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TWI893809B - 返馳式開關變換器及其控制電路 - Google Patents

返馳式開關變換器及其控制電路

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Publication number
TWI893809B
TWI893809B TW113118213A TW113118213A TWI893809B TW I893809 B TWI893809 B TW I893809B TW 113118213 A TW113118213 A TW 113118213A TW 113118213 A TW113118213 A TW 113118213A TW I893809 B TWI893809 B TW I893809B
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TW
Taiwan
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transistor
signal
discharge
driver
switching converter
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TW113118213A
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English (en)
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Inventor
許祥勇
蔣香華
Original Assignee
大陸商杰華特微電子股份有限公司
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Publication date
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Abstract

本發明涉及一種返馳式開關變換器及其控制電路，該控制電路包括：控制信號產生模組，用於提供第一控制信號；驅動器，用於根據第一控制信號為第一電晶體提供第一驅動信號，以控制第一電晶體的導通與關斷，驅動器還用於在返馳式開關變換器進行功率輸出時根據第一電晶體上的壓降進行過流檢測，以及在返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時為諧振電容提供放電路徑。本發明能夠在系統關機或進入保護狀態時對諧振電容上的殘餘電荷進行釋放，且系統的複雜度和成本更低。

Description

返馳式開關變換器及其控制電路
本發明涉及開關電源技術領域，具體涉及一種返馳式開關變換器及其控制電路。
隨著電力電子領域的迅猛發展，開關變換器的應用越來越廣泛，特別是人們對高功率密度、高可靠性和小體積的開關變換器提出了更多的要求。一般傳統的小功率開關變換器採用返馳拓撲實現，其具有結構簡單、成本低廉等優點。其中，不對稱半橋返馳變換器(Asymmetric Half Bridge Converter，簡稱AHB)具有隔離的附加優點，且在和常規的脈寬調變(Pulse Width Modulation，PWM)或準諧振返馳變換器的器件數量和複雜度比較接近的條件下能夠實現兩個電晶體的零電壓導通，回收漏感能量，並且容易實現自驅動同步整流，在有效提升效率的同時減小變壓器體積，成為一個比較好的應用方案。
但是，傳統AHB在關機後，諧振電容存在殘餘電荷，該殘餘電荷在AHB再次開機後會導致電路的部分器件上產生很大電流，影響器件的可靠性。
因此，有必要提供改進的技術方案以克服現有技術中存在的以上技術問題。
為了解決上述技術問題，本發明提供了一種返馳式開關變換器及其控制電路，可以解決系統關機時諧振電容上的殘餘電荷釋放問題，並能夠降低系統的複雜度和成本。
根據本發明第一方面，提供了一種返馳式開關變換器的控制電路，所述返馳式開關變換器包括：變壓器、第一電晶體、以及在所述第一電晶體 的導通狀態下形成的諧振回路中的諧振電容，所述控制電路與所述第一電晶體耦接，所述控制電路包括：
控制信號產生模組，用於提供第一控制信號；
驅動器，與所述控制信號產生模組和所述第一電晶體耦接，用於根據所述第一控制信號為所述第一電晶體提供第一驅動信號，以控制所述第一電晶體的導通與關斷，
其中，所述驅動器還用於在所述返馳式開關變換器進行功率輸出時根據所述第一電晶體上的壓降進行過流檢測，以及在所述返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時為所述諧振電容提供放電路徑。
可選地，所述驅動器接收使能信號，並在所述使能信號有效的情況下工作於過流檢測模式，在所述使能信號無效的情況下工作於放電模式，
其中，在所述返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時所述使能信號無效，否則所述使能信號有效；
在所述過流檢測模式下，所述驅動器在所述第一驅動信號有效時進行過流檢測；
在所述放電模式下，所述驅動器為所述諧振電容提供放電路徑。
可選地，所述驅動器包括第二電晶體；
在所述過流檢測模式下，所述第二電晶體受控於所述第一驅動信號而處於導通或關斷狀態，所述驅動器被配置為在所述第二電晶體處於導通狀態時採樣所述第一電晶體上的壓降以進行過流檢測；
在所述放電模式下，所述第二電晶體受控於所述使能信號而導通至少第一時間，所述驅動器被配置為在所述第二電晶體處於導通狀態時為所述諧振電容提供放電路徑。
可選地，所述放電路徑包括：
耗能元件，第一端與參考地耦接，第二端通過所述第二電晶體與所述諧振電容耦接。
