CN111801886A - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种通过无位置传感器控制来对负载装置进行控制的电力转换装置，其包括：检测负载装置的电流的电流检测部；电流检测运算部，其基于检测出的电流，运算作为控制轴的dc轴和qc轴的高次谐波电流成分；凸极比推算部，其基于dc轴和qc轴的高次谐波电流成分，输出凸极比推算值；和凸极比控制部，其基于凸极比推算值与预先确定的凸极比的差，输出使转子坐标系的d轴的电流指令值增减的电流成分。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及电力转换装置，特别涉及无位置传感器控制的电力转换装置。

背景技术

作为磁体电动机，已知在磁体电动机的转子的表面配置永磁体的SPM(SurfacePermanent Magnet：表面磁体型)型和在转子的内部配置永磁体的IPM(InteriorPermanent Magnet：嵌入磁体型)型的电动机。

一般而言，SPM电动机的磁阻与转子的位置无关，所以d轴电感L_d与q轴电感L_q的比率(以下将L_q/L_d称为凸极比)大致为1。另一方面，在IPM电动机中，存在磁阻大的永磁体，所以d轴方向的电流磁通难以通过，q轴方向的电流磁通通过磁阻小的转子的铁芯内部，因此凸极比是1以上。

因此，此前高次谐波叠加方式的无位置传感器控制仅被应用于专门设计的IPM电动机。

专利文献1中，公开了以IPM电动机为前提，通过运算求出三相高次谐波电流振幅的交流振幅，将高频电流振幅的最大值与最小值的比推算为凸极比。另外，以凸极比的推算值不降至低于预先确定的值的方式，决定作为速度控制系统的输出的电流指令的极限值的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：WO2015/190150公报

发明内容

发明要解决的课题

专利文献1中，因为决定了电流指令值的极限值，所以用于通过减小对转子提供的电流来防止因磁体电动机的凸极比接近1而导致失步。

但是，现有的技术中，通过减小由id电流和iq电流构成的电流整体，来使凸极比的推算值不降至低于预先确定的值，所以进行即使转矩高也能够稳定驱动的无位置传感器控制是困难的。另外，在SPM电动机中，也难以使转矩高但稳定的无位置传感器控制稳定驱动。

本发明的目的在于提供一种即使转矩高也能够进行稳定的无位置传感器控制的电力转换装置。

用于解决课题的技术方案

本发明的优选的一例是一种通过无位置传感器控制来对负载装置进行控制的电力转换装置，其包括：检测所述负载装置的电流的电流检测部；电流检测运算部，其基于检测出的电流，运算作为控制轴的dc轴和qc轴的高次谐波电流成分；凸极比推算部，其基于所述dc轴和所述qc轴的所述高次谐波电流成分，输出凸极比推算值；和凸极比控制部，其基于所述凸极比推算值与预先确定的凸极比的差，输出使转子坐标系的d轴的电流指令值增减的电流成分。

发明效果

根据本发明，能够实现即使高转矩也能够进行稳定的无位置传感器控制的电力转换装置。

附图说明

图1是实施例1中的包括电力转换装置和磁体电动机的系统结构图。

图2是表示比较例中的转矩和相位误差的特性的图。

图3是表示实施例1中的电流检测运算部的结构的图。

图4是表示实施例1中的凸极比推算部的结构的图。

图5是表示实施例1中的凸极比控制部的结构的图。

图6是表示实施例1中的转矩和相位误差的特性的图。

图7是说明采用实施例1的情况下的验证方法的图。

图8是实施例2中的包括电力转换装置和磁体电动机的系统结构图。

图9是实施例2中的凸极比推算部的结构图。

图10是实施例3中的包括电力转换装置和磁体电动机的系统结构图。

图11是实施例3中的凸极比推算部82的结构图。

图12是实施例4中的包括电力转换装置和磁体电动机的系统结构图。

图13是实施例4中的凸极比控制部91的结构图。

图14是实施例5中的包括电力转换装置和磁体电动机等的系统结构。

图15是表示实施例5中的凸极比控制部92的结构的图。

图16是表示实施例6中的包括电力转换器和磁体电动机的系统结构的图。

具体实施方式

以下，使用附图详细地说明实施例。

实施例1

图1是实施例1中的包括电力转换装置和磁体电动机的系统结构的图。磁体电动机1输出将因永磁体的磁通而产生的转矩成分和因电枢绕组的电感而产生的转矩成分合成得到的电动机转矩。

