervallo di tempo Δt4 seguente, il circuito di controllo 210 può così spegnere lo switch elettronico S2. Così, durante l’intervallo di tempo Δt4 (che corrisponde sostanzialmente alla situazione già descritta con riferimento alle Figure 2D e 3E), la corrente primaria Ipri negativa scorre attraverso il trasformatore T e le capacità parassite C1 nel nodo di fase, scaricando con ciò le capacità parassite C1. Inoltre, una volta che la tensione Vlsd nel nodo di fase raggiunge lo zero, il circuito di controllo 210 può chiudere di nuovo lo switch elettronico S1, facendo partire con ciò l’intervallo di tempo Δt1 seguente. Per esempio, a questo scopo, il circuito di controllo 210 può monitorare la tensione nel nodo di fase. Generalmente, anche la durata dell’intervallo di tempo Δt4 può essere fissata.

Così, nella forma di attuazione considerata, ciascun ciclo di commutazione ha la durata di commutazione TSW seguente:

TSW = Δt1 Δt2a Δt2b Δt3a’ Δt3c Δt3d Δt4.

Nella forma di attuazione considerata, lo switch elettronico S3 è chiuso quando la corrente secondaria Isec è positiva (intervalli Δt2b, Δt3a’ e Δt3c). Così, questo switch elettronico S3 potrebbe anche essere implementato con un diodo D3 o con un diodo connesso in parallelo con lo switch elettronico S3, come un diodo body di un rispettivo FET, in cui:

- l’anodo del diodo D3 è connesso al terminale 202b e il catodo è connesso all’avvolgimento secondario T2 (come rappresentato nella Figura 1), o

- l’anodo del diodo è connesso all’avvolgimento secondario T2 e il catodo è connesso al terminale 202a.

Inoltre, come descritto in precedenza, l’inizio e la fine dell’intervallo Δt2b possono essere automaticamente connettendo un diodo D2 in parallelo con lo switch elettronico S2, come il diodo body di un rispettivo FET, in cui l’anodo è connesso al nodo di fase e il catodo è connesso al condensatore C2.

Così, in varie forme di attuazione, il circuito di controllo 210 può generare soltanto i segnali di controllo LSGD e HSGB al fine di controllare la durata Δt1 (lo switch elettronico S1 è chiuso) e la durata tclamp = Δt3c Δt3d (lo switch elettronico S2 è chiuso). Generalmente, nelle forme di attuazione considerate, il circuito di controllo 210 dovrebbe anche determinare la fine dell’intervallo Δt3a’ quando la corrente del lato secondario Isec raggiunge lo zero.

Specificamente, il circuito di controllo 210 può variare la durata Δt1 al fine di ottenere una data tensione di uscita Vout. In effetti, in un convertitore flyback, il rapporto Vin/Vout tra la tensione di ingresso e quella di uscita è proporzionale al termine D/(1-D), dove D = Δt1/TSW è il duty cycle.

Per contro, come descritto con riferimento all’Equazione (6), la durata tclamp dovrebbe anche tenere conto del rapporto Vin/Vout. Così, invece di misurare la tensione di ingresso Vin, la durata tclamp può essere calcolata moltiplicando un parametro fisso per D/(1-D), cioè il circuito di controllo 210 può determinare la durata tclamp in funzione del duty cycle D, che è determinato a sua volta in funzione della durata Δt1.

Nella forma di attuazione considerata, il condensatore di clamp C2 dovrebbe così essere dimensionato al fine di immagazzinare abbastanza energia da raggiungere la condizione di ZVS sul lato primario T1, ma abbastanza piccolo da completare un semi-risonanza con l’induttanza di dispersione LS durante la fase Δt3c.

Specificamente, come rappresentato nell’Equazione (1), la durata di clamp minima è determinata dai valori del condensatore di clamp C2 e dell’induttanza di dispersione LS. In generale, gli inventori hanno osservato che è desiderabile mantenere questa durata tanto breve quanto richiesto per ottenere una commutazione soft secondo la condizione che richiede il più breve tempo di clamping, che, come rappresentato nell’Equazione (6), avviene nella condizione operativa in cui la tensione di ingresso Vin ha il suo valore minimo e la tensione di uscita Vout ha il suo valore massimo.

Gli inventori hanno osservato che questo controllo fornisce i risultati migliori con un raddrizzatore sincrono sul secondo lato, mentre può essere applicato perfino a un sistema con un raddrizzamento non sincrono.

La Figura 7 rappresenta una seconda forma di attuazione del pilotaggio implementato nel circuito di controllo.

Specificamente, come descritto in precedenza, il circuito di controllo 210 determina la fine dell’intervallo Δt3c quando la corrente del lato secondario Isec raggiunge lo zero, per es. monitorando la corrente del lato secondario Isec o usando una durata fissa per l’intervallo Δt3c, che corrisponde a Tres/2.