可選地，所述驅動器包括第二電晶體和第三電晶體；
在所述過流檢測模式下，所述第二電晶體受控於所述第一驅動信號而處於導通或關斷狀態，所述第三電晶體受控於所述使能信號而處於關斷狀態，所述驅動器被配置為在所述第二電晶體處於導通狀態時採樣所述第一電晶體上的壓降以進行過流檢測；
在所述放電模式下，所述第二電晶體和所述第三電晶體受控於所述使能信號而導通至少第一時間，所述驅動器被配置為在所述第二電晶體和所述第三電晶體處於導通狀態時為所述諧振電容提供放電路徑。
可選地，所述放電路徑包括：
耗能元件，第一端通過所述第三電晶體與參考地耦接，第二端通過所述第二電晶體與所述諧振電容耦接。
可選地，所述耗能元件包括電阻元件。
可選地，在所述過流檢測模式下，所述第二電晶體受控於所述第一驅動信號而在所述第一電晶體導通時導通，以使得所述驅動器能夠在所述第一電晶體導通時採樣所述第一電晶體上的壓降來獲得採樣信號，
其中，所述驅動器在所述採樣信號大於預設的過流保護閾值時輸出有效的過流保護信號，並控制所述返馳式開關變換器處於過流保護狀態。
可選地，所述驅動器還包括：
比較電路，第一輸入端與所述第二電晶體耦接以在所述第二電晶體處於導通狀態時接收所述採樣信號，第二輸入端接收所述過流保護閾值，所述比較電路的輸出端輸出所述過流保護信號。
可選地，所述驅動器還包括：
與門邏輯電路，第一輸入端接收所述過流保護信號，第二輸入端接收所述第一控制信號，輸出端輸出所述第一驅動信號。
可選地，所述驅動器還包括：
放電控制單元，輸入端接收所述使能信號，輸出端輸出放電控制信號，所述放電控制單元用於在所述放電模式下控制所述第二電晶體的導通時間；
或門邏輯電路，第一輸入端接收所述第一驅動信號，第二輸入端接收所述放電控制信號，輸出端與所述第二電晶體的控制端耦接。
可選地，所述放電控制單元被配置為在接收的所述使能信號處於無效狀態的情況下，持續輸出有效的所述放電控制信號。
可選地，放電控制單元被配置為在接收的所述使能信號變為無效狀態後的所述第一時間內，輸出有效的所述放電控制信號。
可選地，所述放電控制單元包括：
非門邏輯電路，輸入端接收所述使能信號，輸出端輸出所述放電控制信號。
可選地，所述放電控制單元包括：
計時器，接收所述使能信號，並在所述使能信號變為無效狀態時開始計時，以及在計時值達到計時閾值時停止計時，所述計時閾值表徵所述第一時間，
其中，所述計時器被配置為在計時期間輸出有效的所述放電控制信號。
可選地，所述計時閾值為預先設定的數值。
可選地，所述計時閾值回應於對所述諧振電容兩端電壓的檢測結果而確定。
可選地，所述放電控制單元還包括：
電壓檢測單元，用於在所述放電模式下對所述諧振電容兩端的電壓進行檢測，並在檢測到所述諧振電容兩端的電壓下降至預設的電壓閾值時生成觸發信號，以觸發所述計時器停止計時。
根據本發明第二方面，提供了一種返馳式開關變換器，包括：
變壓器、主電晶體、第一電晶體、以及在所述第一電晶體的導通狀態下形成的諧振回路中的諧振電容；
如本發明任一實施例所述的控制電路，分別與所述主電晶體和所述第一電晶體耦接，用於控制所述主電晶體和所述第一電晶體的導通與關斷，所述控制電路還用於在所述返馳式開關變換器進行功率輸出時根據所述第一電晶 體上的壓降進行過流檢測，以及在所述返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時為所述諧振電容提供放電路徑。
可選地，所述主電晶體和所述第一電晶體依次串聯連接在所述返馳式開關變換器的輸入端與參考地之間。
可選地，所述第一電晶體和所述主電晶體依次串聯連接在所述返馳式開關變換器的輸入端與參考地之間。
可選地，所述諧振電容、所述第一電晶體和所述主電晶體依次串聯連接在所述返馳式開關變換器的輸入端與參考地之間。
本發明的有益效果至少包括：
本發明實施例設置開關變換器系統中的驅動器在能夠實現對系統的過流保護的同時，還能夠在系統關機或進入保護狀態時對諧振電容上的殘餘電荷進行釋放，相當於在驅動器中同時集成了過流檢測線路和至少部分放電路徑，並且由於對驅動器的過流檢測功能和對諧振電容的放電功能發生在不同的時間段，使得過流檢測線路和放電路徑能夠被部分複用，不僅能夠提高集成度，也利於降低系統的複雜度和成本。
應當說明的是，以上的一般描述和後文的細節描述僅是示例性和解釋性的，並不能限制本發明。
1:放電單元
100:控制電路
110:控制信號產生模組
120,130:驅動器
131:比較器
132:與門邏輯電路
133:或門邏輯電路
134:非門邏輯電路
135:計時器
136:電壓檢測單元
2:控制模組
C1、C2:電容
Co:輸出電容
Cr:諧振電容
D1:二極體
Dr1,Dr2:控制信號
Dr3:放電控制信號
EN:使能信號
Lk:電感
Lm:勵磁電感
Np:一次繞組
Ns:二次繞組
OCP:過流保護信號
Q1、Q2、Q3、Q4:電晶體
R1:電阻
SW:節點
Tn1:計時閾值
TR:變壓器
Vcr,Vsw:電壓
Vgs1、Vgs2、Vgs3:驅動信號
Vin:輸入電壓
Vo:直流輸出電壓
Vref_ocp:過流保護閾值
圖1a示出一種非對稱半橋拓撲形式的返馳式開關變換器的電路示意圖；
圖1b示出另一種非對稱半橋拓撲形式的返馳式開關變換器的電路示意圖；
圖1c示出一種有源鉗位拓撲形式的返馳式開關變換器的電路示意圖；
圖2示出一種返馳式開關變換器的電路示意圖；
圖3示出根據本發明實施例提供的一種返馳式開關變換器的電路示意圖；
圖4示出根據本發明第一實施例提供的圖3中驅動器的電路示意圖；
圖5示出根據本發明第二實施例提供的圖3中驅動器的電路示意圖；
圖6示出根據本發明第三實施例提供的圖3中驅動器的電路示意圖；
圖7示出根據本發明第四實施例提供的圖3中驅動器的電路示意圖。
為了便於理解本發明，下面將參照相關圖式對本發明進行更全面的描述。圖式中給出了本發明的較佳實施例。但是，本發明可以通過不同的形式來實現，並不限於本文所描述的實施例。相反的，提供這些實施例的目的是使對本發明的公開內容的理解更加透徹全面。