电力转换器2具有作为开关元件的半导体元件。电力转换器2输入三相交流的电压指令值v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，生成与电压指令值v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*成正比的栅极信号(ON、OFF)电压。使用作为开关元件的一例的IGBT的情况下，IGBT按照栅极信号进行开关动作。另外，电力转换器2输出与直流电压源2a的输出即直流电压E_dc和三相交流的电压指令值v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*成正比的电压，磁体电动机1的输出电压和转速能够调节。

电流检测器3检测磁体电动机1的三相的交流电流i_u、i_v、i_w。此处可以检测磁体电动机1的三相中的两相、例如u相和w相的相电流，根据交流条件(i_u+i_v+i_w＝0)，按i_v＝-(i_u+i_w)求出v相的相电流。本实施例中，对于电流检测器3，示出了设置在电力转换装置内的例子，但也可以设置在电力转换装置的外部。

接着，对于控制电力转换器的控制部的各构成要素进行说明。坐标转换部4以位置推算值θ_dc为基准，根据上述三相的交流电流i_u、i_v、i_w的检测值i_uc、i_vc、i_wc输出dc轴和qc轴的电流检测值i_dc、i_qc。

此处，对转子坐标系和控制轴等进行说明。用d轴和q轴定义的dq轴坐标系是用于表达转子的磁极位置的转子坐标系，与作为负载装置之一的磁体电动机1的转子同步地旋转。磁体电动机1是永磁体同步电动机的情况下，d轴一般以在转子中安装的永磁体的相位为基准。d轴也称为磁极轴，q轴也称为转矩轴。dc轴和qc轴分别表示磁极位置的推算相位、即在电流检测运算部5等控制部进行的控制中设想的d轴和q轴的方向。dc轴也称为控制轴，定义以正交于dc轴的轴作为qc轴的dc-qc轴坐标系。

电流检测运算部5根据上述dc轴和qc轴的电流检测值i_dc、i_qc输出dc轴和qc轴的高次谐波电流的振幅值Δi_{dc_ver}、Δi_{qc_ver}和平均值i_{dc_ver}、i_{qc_ver}。

相位误差推算部6根据dc轴和qc轴的电流检测值i_dc、i_qc输出相位误差的推算值Δθ_c。

位置/速度推算部7根据上述相位误差的推算值Δθ_c输出速度推算值ω_rc ^{^}和位置推算值θ_dc。

凸极比推算部8根据dc轴和qc轴的高次谐波电流的振幅值Δi_{dc_ver}、Δi_{qc_ver}输出凸极比的推算值L_dq ^{^}。

凸极比控制部9根据凸极比的推算值L_dq ^{^}输出d轴的直流电流成分的修正值Δi_d ^*。

加法部10将d轴的电流指令i_d ^*与d轴的直流电流成分的修正值Δi_d ^*相加，输出第二d轴电流指令i_d ^**。

矢量控制运算部11基于第二d轴电流指令i_d ^**与平均值i_{dc_ver}的差(偏差)和q轴电流指令i_q ^*与平均值i_{qc_ver}的差(偏差)、磁体电动机1的电气常数、速度推算值ω_rc ^{^}，输出dc轴和qc轴的电压指令v_dc ^*、v_qc ^*。

高次谐波电压产生部12设定高次谐波电压的峰值和频率，输出dc轴的高次谐波电压Δv_dc ^*和qc轴的高次谐波电压Δv_qc ^*。

坐标转换部13以位置推算值θ_dc为基准，根据电压指令v_dc ^*、v_qc ^*与高次谐波电压Δv_dc ^*、Δv_qc ^*的相加值v_dc ^**、v_qc ^**，对电力转换器输出三相交流的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

首先对高次谐波叠加方式的基本动作进行说明。首先说明基于矢量控制的电压控制和相位控制的基本动作。

电压控制的基本动作是，矢量控制运算部11基于第二d轴电流指令i_d ^**与平均值i_{dc_ver}的差、和q轴电流指令i_q ^*与平均值i_{qc_ver}的差，运算d轴电流控制的PI控制输出Δv_{dc_pi}、d轴电流控制的I控制输出Δv_{dc_i}、q轴电流控制的PI控制输出Δv_{qc_pi}、q轴电流控制的I控制输出Δv_{qc_i}。