Tuttavia, come rappresentato nella Figura 7, il circuito di controllo 210 non deve necessariamente terminare l’intervallo Δt3c (intervallo Δt3c’ nella Figura 7) dopo il primo semiperiodo della risonanza Tres, ma il circuito di controllo 210 può terminare l’intervallo Δt3c’ dopo un multiplo di Tres/2, cioè in istanti che corrispondono a semiperiodi multipli dell’oscillazione. In effetti, in ciascuno di questi istanti la corrente del lato secondario Isec sarebbe zero. Così, in varie forme di attuazione, il circuito di controllo 210 può determinare la fine dell’intervallo di tempo Δt3c’ determinando se la corrente Isec ha raggiunto lo zero per un dato numero N di volte o la durata dell’intervallo di tempo Δt3c può essere fissata a N·Tres/2, con N che è un numero intero positivo. Per esempio, nella Figura 2, la durata dell’intervallo Δt3c’ corrisponde a Tres, cioè N = 2.

Naturalmente, fermi restando i principi di fondo dell’invenzione, i dettagli di costruzione e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto è stato descritto e illustrato qui, puramente a titolo di esempio, senza uscire con ciò dall’ambito della presente invenzione, come definito dalle rivendicazioni che seguono.

Claims

RIVENDICAZIONI 1. Un procedimento per operare un convertitore flyback (20), detto convertitore flyback (20) comprendendo: - un primo (200a) e un secondo (200b) terminale di ingresso per ricevere una tensione di ingresso (Vin); - un primo (202a) e un secondo (202b) terminale di uscita per fornire una tensione di uscita (Vout); - un trasformatore (T) comprendente un avvolgimento primario (T1) e un avvolgimento secondario (T2), in cui un’induttanza di dispersione (LS) e un’induttanza di magnetizzazione (LM) sono associate a detto trasformatore (T); - un primo switch elettronico (S1), in cui detto primo switch elettronico (S1) e detto avvolgimento primario (T1) sono connessi in serie tra detto primo (200a) e detto secondo (200b) terminale di ingresso, in cui il nodo intermedio tra detto primo switch elettronico (S1) e detto avvolgimento primario (T1) rappresenta un nodo di fase, in cui una capacità (C1) è associata a detto nodo di fase; - un circuito di clamp attivo connesso in parallelo con detto avvolgimento primario (T1), detto circuito di clamp attivo comprendendo una connessione serie di un condensatore di clamp (C2) e di un secondo switch elettronico (S2); - un terzo switch elettronico (S3), in cui detto terzo switch elettronico (S3) e detto avvolgimento secondario (T2) sono connessi in serie tra detto primo (202a) e detto secondo (202b) terminale di uscita; e in cui il procedimento comprende di ripetere le fasi seguenti per ciascun ciclo di commutazione: - durante un primo intervallo di tempo (Δt1), chiudere detto primo switch elettronico (S1) e aprire sia detto secondo (S2) sia detto terzo (S3) switch elettronico, per cui detto avvolgimento primario (T1) è connesso a detta tensione di ingresso (Vin) e la corrente che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) aumenta, immagazzinando con ciò energia in detto trasformatore (T); - durante un secondo intervallo di tempo (Δt2a) successivo, aprire detto primo (S1), detto secondo (S2) e detto terzo (S3) switch elettronico, per cui la corrente (Ipri) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) carica detta capacità (C1) associata a detto nodo di fase; - durante un terzo intervallo di tempo (Δt2b) successivo, aprire detto primo switch elettronico (S1) e chiudere sia detto secondo (S2) sia detto terzo (S3) switch elettronico, per cui detto condensatore di clamp (C2) è connesso in parallelo con detto avvolgimento primario (T1) e la corrente (Ipri) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) carica anche detto condensatore di clamp (C2), in cui detto terzo intervallo di tempo (Δt2b) termina quando detta corrente (Ipri) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) raggiunge lo zero; - durante un quarto intervallo di tempo (Δt3a’) successivo, chiudere detto terzo switch elettronico (S3) e aprire sia detto primo (S1) sia detto secondo (S2) switch elettronico, per cui la corrente (Ipri) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) è zero e l’energia immagazzinata in detto trasformatore (T) è rilasciata mediante una corrente (Isec) che scorre attraverso detto avvolgimento secondario (T2), in cui detto quarto intervallo di tempo (Δt3a’) termina quando detta corrente (Isec) che scorre attraverso detto avvolgimento secondario (T2) raggiunge lo zero; - durante un quinto intervallo di tempo (Δt3c; Δt3c’) successivo, aprire detto primo switch elettronico (S1) e chiudere sia detto secondo (S2) sia detto terzo (S3) switch elettronico, per cui detto condensatore di clamp (C2) è connesso in parallelo con detto avvolgimento primario (T1), per cui detto condensatore di clamp (C2) e detta induttanza di dispersione (LS) formano un circuito risonante avente un dato periodo di risonanza, e in cui detto quinto