在本說明書中描述的參考“一個實施例”或“一些實施例”等意味著在本發明的一個或多個實施例中包括結合該實施例描述的特定特徵、結構或特點。由此，在本說明書中的不同之處出現的語句“在一個實施例中”、“在一些實施例中”、“在其他一些實施例中”、“在另外一些實施例中”等不是必然都參考相同的實施例，而是意味著“一個或多個但不是所有的實施例”，除非是以其他方式另外特別強調。術語“包括”、“包含”、“具有”及它們的變形都意味著“包括但不限於”，除非是以其他方式另外特別強調。
本發明的描述中，“示例性的”或者“例如”等詞用於表示作例子、例證或說明。本發明中被描述為“示例性的”或者“例如”的任何實施例不應被解釋為比其他實施例更優選或更具優勢。本文中的“和/或”是對關聯對象的關聯關係的一種描述，表示可以存在三種關係，例如，A和/或B，可以表示：單獨存在A，同時存在A和B，單獨存在B這三種情況。“多個”是指兩個或多於兩個。另外，為了便於清楚描述本發明實施例的技術方案，使用了“第一”、“第二”等字樣對功能和作用基本相同的相同項或相似項進行區分。本領域技術人員可以理解“第一”、“第二”等字樣並不對數量和執行次序進行限定，並且“第一”、“第二”等字樣也並不限定一定不同。
另外，在圖中相同的圖式標記表示相同或類似的結構，因而將省略對它們的重複描述，也即本說明書中各個部分採用並列和遞進相結合的方式描述，每個部分重點說明的都是與其他部分的不同之處，各個部分之間相同或相似部分互相參見即可。
圖1a示出返馳式開關變換器的一種非對稱半橋拓撲的示意圖。為了清楚起見，在圖中僅示出返馳式開關變換器的主電路，而未示出用於向電晶體提供開關控制信號的控制電路。
在圖1a示出的非對稱半橋拓撲中，返馳式開關變換器包括：具有一次繞組Np和二次繞組Ns的變壓器TR，位於變壓器TR的一次側的電晶體Q1和Q2、電感Lk和諧振電容Cr，位於變壓器TR的二次側的二極體D1和輸出電容Co。
在變壓器TR的一次側，電晶體Q1和電晶體Q2依次串聯連接在電壓輸入端和一次側的參考地之間。在一個可能的實施例中，電晶體Q1和電晶體Q2均為N型金屬氧化物半導體(N-type Metal Oxide Semiconductor，NMOS)場效應電晶體。變壓器TR的一次繞組Np、電感Lk和諧振電容Cr串聯連接在電晶體Q2的源極和汲極之間，在電晶體Q2的導通狀態下一起形成諧振回路。變壓器TR的一次繞組在諧振回路中的等效電感為勵磁電感Lm。
在變壓器TR的二次側，二極體D1與變壓器TR的二次繞組Ns串聯連接在電壓輸出端和二次側的參考地之間。二極體D1的陽極與二次繞組Ns的異名端相連接，從而對與變壓器TR的勵磁電壓反相的感應電壓進行整流以提供直流輸出電壓Vo。輸出電容Co連接在電壓輸出端和二次側的參考地之間，對直流輸出電壓Vo進行濾波以獲得平滑的電壓波形。在替代的實施例中，可以採用同步整流電晶體替代二極體D1。
優選地，返馳式開關變換器還包括連接在電晶體Q2的源極與參考地之間的採樣電阻，用於在電晶體Q1導通且電晶體Q2的關斷期間，獲得流經電晶體Q1的電流。優選地，在小功率的電源應用中，可以採用變壓器TR的漏感替代電感Lk。
圖1b示出返馳式開關變換器的另一種非對稱半橋拓撲的示意圖。為了清楚起見，在圖中僅示出返馳式開關變換器的主電路，而未示出用於向電晶體提供開關控制信號的控制電路。
在圖1b示出的非對稱半橋拓撲中，返馳式開關變換器包括：具有一次繞組Np和二次繞組Ns的變壓器TR，位於變壓器TR的一次側的電晶體Q1和Q2、電感Lk和諧振電容Cr，位於變壓器TR的二次側的二極體D1和輸出電容Co。
在變壓器TR的一次側，電晶體Q2和電晶體Q1依次串聯連接在電壓輸入端和一次側的參考地之間。在一個可能的實施例中，電晶體Q1和電晶體Q2均為NMOS場效應電晶體。變壓器TR的一次繞組Np、電感Lk和諧振電容Cr串聯連接在電晶體Q2的源極和汲極之間，在電晶體Q2的導通狀態下一起形成諧振回路。變壓器TR的一次繞組在諧振回路中的等效電感為勵磁電感Lm。
在變壓器TR的二次側，二極體D1與變壓器TR的二次繞組Ns串聯連接在電壓輸出端和二次側的參考地之間。二極體D1的陽極與二次繞組Ns的異名端相連接，從而對與變壓器TR的勵磁電壓反相的感應電壓進行整流以提供直流輸出電壓Vo。輸出電容Co連接在電壓輸出端和二次側的參考地之間，對直流輸出電壓Vo進行濾波以獲得平滑的電壓波形。在替代的實施例中，可以採用同步整流電晶體替代二極體D1。
優選地，返馳式開關變換器還包括連接在電晶體Q2的源極與參考地之間的採樣電阻，用於在電晶體Q1導通且電晶體Q2的關斷期間，獲得流經電晶體Q1的電流。優選地，在小功率的電源應用中，可以採用變壓器TR的漏感替代電感Lk。
圖1c示出返馳式開關變換器的一種有源鉗位拓撲的示意圖。為了清楚起見，在圖中僅示出返馳式開關變換器的主電路，而未示出用於向電晶體提供開關控制信號的控制電路。
在圖1c示出的有源鉗位拓撲中，返馳式開關變換器包括：具有一次繞組Np和二次繞組Ns的變壓器TR，位於變壓器TR的一次側的電晶體Q1和Q2、電感Lk和諧振電容Cr，位於變壓器TR的二次側的二極體D1和輸出電容Co。
在變壓器TR的一次側，電感Lk、變壓器TR的一次繞組Np和電晶體Q1依次串聯連接在電壓輸入端和一次側的參考地之間，諧振電容Cr和電晶體Q2依次串聯連接在電壓輸入端和電晶體Q1之間，換言之，諧振電容Cr、電晶體Q2和電晶體Q1依次串聯連接在電壓輸入端和一次側的參考地之間。在一個可能的實施例中，電晶體Q1和電晶體Q2均為NMOS場效應電晶體。諧振電容Cr和電晶體Q2組成有源鉗位電路。在電晶體Q1關斷，電晶體Q2導通時，變壓器TR的一 次繞組Np、電感Lk和諧振電容Cr形成諧振回路。變壓器TR的一次繞組在諧振回路中的等效電感為勵磁電感Lm。