另外，矢量控制运算部11使用作为dc轴和qc轴的电流控制的输出的d轴电流控制的PI控制输出Δv_{dc_pi}、d轴电流控制的I控制输出Δv_{dc_i}、q轴电流控制的PI控制输出Δv_{qc_pi}、q轴电流控制的I控制输出Δv_{qc_i}、速度推算值ω_rc ^{^}、和磁体电动机1的电气常数(R、L_d、L_q、K_e)按照式(1)运算电压指令v_dc*、v_qc*。

[式1]

此处，式(1)的各符号的定义如下所述。

R：磁体电动机整体的电阻值

L_d：d轴电感值，L_q：q轴电感值

K_e：感应电压系数，*：表示设定值

Δv_{dc_pi}：d轴电流控制的PI控制输出，Δv_{dc_i}：d轴电流控制的I控制输出，Δv_{qc_pi}：q轴电流控制的PI控制输出，Δv_{qc_i}：q轴电流控制的I控制输出。

高次谐波电压产生部12输出振幅值V_h和频率f_h的方波或正弦波的高次谐波电压Δv_dc ^*、Δv_qc ^*，如式(2)所示地与电压指令v_dc ^*、v_qc ^*相加，运算v_dc ^**、v_qc ^**，对控制电力转换器2的三相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_v ^*进行控制。

[式2]

另一方面，关于相位控制的基本动作，相位误差推算部6只要能够推算磁极位置，就可以使用任意的方法。例如，作为参考文献，有电气学会论文志D(产业应用部门志)，123卷(2003)2号140-148的“IPM电动机的停止时/初始位置推算方式”。

在高次谐波电压产生部12中，在dc、qc轴上叠加振幅值V_h和频率f_h的方波或正弦波的高次谐波电压Δv_dc ^*、Δv_qc ^*，在相位误差推算部6中按照式(3)运算相位误差的推算值Δθ_c。

[式3]

此处，式(3)的各符号的定义如下所述。

L_d：d轴电感值，L_q：q轴电感值，

Vv_dc ^*：在dc轴上叠加的高次谐波电压指令，Vv_qc ^*：在qc轴上叠加的高次谐波电压指令，V_idc：dc轴的高次谐波电流，V_iqc：qc轴的高次谐波电流。

另外，在位置/速度推算部7中，以相位误差的推算值Δθ_c成为“零”的方式，通过式(4)所示的运算，控制速度推算值ω_rc ^{^}和位置推算值θ_dc。

[式4]

此处，式(4)的各符号的定义如下所述。

K_p：比例增益，K_i：积分增益，s：拉普拉斯算子。

接着对于磁体电动机1的凸极比在1附近、不使用凸极比推算部8、凸极比控制部9的控制特性进行叙述。图2是表示作为使磁体电动机1进行负载运转时的比较例的转矩和相位误差的特性的图。

图2的上侧是表示转矩与时间的关系、下侧是表示相位误差与时间的关系的图。可知从时刻(A)点起斜坡状地施加负载转矩T_L，图2的下侧所示的相位误差Δθ与无负载的状态相比-50deg，产生相位误差，是不稳定的。

此时存在达到由电力转换器2的半导体开关元件的耐电流量(最大电流)等决定的过电流水平的情况，不能驱动磁体电动机1。这样，磁体电动机1的凸极比为1附近的情况下，存在电力转换装置易于陷入过电流而变得不能运转的问题。

于是，如果使用作为本实施例的特征的电流检测运算部5、凸极比推算部8、凸极比控制部9，则能够改善该问题。

以下，对于使用它们的情况下的控制特性进行叙述。图3是表示电流检测运算部5的结构的图。

5a、5b是L.P.F(Low Pass Filter)，除去电流检测值i_dc、i_qc中包含的高次谐波电流并输出电流检测值的平均值i_{dc_ver}、i_{qc_ver}。另外，使用电流检测值i_dc、i_qc和电流检测值的平均值i_{dc_ver}、i_{qc_ver}，按照式(5)运算高次谐波电流Δi_dc、Δi_qc。

[式5]

5c是FFT(Fast Fourier Transform)运算部，输出电流检测值i_dc、i_qc中包含的高次谐波电流Δi_dc、Δi_qc的振幅值即Δi_{dc_ver}、Δi_{qc_ver}。