intervallo di tempo (Δt3c; Δt3c’) termina dopo uno o più semiperiodi di detto periodo di risonanza; - durante un sesto intervallo di tempo (Δt3d) successivo, chiudere detto secondo switch elettronico (S2) e aprire sia detto primo (S1) sia detto terzo (S3) switch elettronico, per cui la corrente (Isec) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) diminuisce, e in cui detto sesto intervallo di tempo (Δt3d) termina quando detta corrente (Isec) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) è negativa; e - durante un settimo intervallo di tempo (Δt4d) successivo, aprire detto primo (S1), detto secondo (S2) e detto terzo (S3) switch elettronico, per cui la corrente negativa (Ipri) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) scarica detta capacità (C1) associata a detto nodo di fase.
2. Il procedimento secondo la Rivendicazione 1, in cui detto secondo switch elettronico (S2) comprende un primo diodo (D2), e in cui detto secondo switch elettronico (S2) è chiuso durante detto terzo intervallo di tempo (Δt2b) chiudendo detto primo diodo (D2).
3. Il procedimento secondo la Rivendicazione 1 o la Rivendicazione 2, in cui detto terzo switch elettronico (S3) comprende un secondo diodo (D3), e in cui detto terzo switch elettronico (S3) è chiuso durante almeno uno tra detto terzo intervallo di tempo (Δt2b), detto quarto intervallo di tempo (Δt3a’) e detto quinto intervallo di tempo (Δt3c; Δt3c’) chiudendo detto secondo diodo (D3).
4. Il procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente: - determinare un valore di riferimento per detta corrente (Isec) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) durante detto sesto intervallo di tempo (Δt3d), detto valore di riferimento essendo indicativo dell’energia richiesta per scaricare detta capacità (C1); e - terminare detto sesto intervallo di tempo (Δt3d) quando detta corrente (Isec) che scorre attraverso detto avvolgimento primario (T1) supera detto dato valore di riferimento.
5. Il procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti da 1 a 3, comprendente: - determinare una durata per detto sesto intervallo di tempo (Δt3d) in funzione dei duty cycle di detto convertitore flyback (20), detti duty cycle corrispondendo al rapporto tra la durata di detto primo intervallo di tempo (Δt1) e la durata di un ciclo di commutazione; e - terminare detto sesto intervallo di tempo (Δt3d) dopo detta durata per detto sesto intervallo di tempo (Δt3d).
6. Il procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente: - ottenere un valore massimo per detta tensione di uscita (Vout) e un valore minimo per detta tensione di ingresso (Vin); - determinare un tempo di clamp minimo richiesto in funzione di detto valore massimo per detta tensione di uscita (Vout) e detto valore minimo per detta tensione di ingresso (Vin); - selezionare il valore di capacità di detto condensatore di clamp (C2), in modo tale che un semiperiodo di detto periodo di risonanza di detto condensatore di clamp (C2) e di detta induttanza di dispersione (LS) sia più breve di detto tempo di clamp minimo richiesto.
7. Un circuito di controllo per un convertitore flyback (20) comprendente un clamp attivo (C2, S2), detto circuito di controllo essendo configurato per implementare la fase del procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti.
8. Un convertitore flyback (20) comprendente: - un primo (200a) e un secondo (200b) terminale di ingresso per ricevere una tensione di ingresso (Vin); - un primo (202a) e un secondo (202b) terminale di uscita per fornire una tensione di uscita (Vout); - un trasformatore (T) comprendente un avvolgimento primario (T1) e un avvolgimento secondario (T2), in cui un’induttanza di dispersione (LS) e un’induttanza di magnetizzazione (LM) sono associate a detto trasformatore (T); - un primo switch elettronico (S1), in cui detto primo switch elettronico (S1) e detto avvolgimento primario (T1) sono connessi in serie tra detto primo (200a) e detto secondo (200b) terminale di ingresso, in cui il nodo intermedio tra detto primo switch elettronico (S1) e detto avvolgimento primario (T1) rappresenta un nodo di fase, in cui una capacità (C1) è associata a detto nodo di fase; - un circuito di clamp attivo connesso in parallelo con detto avvolgimento primario (T1), detto circuito di clamp attivo comprendendo una connessione serie di un condensatore di clamp (C2) e un secondo switch elettronico (S2); - un terzo switch elettronico (S3), in cui detto terzo switch elettronico (S3) e detto avvolgimento secondario (T2) sono connessi in serie tra detto primo (202a) e detto secondo (202b) terminale di uscita; e - un circuito di controllo secondo la Rivendicazione 8.
9. Il convertitore flyback (20) secondo la Rivendicazione 8, in cui: - detto primo switch elettronico (S1) è un FET a canale n; - detto secondo switch elettronico (S2) è un FET a canale n; e - detto terzo switch elettronico (S3) è un FET a canale n o un diodo (D3).