在有源鉗位拓撲的返馳式開關變換器中，諧振電容Cr的作用不僅是作為鉗位電容，而且在諧振回路中作為諧振電容。諧振電容Cr可以吸收漏感能量，因而可以抑制變換器的尖峰電壓和提高電路效率。同時，諧振電容Cr作為諧振電容的工作原理，與非對稱半橋拓撲的返馳式開關變換器是類似的。
在變壓器TR的二次側，二極體D1與變壓器TR的二次繞組Ns串聯連接在電壓輸出端和二次側的參考地之間。二極體D1的陽極與二次繞組Ns的異名端相連接，從而對與變壓器TR的勵磁電壓反相的感應電壓進行整流以提供直流輸出電壓Vo。輸出電容Co連接在電壓輸出端和二次側的參考地之間，對直流輸出電壓Vo進行濾波以獲得平滑的電壓波形。
優選地，返馳式開關變換器還包括連接在電晶體Q2的源極與參考地之間的採樣電阻，用於在電晶體Q1導通且電晶體Q2的關斷期間，獲得流經電晶體Q1的電流。優選地，在小功率的電源應用中，可以採用變壓器TR的漏感替代電感Lk。
在返馳式開關變換器(本文中也簡稱為變換器、變換器系統或系統)的應用場景中，如在輸入電壓掉電、異常發生、供電不足等情形下變換器均可能停止工作。根據現有的返馳式開關變換器，諧振電容Cr在停止工作(如關機或進入保護狀態)之前存儲有電荷，停止工作後，由於諧振電容Cr的放電很慢，再重新啟動後，電晶體Q2被驅動導通時，由於諧振電容Cr上有殘餘電壓，諧振電容Cr會通過變壓器TR給二次側的輸出電容Co快速充電，從而會在電晶體Q2和/或二極體D1上產生很大的電流，容易導致器件和變換器系統的可靠性變差。
針對上述問題，以圖1b示出的不對稱半橋拓撲形式的返馳式開關變換器為例，圖2公開了一種進一步優化後的方案，在圖2示出的示例中，諧振電容Cr兩端額外並聯有放電單元1，該放電控制單元受控於控制模組2，能夠在關機或進入保護狀態時為諧振電容Cr提供放電路徑。但是該方案需要單獨增加新的放電線路和控制線路，增加了系統成本和複雜度。
針對此問題，同樣以圖1b示出的不對稱半橋拓撲形式的返馳式開關變換器為例，本發明實施例提供了另一種優化方案，利用對諧振電容的放電過程和對系統的過流檢測過程發生在不同時間段的關係，通過在對應電晶體Q2的帶有過流檢測功能的驅動器中集成諧振電容放電功能，使得驅動器能夠在非過流檢測的時間段內利用部分過流檢測線路來實現對諧振電容的放電，進而，通過複用驅動器的過流檢測線路，不僅能夠提高系統的集成度，也降低了複雜度和成本。
可以理解，本發明實施例所提供的優化方案在圖1a示出的不對稱半橋拓撲、以及圖1c示出的有源鉗位拓撲等其他在進行功率輸出過程中利用電容進行有諧振過程的各種返馳式開關變換器中也同樣適用，因此而得到的各技術方案也屬於本發明的保護內容。
圖3示出了本發明實施例提供的返馳式開關變換器的電路示意圖，在圖3示出的示例中，返馳式開關變換器包括：返馳式開關變換器的主電路部分以及與主電路部分耦接的控制電路100。其中，返馳式開關變換器的主電路部分包括變壓器TR、電晶體Q1、電晶體Q2、諧振電容Cr、電感Lk、二極體D1以及輸出電容Co，可以理解，該主電路部分具有與圖1b中相同的結構，具體可參考上述對圖1b的描述內容，此處不再贅述。
控制電路100分別與電晶體Q1和電晶體Q2耦接，一方面，控制電路100用於分別向電晶體Q1和電晶體Q2提供驅動信號Vgs1和Vgs2，以控制電晶體Q1和電晶體Q2的導通與關斷；另一方面，控制電路100還用於在返馳式開關變換器進行功率輸出時根據電晶體Q2上的壓降進行過流檢測，以及在返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時為諧振電容Cr提供放電路徑。
本實施例中，控制電路100包括：控制信號產生模組110、驅動器120以及驅動器130。
其中，控制信號產生模組110用於分別提供電晶體Q1和電晶體Q2的控制信號Dr1和Dr2。
在控制信號Dr1和Dr2的控制下，電晶體Q1和電晶體Q2例如按照預定的開關週期以互補方式導通和關斷。在電晶體Q1導通且電晶體Q2關斷時， 諧振電容Cr充電使得諧振電容Cr兩端的電壓(記為Vcr)升高。在電晶體Q1關斷且電晶體Q2導通時，諧振回路工作，諧振電容Cr以提供諧振電流的方式進行放電，將電能從變壓器的一次側傳送至二次側。通過調整控制信號的占空比來實現對直流輸出電壓Vo的調節。在替代的實施例中，電晶體Q1和電晶體Q2可以按照預定的開關週期以非互補方式導通和關斷，例如設置死區時間。其中，控制電路100的結構及實現原理可參考現有技術進行理解，本文中不做詳述。
驅動器120分別與控制信號產生模組110和電晶體Q1耦接，接收控制信號Dr1，根據控制信號Dr1輸出驅動信號Vgs1來調節電晶體Q1的閘極電壓，實現對電晶體Q1的通斷控制。
驅動器130分別與控制信號產生模組110和電晶體Q2耦接，接收控制信號Dr2，根據控制信號Dr2輸出驅動信號Vgs2來調節電晶體Q2的閘極電壓，實現對電晶體Q2的通斷控制。
本實施例中，驅動器130還用於在返馳式開關變換器進行功率輸出時根據電晶體Q2上的壓降進行過流檢測，以及在返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時為諧振電容Cr提供放電路徑。
返馳式開關變換器的工作狀態例如由使能信號EN指示，其中，在返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時使能信號EN處於無效狀態，否則使能信號EN處於有效狀態(例如在返馳式開關變換器進行功率輸出時使能信號EN處於有效狀態)。本實施例中，使能信號EN的有效狀態為高位準狀態，無效狀態為低位準狀態為，但其他的實施方式也是可能的，例如也可以是使能信號EN的有效狀態為低位準狀態，而無效狀態為高位準狀態。
具體實施時，驅動器130接收使能信號EN，並在使能信號EN有效的情況下工作於過流檢測模式，在使能信號EN無效的情況下工作於放電模式。其中，在過流檢測模式下，驅動器130在驅動信號Vgs1有效時進行過流檢測；而在放電模式下，驅動器130為諧振電容Cr提供放電路徑。