图4是表示凸极比推算部8的结构的图。8a是除法部，输出高次谐波电流的振幅值即Δi_{qc_ver}与Δi_{dc_ver}的比率。8b是L.P.F(Low Pass Filter)，除去除法部8a的输出中的高次谐波成分并输出凸极比的推算值L_dq ^{^}。

图5是表示凸极比控制部9的结构的图。9a是已确定的凸极比L_{dq_lmt}。9b是PI(比例+积分)控制部，输入规定的凸极比L_{dq_lmt}与凸极比的推算值L_dq ^{^}的差(L_dq ^{^}-L_{dq_lmt})，以差成为零的方式运算并输出d轴的直流电流成分的修正值Δi_d ^*。通过使d轴电流指令i_d ^*增减，能够间接地控制d轴电感，使凸极比大于1.0。

图6是表示实施例1中的转矩和相位误差的特性的图。在图2中使用的条件中，设定为L_{dq_lmt}＝1.5。如果对图2和图6中公开的转矩和相位误差的特性进行比较，则效果是明显的，通过控制磁体电动机1的凸极比，即使200％的高转矩也实现了稳定的无位置传感器控制。

此处，图7是说明采用实施例1的情况下的验证方法的图。在驱动磁体电动机1的电力转换装置22中安装电流检测器20，在磁体电动机1的轴上安装编码器21。

对于高次谐波电流和凸极比的计算部23，输入电流检测器20的输出即三相交流的电流检测值(i_uc、i_vc、i_wc)和编码器21的输出即位置θ，进行与电流检测运算部5和凸极比推算部8同样的运算，由此输出高次谐波电流Δi_dc、Δi_qc或高次谐波电流的振幅值Δi_{dc_ver}、Δi_{qc_ver}、和凸极比的推算值L_dq ^{^}。

在各部波形的观测部24中，观测Δi_dc、Δi_qc或Δi_{dc_ver}、Δi_{qc_ver}与L_dq ^{^}的关系，如果L_dq ^{^}是一定的，则可知采用了本发明。另外，未安装编码器21的情况下，可以将三相交流的电流检测值(i_uc、i_vc、i_wc)的零附近的电流纹波作为Δi_dc、其振幅值作为Δi_{dc_ver}、电流检测值最大附近的电流纹波作为Δi_qc、其振幅值作为Δi_{qc_ver}推算凸极比。

根据实施例1，对于d轴的电流指令值，能够与q轴的电流指令值分别地独立地进行调整，增大磁体电动机1的凸极比。因此，无传感器控制是稳定的，能够输出大的转矩。即，实施例1中，即使转矩高也能够实现稳定的无位置传感器控制。进而，不仅IPM电动机中，在凸极比大致为1的、表面磁体型的凸极比小的磁体电动机中，也能够扩大运转范围地进行稳定驱动。

实施例2

图8是实施例2中的包括电力转换装置和磁体电动机的系统结构图。

实施例1是根据高次谐波电流的振幅值运算凸极比的推算值的实施例，而实施例2中，根据高次谐波电流的振幅值计算电感L_d ^{^}、L_q ^{^}，根据它们的比率运算凸极比的推算值L_dq ^{^}。

图8中除凸极比推算部81以外与图1相同，因此省略说明。

图9表示实施例2中的凸极比推算部81的结构。

凸极比推算部81由高次谐波电压的振幅值V_h ^*即常数81a、高次谐波的频率f_cc即常数81b、除法部81c、除法部81e、L.P.F81f构成，根据式(6)运算d轴和q轴的电感L_d ^{^}、L_q ^{^}的推算值。

[式6]

此处，高次谐波电压的振幅值V_h ^*是图1的dc轴的高次谐波电压Δv_dc ^*和qc轴的高次谐波电压Δv_qc ^*的振幅值。进而，根据式(7)运算凸极比的推算值L_dq ^{^}。

[式7]

L_dq ^{^}＝L_q ^{^}/L_d ^{^}……式(7)

通过采用这样的结构，具有能够使通过运算计算出的d轴和q轴的电感L_d ^{^}、L_q ^{^}反映在式(3)的相位误差的推算运算式中的优点。

实施例3

图10是实施例3中的包括电力转换装置和磁体电动机的系统结构图。实施例1是根据高次谐波电流的振幅值运算凸极比的推算值的实施例，而实施例3是通过表参照方式调用d轴和q轴的电感L_d ^{^^}、L_q ^{^^}的实施例。图10中除凸极比推算部82以外与图1相同，因此省略说明。