基於過流檢測原理可知，在進行過流檢測時，驅動器130需要在電晶體Q1關斷且電晶體Q2導通期間採樣電晶體Q2上的壓降(例如可對節點SW的電壓Vsw採樣獲得)，通過電壓Vsw判斷電晶體Q2導通期間流經電晶體Q2的電 流是否過流，從而判斷變換器系統是否過流。基於此，本發明實施例中驅動器130的內部電路示意圖可以如圖4、圖5、圖6和圖7中的任一所示。
在圖4示出的示例中，驅動器130包括：電晶體Q3、比較器131、與門邏輯電路132、或門邏輯電路133、非門邏輯電路134、以及電阻R1。其中，電晶體Q3的源極與比較器131的負相輸入端耦接，汲極與節點SW耦接，閘極接收驅動信號Vgs3；比較器131的正相輸入端接收預設的過流保護閾值Vref_ocp，輸出端輸出過流保護信號OCP；電阻R1的第一端與參考地耦接，第二端與電晶體Q3的源極耦接，進而通過電晶體Q3與諧振電容Cr耦接；與門邏輯電路132的第一輸入端與比較器131的輸出端耦接以接收過流保護信號OCP，與門邏輯電路132的第二輸入端接收控制信號Dr2，與門邏輯電路132的輸出端輸出驅動信號Vgs2；非門邏輯電路134的輸入端接收使能信號EN，非門邏輯電路134的輸出端輸出放電控制信號Dr3；或門邏輯電路133的第一輸入端與與門邏輯電路132的輸出端耦接以接收驅動信號Vgs2，或門邏輯電路133的第二輸入端與非門邏輯電路134的輸出端耦接以接收放電控制信號Dr3，或門邏輯電路133的輸出端與電晶體Q3的閘極耦接，以向電晶體Q3的閘極提供驅動信號Vgs3。其中，電晶體Q3為NMOS場效應電晶體，當然在其他實施方式中，電晶體Q4也可以選用其他類型的電晶體，只需根據需要調整其控制端信號以滿足下述工作原理即可。
可選地，在一些實施例中，比較器131輸出的過流保護信號OCP可被傳輸至控制信號產生模組110，以觸發控制信號產生模組110在過流保護信號OCP有效時輸出無效的控制信號Dr1和Dr2；在另一些實施例中，比較器131輸出的過流保護信號OCP可被傳輸至驅動器120，以觸發驅動器120在過流保護信號OCP有效時輸出無效的驅動信號Vgs1；在其他實施例中，比較器131輸出的過流保護信號OCP也可被同時傳輸至控制信號產生模組110和驅動器120。
在比較器131輸出的過流保護信號OCP有效的情況下，會觸發變換器進入保護狀態，即過流保護狀態。本實施例中，過流保護信號OCP的有效狀態為低位準狀態，無效狀態為高位準狀態為，但其他的實施方式也是可能的，例如也可以是過流保護信號OCP的有效狀態為高位準狀態，而無效狀態為低位準狀態。
在圖4示出的示例中，電阻R1為耗能元件，其在電晶體Q3導通時消耗諧振電容Cr上的殘餘電荷，從而達到釋放諧振電容Cr上的殘餘電壓的目的。但是本發明對耗能元件的類型並不做嚴格限制，在其他的實施中，也可以採用其他不含有電感和電容的元件作為耗能元件，如工作在放大區的電晶體等。
可以理解，使用電阻R1作為耗能元件，能夠在對諧振電容Cr進行放電時，對放電回路中的放電電流進行限制。
下面對圖4示出的驅動器130的工作過程做如下說明：
在返馳式開關變換器進行功率輸出時，驅動器130工作在過流檢測模式，此時使能信號EN為有效狀態(如高位準)，非門邏輯電路134輸出低位準的放電控制信號Dr3，使得驅動信號Vgs3的位準狀態與驅動信號Vgs2的位準狀態相同(假設忽略邏輯電路的延時效應)，也即電晶體Q3受控於驅動信號Vgs2而處於導通或關斷狀態；過流保護信號OCP為無效狀態(如高位準)，使得驅動信號Vgs2的位準狀態與控制信號Dr2的位準狀態相同；控制信號產生模組110提供的控制信號Dr2為具有一定占空比的PWM信號；
在控制信號Dr2為高位準狀態時，驅動信號Vgs2和驅動信號Vgs3均為高位準狀態，電晶體Q2和電晶體Q3導通，此時，驅動器130採樣節點電壓Vsw來獲得電晶體Q2上的壓降，進行過流檢測；也即比較器131的負相輸入端接收到採樣信號，並與過流保護閾值Vref_ocp比較，其中，當採樣信號小於過流保護閾值Vref_ocp時，比較器131輸出無效(如高位準)的過流保護信號OCP，返馳式開關變換器維持功率輸出狀態；當採樣信號大於過流保護閾值Vref_ocp時，比較器131輸出有效(如低位準)的過流保護信號OCP，返馳式開關變換器進入過流保護狀態。
可以理解，電晶體Q2和電晶體Q3導通時，電阻R1相當於被短路，因此耦接在比較器131的負相輸入端與參考地之間的電阻R1不會對電晶體Q2上的壓降採樣結果產生大的影響，或者所產生的影響可以忽略不計，或者也可以通過調節過流保護閾值Vref_ocp來抵消這一影響。
在返馳式開關變換器關機或進入保護狀態(包括但不限於進入過流保護狀態)時，驅動器130工作在放電模式，此時控制信號Dr2為無效狀態(如 低位準)或者過流保護信號OCP為有效狀態(如低位準)，使得驅動信號Vgs2為低位準狀態，電晶體Q2關斷，而電晶體Q3的導通與關斷受控於使能信號EN；
使能信號EN在放電模式下為無效狀態(如低位準)，非門邏輯電路134持續輸出有效(如高位準)的放電控制信號Dr3，使得電晶體Q3在放電模式受控於使能信號EN而持續導通，進而連通了諧振電容Cr至電阻R1之間的電連接路徑，使得諧振電容Cr上的殘餘電壓通過電阻R1得以釋放。
需說明的是，在圖4示出的示例中，非門邏輯電路134實質上是作為一個放電控制單元存在的，其用於在驅動器130工作在放電模式下時，控制電晶體Q3的導通時間，從而控制對諧振電容Cr的放電時間。其中，基於非門邏輯電路134的工作原理可知，在圖4示出的示例中，放電控制單元被配置為在接收的使能信號EN處於無效狀態的情況下，持續輸出有效的放電控制信號Dr3，以控制電晶體Q3在使能信號EN處於無效狀態的情況下持續導通。