图11表示实施例3中的凸极比推算部82。

凸极比推算部82由输入d轴电流指令i_d ^*和q轴电流指令i_q ^*、输出L_d ^{^^}的d轴电感参照表82a，输入q轴电流指令i_q ^*、输出q轴电感L_q ^{^^}的q轴电感参照表82b构成。

此处，d轴电感参照表82a保存了与d轴电流指令i_d ^*对应的L_d ^{^^}。另外，q轴电感参照表82b保存了与q轴电流指令i_q ^*对应的q轴电感

L_q ^{^^}。

d轴电感参照表82a和q轴电感参照表82b也能够在通用逆变器起动时实施的离线自动调谐时生成。另外，也可以通过实施例1或实施例2的方式在运转中，对表的数据进行学习，学习结束时，切换至本实施例。

另外，上述说明中，基于d轴电流指令i_d ^*和q轴电流指令i_q ^*，计算出d轴电感和q轴电感。能够改为在离线自动调谐或运转中进行学习，预先求出与d轴电流指令i_d ^*和q轴电流指令i_q ^*对应的凸极比的推算值L_dq ^{^}。即，也可以基于保存了与d轴电流指令i_d ^*和q轴电流指令i_q ^*对应的凸极比的推算值L_dq ^{^}的凸极比参照表、以及和d轴电流指令i_d ^*和q轴电流指令i_q ^*，取得凸极比的推算值L_dq ^{^}。

通过采用这样的结构，虽然并非在线，但能够获得与实施例1同等的效果。

实施例4

图12是实施例4中的包括电力转换装置和磁体电动机的系统结构图。实施例1是以使凸极比的推算值追随规定的凸极比的方式使d轴电流指令增减的实施例，而实施例4是在凸极比的推算值L_dq ^{^}降至低于规定的凸极比L_{dq_lmt}的情况下使d轴电流指令增加的实施例。

图12中除凸极比控制部91以外与图1相同，因此省略说明。

图13表示实施例4中的凸极比控制部91的结构图。

91a表示设定的规定的凸极比L_{dq_lmt}。91b是PI(比例+积分)控制部，以凸极比的推算值L_dq ^{^}与L_{dq_lmt}的差成为零的方式运算并输出d轴电流指令的修正值Δi_d ^*。

91c表示设定的规定的d轴的直流电流成分的限制值i_d ^* _{_lmt}。91d是d轴电流指令的修正值Δi_d ^*的限制部，上限值是i_d ^* _{_lmt}，下限值是0。将PI(比例+积分)控制部91b的输出对d轴电流指令限制部91d输入。结果，d轴电流指令的修正值Δi_d ^*输出正极性的电流值。

此时，可以根据电力转换器2的半导体开关元件的耐电流量(最大电流)等确定规定的限制值i_d ^* _{_lmt}。

通过采用这样的结构，在转矩低时不会流动必要以上的d轴电流，具有效率提高的优点。

实施例5

图14是实施例5中的包括电力转换装置和磁体电动机等的系统结构图。实施例1中，是以使凸极比的推算值追随规定的凸极比的方式使d轴电流指令增减的方式，而实施例5中，是以使凸极比的推算值追随规定的凸极比的方式使相位误差的指令增减的方式。

图14中，凸极比控制部92和位置/速度推算部7以外与图1相同，因此省略说明。

图15是表示实施例5中的凸极比控制部92的结构的图。

92a是设定的规定的凸极比L_{dq_lmt}。92b是PI(比例+积分)控制部，以凸极比的推算值L_dq ^{^}与L_{dq_lmt}的差成为零的方式按照式(8)运算并输出相位误差的指令值Δθ_dc ^*。

[式8]

此处，式(8)的各符号的定义如下所述。

K_p1：比例增益，K_i1：积分增益。

位置/速度推算部7以消除相位误差的推算值Δθ_c的方式，基于相位误差的指令值Δθ_dc ^*输出位置推算值θ_dc。

根据实施例5，与实施例1同样地，即使凸极比小的磁体电动机也能够稳定地驱动。

实施例6

图16是实施例6中的包括电力转换器和磁体电动机的系统结构的图。实施例6是应用于磁体电动机驱动系统的例子。

磁体电动机1被电力转换装置16驱动。电力转换装置16由软件16a和硬件构成。软件16a的各功能由电力转换装置16的微型计算机等处理器执行。

图1所示的坐标转换部4、电流检测运算部5、相位误差推算部6、位置/速度推算部7、凸极比推算部8、凸极比控制部9、加法部10、矢量控制运算部11、高次谐波电压产生部12、坐标转换部13构成了图16的软件16a。