而與圖4示出的示例不同的是，在圖5示出的示例中，非門邏輯電路134被替換為計時器135，也即在圖5示出的示例中，放電控制單元包括計時器135，該計時器135接收使能信號EN，並在使能信號EN變為無效狀態(如低位準)時開始計時，以及在計時值達到計時閾值Tn1時停止計時，其中，計時閾值Tn1表徵第一時間，且計時器被配置為在計時期間輸出有效(如高位準)的放電控制信號Dr3，從而使得放電控制單元能夠僅在接收的使能信號EN變為無效狀態後的第一時間內，輸出有效的放電控制信號，以便實現對電晶體Q3的導通時間即對諧振電容Cr的放電時間的控制。
在圖5示出的示例中，計時閾值Tn1為預先設定的數值，且該數值可根據多次試驗結果、計算結果或經驗確定。
下面對圖5示出的驅動器130的工作過程做如下說明：
在返馳式開關變換器進行功率輸出時，驅動器130工作在過流檢測模式，此時使能信號EN為有效狀態(如高位準)，計時器135不工作，並輸出低位準的放電控制信號Dr3，使得驅動信號Vgs3的位準狀態與驅動信號Vgs2的位準狀態相同(假設忽略邏輯電路的延時效應)，也即電晶體Q3受控於驅動信號Vgs2而處於導通或關斷狀態；過流保護信號OCP為無效狀態(如高位準)，使得 驅動信號Vgs2的位準狀態與控制信號Dr2的位準狀態相同；控制信號產生模組110提供的控制信號Dr2為具有一定占空比的PWM信號；
在控制信號Dr2為高位準狀態時，驅動信號Vgs2和驅動信號Vgs3均為高位準狀態，電晶體Q2和電晶體Q3導通，此時，驅動器130採樣節點電壓Vsw來獲得電晶體Q2上的壓降，進行過流檢測；也即比較器131的負相輸入端接收到採樣信號，並與過流保護閾值Vref_ocp比較，其中，當採樣信號小於過流保護閾值Vref_ocp時，比較器131輸出無效(如高位準)的過流保護信號OCP，返馳式開關變換器維持功率輸出狀態；當採樣信號大於過流保護閾值Vref_ocp時，比較器131輸出有效(如低位準)的過流保護信號OCP，返馳式開關變換器進入過流保護狀態。
在返馳式開關變換器關機或進入保護狀態(包括但不限於進入過流保護狀態)時，驅動器130工作在放電模式，此時控制信號Dr2為無效狀態(如低位準)或者過流保護信號OCP為有效狀態(如低位準)，使得驅動信號Vgs2為低位準狀態，電晶體Q2關斷，而電晶體Q3的導通與關斷受控於使能信號EN；
在放電模式下，當使能信號EN變為無效狀態(如低位準)時，計時器135開始計時，並輸出有效(如高位準)的放電控制信號Dr3，使得電晶體Q3導通，進而連通諧振電容Cr至電阻R1之間的電連接路徑，使得諧振電容Cr上的殘餘電壓通過電阻R1得以釋放；在計時器135的計時值達到計時閾值Tn1時，計時器135停止計時，並輸出無效(如低位準)的放電控制信號Dr3，控制電晶體Q3關斷，放電結束。
該示例中，只需設置合適的計時閾值Tn1，即可在計時器135停止計時前將諧振電容Cr上的殘餘電壓釋放至所需的程度，從而能夠減小返馳式開關變換器在關機或進入保護狀態時的能量損耗。
而與圖5示出的示例不同的是，在圖6示出的示例中，計時閾值Tn1回應於對諧振電容Cr兩端電壓Vcr的檢測結果而確定。也即在圖6示出的示例中，放電控制單元還包括電壓檢測單元136，該電壓檢測單元136用於在放電模式下對諧振電容Cr兩端的電壓Vcr進行檢測，並在檢測到諧振電容兩端的電壓Vcr下 降至預設的電壓閾值時生成觸發信號，從而確定計時閾值Tn1，觸發計時器135停止計時。
下面對圖6示出的驅動器130的工作過程做如下說明：
在返馳式開關變換器進行功率輸出時，驅動器130工作在過流檢測模式，此時使能信號EN為有效狀態(如高位準)，計時器135和電壓檢測單元136不工作，計時器135輸出低位準的放電控制信號Dr3，使得驅動信號Vgs3的位準狀態與驅動信號Vgs2的位準狀態相同(假設忽略邏輯電路的延時效應)，也即電晶體Q3受控於驅動信號Vgs2而處於導通或關斷狀態；過流保護信號OCP為無效狀態(如高位準)，使得驅動信號Vgs2的位準狀態與控制信號Dr2的位準狀態相同；控制信號產生模組110提供的控制信號Dr2為具有一定占空比的PWM信號；
在控制信號Dr2為高位準狀態時，驅動信號Vgs2和驅動信號Vgs3均為高位準狀態，電晶體Q2和電晶體Q3導通，此時，驅動器130採樣節點電壓Vsw來獲得電晶體Q2上的壓降，進行過流檢測；也即比較器131的負相輸入端接收到採樣信號，並與過流保護閾值Vref_ocp比較，其中，當採樣信號小於過流保護閾值Vref_ocp時，比較器131輸出無效(如高位準)的過流保護信號OCP，返馳式開關變換器維持功率輸出狀態；當採樣信號大於過流保護閾值Vref_ocp時，比較器131輸出有效(如低位準)的過流保護信號OCP，返馳式開關變換器進入過流保護狀態。
在返馳式開關變換器關機或進入保護狀態(包括但不限於進入過流保護狀態)時，驅動器130工作在放電模式，此時控制信號Dr2為無效狀態(如低位準)或者過流保護信號OCP為有效狀態(如低位準)，使得驅動信號Vgs2為低位準狀態，電晶體Q2關斷，而電晶體Q3的導通與關斷受控於使能信號EN；
在放電模式下，當使能信號EN變為無效狀態(如低位準)時，計時器135開始計時，同時電壓檢測單元136開始對對諧振電容Cr兩端的電壓Vcr進行檢測，計時器135在電壓檢測單元136檢測到諧振電容兩端的電壓Vcr下降至預設的電壓閾值之前(即在電壓檢測單元136輸出有效的觸發信號之前)輸出有效(如高位準)的放電控制信號Dr3，使得電晶體Q3導通，進而連通諧振電容Cr至 電阻R1之間的電連接路徑，使得諧振電容Cr上的殘餘電壓通過電阻R1得以釋放；計時器135在電壓檢測單元136檢測到諧振電容兩端的電壓Vcr下降至預設的電壓閾值時(即在電壓檢測單元136輸出有效的觸發信號時)停止計時，並輸出無效(如低位準)的放電控制信號Dr3，控制電晶體Q3關斷，放電結束。
該示例中，通過電壓檢測單元136對諧振電容兩端的電壓Vcr的檢測，能夠根據不同的場景確定準確的計時閾值Tn1，使得在確保諧振電容Cr上的殘餘電壓能夠被釋放至所需的程度的情況下，進一步減小了返馳式開關變換器在關機或進入保護狀態時的能量損耗。