图1的电力转换器2、直流电压源2a、电流检测器3是作为硬件安装的。能够用电力转换装置16的数字操作器16b、或者个人计算机17、平板18、智能手机19等上级装置，设定软件16a内的规定的凸极比L_{dq_lmt}和d轴的直流电流成分的限制值i_d ^* _{_lmt}。

如果将本实施例应用于磁体电动机驱动系统，则即使凸极比小的磁体电动机也能够实现稳定运转。另外，规定的凸极比L_{dq_lmt}、d轴的直流电流成分的限制值i_d ^* _{_lmt}也可以在作为上级装置的可编程逻辑控制器(PLC)或与计算机连接的局域网(LAN)中设定。

进而，不限于实施例1，也可以应用实施例2至实施例5的实施例。

以上的实施例1至实施例5中，使用电流指令值i_d ^**、i_q ^*和电流检测值i_dc、i_qc和磁体电动机1的电路常数，进行式(1)所示的运算，但也可以根据电流指令值i_d ^**、i_q ^*和电流检测值i_dc、i_qc，通过式(9)所示的运算生成电压修正值Δv_dc、Δv_dc，进行将该电压修正值、与式(10)所示的矢量控制的电压基准值相加的式(11)所示的运算。

[式9]

此处，式(9)的各符号的定义如下所述。

Kpd：d轴电流控制的比例增益，Kid：d轴电流控制的积分增益，Kpq：q轴电流控制的比例增益，Kiq：q轴电流控制的积分增益，s：拉普拉斯算子。

[式10]

此处，式(10)的各符号的定义如下所述。

vdc0*：d轴电压指令，vqc0*：q轴电压指令，Tacr：相当于电流控制的响应频率的时间常数，s：拉普拉斯算子，K_e：感应电压系数。

[式11]

另外，也可以根据电流指令值i_d ^*、i_q ^*和电流检测值i_dc、i_qc，生成如矢量控制运算中使用的式(12)所示的中间的电流指令值i_d ^**、i_q ^**，进行使用速度推算值ω_rc ^{^}和磁体电动机1的电路常数的式(13)所示的运算。

另外，也能够应用于运算使用d轴电流指令i_d ^*、qc轴的电流检测值i_qc、速度指令值ω_r ^*和磁体电动机1的电路常数的式(14)的矢量控制方式。也可以使用运算dc轴和qc轴的电压指令值v_dc ^*、v_qc ^*的矢量控制方式。

[式12]

此处，式(12)的各符号的定义如下所述。

Kpd：d轴电流控制的比例增益，Kid：d轴电流控制的积分增益，Kpq：q轴电流控制的比例增益，Kiq：q轴电流控制的积分增益，s：拉普拉斯算子。

[式13]

[式14]

此处，式(14)的各符号的定义如下所述。

R1：磁体电动机的一次电阻，Td：q轴电流指令i_q ^*的滞后时间常数。

另外，实施例1至实施例5中，作为构成电力转换器2的开关元件，可以是Si(硅)半导体元件，也可以是SiC(碳化硅)或GaN(氮化镓)等宽带隙半导体元件。

附图标记说明

1…磁体电动机，2…电力转换器，3…电流检测器，5…电流检测运算部，6…相位误差推算部，7…位置/速度推算部，8…凸极比推算部，9…凸极比控制部，11…矢量控制运算部。

Claims (13)

1.一种通过无位置传感器控制来对负载装置进行控制的电力转换装置，其特征在于，包括：

检测所述负载装置的电流的电流检测部；

电流检测运算部，其基于检测出的电流，运算作为控制轴的dc轴和qc轴的高次谐波电流成分；

凸极比推算部，其基于所述dc轴和所述qc轴的所述高次谐波电流成分，输出凸极比推算值；和

凸极比控制部，其基于所述凸极比推算值与预先确定的凸极比的差，输出使转子坐标系的d轴的电流指令值增减的电流成分。

2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述电流检测运算部基于所述dc轴和所述qc轴的电流，输出所述dc轴和所述qc轴的高次谐波电流的振幅值，