而與圖4示出的示例不同的是，在圖7示出的示例中，驅動器130還包括電晶體Q4。該電晶體Q4串聯耦接在電阻R1與參考地之間(當然，電晶體Q4與電阻R1的設置位置可以互換)，電晶體Q4的控制端接收放電控制信號Dr3。其中，電晶體Q4為NMOS場效應電晶體，當然在其他實施方式中，電晶體Q4也可以選用其他類型的電晶體，只需根據需要調整其控制端信號以滿足下述工作原理即可。
下面對圖7示出的驅動器130的工作過程做如下說明：
在返馳式開關變換器進行功率輸出時，驅動器130工作在過流檢測模式，此時使能信號EN為有效狀態(如高位準)，非門邏輯電路134輸出低位準的放電控制信號Dr3，電晶體Q4處於關斷狀態，同時使得驅動信號Vgs3的位準狀態與驅動信號Vgs2的位準狀態相同(假設忽略邏輯電路的延時效應)，也即電晶體Q3受控於驅動信號Vgs2而處於導通或關斷狀態；過流保護信號OCP為無效狀態(如高位準)，使得驅動信號Vgs2的位準狀態與控制信號Dr2的位準狀態相同；控制信號產生模組110提供的控制信號Dr2為具有一定占空比的PWM信號；
在控制信號Dr2為高位準狀態時，驅動信號Vgs2和驅動信號Vgs3均為高位準狀態，電晶體Q2和電晶體Q3導通，此時，驅動器130採樣節點電壓Vsw來獲得電晶體Q2上的壓降，進行過流檢測；也即比較器131的負相輸入端接收到採樣信號，並與過流保護閾值Vref_ocp比較，其中，當採樣信號小於過流保護閾值Vref_ocp時，比較器131輸出無效(如高位準)的過流保護信號OCP，返馳式開關變換器維持功率輸出狀態；當採樣信號大於過流保護閾值Vref_ocp時，比較器 131輸出有效(如低位準)的過流保護信號OCP，返馳式開關變換器進入過流保護狀態。
在返馳式開關變換器關機或進入保護狀態(包括但不限於進入過流保護狀態)時，驅動器130工作在放電模式，此時控制信號Dr2為無效狀態(如低位準)或者過流保護信號OCP為有效狀態(如低位準)，使得驅動信號Vgs2為低位準狀態，電晶體Q2關斷，而電晶體Q3和電晶體Q4的導通與關斷受控於使能信號EN；
使能信號EN在放電模式下為無效狀態(如低位準)，非門邏輯電路134持續輸出有效(如高位準)的放電控制信號Dr3，使得電晶體Q3和電晶體Q4在放電模式受控於使能信號EN而持續導通，進而連通了諧振電容Cr至電阻R1之間的電連接路徑，使得諧振電容Cr上的殘餘電壓通過電阻R1得以釋放。
可以理解，為避免或減小電阻R1對採樣精度的影響，在圖4、圖5或圖6示出的示例中，需要電晶體Q3的導通阻抗遠小於電阻R1。而在圖7示出的示例中，由於電晶體Q4在驅動器130採樣節點電壓Vsw時處於關斷狀態，因此能夠很好的避免電阻R1對採樣精度的影響，進而使得電晶體Q3可以選用為導通阻抗較大的電晶體，也即電晶體Q3可以選用面積較小的電晶體，同時，本示例中電晶體Q4為低壓電晶體，其面積也較小，因此能夠減小驅動器130的面積，利於小型化的實現。可以理解，此時在一些其他的實施方式中，電阻R1也可以刪除，從而由電晶體Q3和/或電晶體Q4導通時的導通阻抗實現對諧振電容Cr上的殘餘電壓的釋放。
需說明的是，在圖7示出的示例中，非門邏輯電路134實質上是作為一個放電控制單元存在的，其用於在驅動器130工作在放電模式下時，控制電晶體Q3和電晶體Q4的導通時間，從而控制對諧振電容Cr的放電時間。其中，基於非門邏輯電路134的工作原理可知，在圖4示出的示例中，放電控制單元被配置為在接收的使能信號EN處於無效狀態的情況下，持續輸出有效的放電控制信號Dr3，以控制電晶體Q3和電晶體Q4在使能信號EN處於無效狀態的情況下持續導通。而在本發明的其他示例中，圖7中的非門邏輯電路134也可以被替換為類似圖5或圖6示出的示例中的計時器，從而實現對電晶體Q3和電晶體Q4的導通時間即 對諧振電容Cr的放電時間的控制，例如在放電模式下，在使能信號EN變為無效狀態的情況下，基於設置的計時閾值控制電晶體Q3和電晶體Q4導通第一時間。具體可參考前述對圖5和圖6的描述進行理解，此處不再贅述。
需說明的是，在本發明的其他實施例中，返馳式開關變換器中還設置有其他類型的保護電路，如過壓保護、欠壓保護、過溫保護等，在這些實施例中，驅動信號Vgs2的生成還受控於其他每中類型的保護電路輸出的保護信號，且在任一保護信號有效時均會觸發返馳式開關變換器進入保護狀態。
綜上，可以理解，在本發明各示例示出的驅動器130中，電晶體Q3和比較器131構成了返馳式開關變換器的過流保護模組，電晶體Q3和耗能元件(如電阻R1)與電感Lk和變壓器的一次繞組Np一起構成了對諧振電容Cr的放電路徑，也即是說，本發明實施例相當於在驅動器130中複用了其過流保護模組的部分線路來實現對諧振電容Cr的放電，在此基礎上，僅需簡單的修改電晶體Q3的控制邏輯即可使得驅動器130同時具有過流檢測功能和諧振電容放電功能，方便且幾乎不增加成本的實現了對諧振電容Cr上的殘餘電壓的釋放，同時系統複雜度很低。
最後應說明的是：顯然，上述實施例僅僅是為清楚地說明本發明所作的舉例，而並非對實施方式的限定。對於所屬領域的普通技術人員來說，在上述說明的基礎上還可以做出其他不同形式的變化或變動。這裏無需也無法對所有的實施方式予以窮舉。而由此所引申出的顯而易見的變化或變動仍處於本發明的保護範圍之中。
130:驅動器
131:比較器
132:與門邏輯電路
133:或門邏輯電路
134:非門邏輯電路
C2:電容
Cr:諧振電容
Dr2:控制信號
Dr3:放電控制信號
EN:使能信號
Lk:電感
Np:一次繞組
OCP:過流保護信號
Q2、Q3:電晶體
R1:電阻
SW:節點
Vgs2、Vgs3:驅動信號
Vref_ocp:過流保護閾值
Vsw:電壓

Claims (19)