所述凸极比推算部基于所述dc轴和所述qc轴的所述高次谐波电流的振幅值，输出所述凸极比推算值，

所述凸极比控制部具有基于所述凸极比推算值与预先确定的凸极比的差来进行PI控制的PI控制部。

3.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述电流检测运算部，基于所述dc轴的电流成分和所述qc轴的电流成分，计算所述dc轴和所述qc轴的高次谐波电流的振幅值，

所述凸极比推算部，基于所述dc轴和所述qc轴的所述高次谐波电流的振幅值，计算所述d轴的电感推算值和q轴的电感推算值，并基于所述d轴的电感推算值和所述q轴的电感推算值，输出所述凸极比推算值。

4.一种通过无位置传感器控制来对负载装置进行控制的电力转换装置，其特征在于，包括：

凸极比推算部，其具有保存了与转子坐标系的d轴的电流指令对应的所述d轴的电感推算值的d轴电感参照表；和保存了与转子坐标系的q轴的所述电流指令对应的所述q轴的电感推算值的q轴电感参照表，基于所述d轴的所述电流指令和所述q轴的所述电流指令，并参照所述d轴电感参照表和所述q轴电感参照表，计算所述d轴的电感推算值和所述q轴的电感推算值，基于所述d轴的电感推算值和所述q轴的电感推算值输出凸极比推算值；和

凸极比控制部，其基于所述凸极比推算值与预先确定的凸极比的差，输出使d轴电流指令值增减的电流成分。

5.一种通过无位置传感器控制来对负载装置进行控制的电力转换装置，其特征在于，包括：

凸极比推算部，其具有保存了与转子坐标系的d轴的电流指令和q轴的所述电流指令对应的凸极比推算值的凸极比参照表，基于所述d轴的所述电流指令和所述q轴的所述电流指令并参照所述凸极比参照表，输出所述凸极比推算值；和

凸极比控制部，其基于所述凸极比推算值与预先确定的凸极比的差，输出使d轴电流指令值增减的电流成分。

6.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述凸极比控制部包括：

PI控制部，其基于所述凸极比推算值与预先确定的凸极比的差进行PI控制；和

d轴电流限制部，其保存所述d轴的所述电流指令值的限制值，基于所述限制值来限制所述d轴的所述电流指令值。

7.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

具有能够输入所述预先确定的凸极比的外部装置。

8.一种通过无位置传感器控制来对负载装置进行控制的电力转换装置，其特征在于，包括：

检测所述负载装置的电流的电流检测部；

电流检测运算部，其基于检测出的电流，运算作为控制轴的dc轴和qc轴的高次谐波电流成分；

凸极比推算部，其基于所述dc轴和所述qc轴的所述高次谐波电流成分，输出凸极比推算值；和

凸极比控制部，其基于所述凸极比推算值与预先确定的凸极比的差，输出相位误差的指令值。

9.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述电流检测部检测三相电流，

坐标转换部将所述三相电流坐标转换成所述dc轴和所述qc轴的电流检测值，

所述电流检测运算部基于所述dc轴和所述qc轴的电流检测值，输出所述dc轴和所述qc轴的高次谐波电流的振幅值和平均值。

10.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述负载装置是磁体电动机，选自在所述磁体电动机的转子的表面配置有永磁体的表面磁体型磁体电动机、以及在所述磁体电动机的所述转子的内部配置有永磁体的嵌入磁体型磁体电动机。

11.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，包括：

与所述负载装置连接的电力转换器；和

输出所述dc轴和所述qc轴的高次谐波电压的高次谐波电压产生部。

12.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

具有矢量控制运算部，该矢量控制运算部基于加上了使所述d轴的电流指令值增减的电流成分而得到的第二d轴电流指令值与所述dc轴的高次谐波电流的平均值的差、q轴的电流指令值与所述qc轴的高次谐波电流的平均值的差、以及速度推算值，输出所述dc轴和所述qc轴的电压指令。

13.如权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于：

包括具有开关元件的电力转换器和产生高次谐波电压的高次谐波电压产生部，

所述电力转换器是基于所述高次谐波电压和所述矢量控制运算部的输出而被控制的。

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