  1. 一種返馳式開關變換器的控制電路，所述返馳式開關變換器包括：變壓器、第一電晶體、以及在所述第一電晶體的導通狀態下形成的諧振回路中的諧振電容，所述控制電路與所述第一電晶體耦接，所述控制電路包括：控制信號產生模組，用於提供第一控制信號；驅動器，與所述控制信號產生模組和所述第一電晶體耦接，用於根據所述第一控制信號為所述第一電晶體提供第一驅動信號，以控制所述第一電晶體的導通與關斷，其中，所述驅動器還用於在所述返馳式開關變換器進行功率輸出時根據所述第一電晶體上的壓降進行過流檢測，以及在所述返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時為所述諧振電容提供放電路徑，所述驅動器接收使能信號，並在所述使能信號有效的情況下工作於過流檢測模式，在所述使能信號無效的情況下工作於放電模式，在所述返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時所述使能信號無效，否則使能信號有效；在所述過流檢測模式下，所述驅動器在所述第一驅動信號有效時進行過流檢測；在所述放電模式下，所述驅動器為所述諧振電容提供放電路徑。
  2. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述驅動器包括第二電晶體；在所述過流檢測模式下，所述第二電晶體受控於所述第一驅動信號而處於導通或關斷狀態，所述驅動器被配置為在所述第二電晶體處於導通狀態時採樣所述第一電晶體上的壓降以進行過流檢測；在所述放電模式下，所述第二電晶體受控於所述使能信號而導通至少第一時間，所述驅動器被配置為在所述第二電晶體處於導通狀態時為所述諧振電容提供放電路徑。
  3. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述驅動器包括第二電晶體和第三電晶體； 在所述過流檢測模式下，所述第二電晶體受控於所述第一驅動信號而處於導通或關斷狀態，所述第三電晶體受控於所述使能信號而處於關斷狀態，所述驅動器被配置為在所述第二電晶體處於導通狀態時採樣所述第一電晶體上的壓降以進行過流檢測；在所述放電模式下，所述第二電晶體和所述第三電晶體受控於所述使能信號而導通至少第一時間，所述驅動器被配置為在所述第二電晶體和所述第三電晶體處於導通狀態時為所述諧振電容提供放電路徑。
  4. 如請求項2所述的控制電路，其中，所述放電路徑包括：耗能元件，第一端與參考地耦接，第二端通過所述第二電晶體與所述諧振電容耦接。
  5. 如請求項3所述的控制電路，其中，所述放電路徑包括：耗能元件，第一端通過所述第三電晶體與參考地耦接，第二端通過所述第二電晶體與所述諧振電容耦接。
  6. 如請求項4或5所述的控制電路，其中，所述耗能元件包括電阻元件。
  7. 如請求項2或3所述的控制電路，其中，在所述過流檢測模式下，所述第二電晶體受控於所述第一驅動信號而在所述第一電晶體導通時導通，以使得所述驅動器能夠在所述第一電晶體導通時採樣所述第一電晶體上的壓降來獲得採樣信號，其中，所述驅動器在所述採樣信號大於預設的過流保護閾值時輸出有效的過流保護信號，並控制所述返馳式開關變換器處於過流保護狀態。
  8. 如請求項2所述的控制電路，其中，所述驅動器還包括：放電控制單元，輸入端接收所述使能信號，輸出端輸出放電控制信號，所述放電控制單元用於在所述放電模式下控制所述第二電晶體的導通時間；或門邏輯電路，第一輸入端接收所述第一驅動信號，第二輸入端接收所述放電控制信號，輸出端與所述第二電晶體的控制端耦接。
  9. 如請求項8所述的控制電路，其中，所述放電控制單元被配置為在接收的所述使能信號處於無效狀態的情況下，持續輸出有效的所述放電控制信號。
  10. 如請求項8所述的控制電路，其中，放電控制單元被配置為在接收的所述使能信號變為無效狀態後的所述第一時間內，輸出有效的所述放電控制信號。
  11. 如請求項9所述的控制電路，其中，所述放電控制單元包括：非門邏輯電路，輸入端接收所述使能信號，輸出端輸出所述放電控制信號。
  12. 如請求項10所述的控制電路，其中，所述放電控制單元包括：計時器，接收所述使能信號，並在所述使能信號變為無效狀態時開始計時，以及在計時值達到計時閾值時停止計時，所述計時閾值表徵所述第一時間，其中，所述計時器被配置為在計時期間輸出有效的所述放電控制信號。
  13. 如請求項12所述的控制電路，其中，所述計時閾值為預先設定的數值。
  14. 如請求項12所述的控制電路，其中，所述計時閾值回應於對所述諧振電容兩端電壓的檢測結果而確定。
  15. 如請求項14所述的控制電路，其中，所述放電控制單元還包括：電壓檢測單元，用於在所述放電模式下對所述諧振電容兩端的電壓進行檢測，並在檢測到所述諧振電容兩端的電壓下降至預設的電壓閾值時生成觸發信號，以觸發所述計時器停止計時。
  16. 一種返馳式開關變換器，其中，包括：變壓器、主電晶體、第一電晶體、以及在所述第一電晶體的導通狀態下形成的諧振回路中的諧振電容；如請求項1至15中任一項所述的控制電路，分別與所述主電晶體和所述第一電晶體耦接，用於控制所述主電晶體和所述第一電晶體的導通與關斷， 所述控制電路還用於在所述返馳式開關變換器進行功率輸出時如所述第一電晶體上的壓降進行過流檢測，以及在所述返馳式開關變換器關機或進入保護狀態時為所述諧振電容提供放電路徑。
  17. 如請求項16所述的返馳式開關變換器，其中，所述主電晶體和所述第一電晶體依次串聯連接在所述返馳式開關變換器的輸入端與參考地之間。
  18. 如請求項16所述的返馳式開關變換器，其中，所述第一電晶體和所述主電晶體依次串聯連接在所述返馳式開關變換器的輸入端與參考地之間。
  19. 如請求項16所述的返馳式開關變換器，其中，所述諧振電容、所述第一電晶體和所述主電晶體依次串聯連接在所述返馳式開關變換器的輸入端與參考地之間。
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