JP2018042315A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの制御応答性を確保しつつ、過変調領域でのモータの制御安定性を向上させるインバータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ５の出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御するインバータ制御装置６は、モータに与える電流指令値と電流検出手段からの電流検出値に基づいて電圧指令値を比例積分制御を用いて生成する電流制御手段１２を備える。電圧指令値とインバータ４の直流母線電圧に基づいて算出される変調率がその目標値と一致するようにモータの電流位相を調整し、電圧指令値が直流母線電圧を超える過変調時に略台形波状の電圧をモータに印加する。【選択図】図１

Description

本発明は、モータを任意の回転数で駆動するインバータ制御装置に関するものである。

従来、過変調領域でブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ制御装置として、演算により求めた交流電圧指令の時間軸方向の変化を平滑化させる電圧フィルタを用いることで交流電圧指令の振幅および位相の急激な変化を避け、さらに電流検出器によるモータ電流の時間軸方向の変化を平滑化させる電流フィルタを用いることでモータ電流の高調波成分を除去する技術がある（例えば特許文献１を参照）。

特許文献１の方法によれば、正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御への切換時にモータ印加電圧が急変することを防止して、モータの制御安定性を高めることができる。

特許第５１３３８３４号公報

しかしながら、前記従来の構成の制御装置では、電圧および電流の双方にフィルタ処理を実施するため、負荷変動に対するモータの制御応答性が低下し、過変調領域でモータを駆動する場合に十分な制御性能が得られない可能性がある。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、モータの制御応答性を確保しつつ、過変調領域でのモータの制御安定性を向上させることができるインバータ制御装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、モータを駆動する電流値を検出する電流検出手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御するインバータ制御装置において、モータに与える電流指令値と電流検出手段からの電流検出値に基づいて電圧指令値を比例積分制御を用いて生成する電流制御手段を備え、電圧指令値とインバータの直流母線電圧に基づいて算出される変調率がその目標値と一致するようにモータの電流位相を調整し、電圧指令値が前記直流母線電圧を超える過変調時に略台形波状の電圧をモータに印加するものである。

これによって、モータの制御応答性を確保しつつ、弱め界磁制御の効果を過剰に高めることなく必要最小限の電流位相により過変調領域でのモータの安定駆動を実現できるため、モータ駆動システムの効率向上とモータの駆動範囲を拡大することができる。

本発明のインバータ制御装置は、モータの制御緒応答性を確保しつつ、過変調領域でのモータの制御安定性を向上させることができる。

本発明のインバータ制御装置のシステム構成図 本発明のインバータ制御装置における電流制御部の第１の構成図 本発明のインバータ制御装置における電流制御部の第２の構成図 本発明のインバータ制御装置におけるフィルタのカットオフ周波数設定の例を表す図 本発明のインバータ制御装置の第１の動作特性図 本発明のインバータ制御装置の第２の動作特性図 本発明のインバータ制御装置の第３の動作特性図 本発明のインバータ制御装置における座標軸の定義図

第１の発明は、複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、モータへ電力を供給するインバータと、モータを駆動する電流値を検出する電流検出手段を含み、モータの出力トルクが所要のトルクとなるようにモータを駆動する電流値を制御するインバータ制御装置において、モータに与える電流指令値と電流検出手段からの電流検出値に基づいて電圧指令値を比例積分制御を用いて生成する電流制御手段を備え、電圧指令値とインバータの直流母線電圧に基づいて算出される変調率がその目標値と一致するようにモータの電流位相を調整し、電圧指令値が直流母線電圧を超える過変調時に略台形波状の電圧をモータに印加するものであり、モータの制御応答性を確保しつつ、弱め界磁制御の効果を過剰に高めることなく必要最小限の電流位相により過変調領域でのモータの安定駆動を実現できるため、モータ駆動システムの効率向上とモータの駆動範囲を拡大することができる。

第２の発明は、特に第１の発明のインバータ制御装置において、過変調時に回転座標系のｑ軸電流検出値あるいはｑ軸電圧指令値のいずれかに時間軸方向の変化を平滑化させるフィルタを備え、モータの回転数に応じてフィルタのカットオフ周波数を変更するものであり、モータの回転数に同期するトルク脈動成分の影響を排除できるため、過変調領域でのモータの制御安定性を向上することができる。

第３の発明は、特に第２の発明のインバータ制御装置において、モータの電気周波数の６倍周波を含む高調波成分を除去するようにフィルタのカットオフ周波数を設定するものであり、モータの磁気特性の歪みに起因するトルクリプル成分の影響を適切に排除できるため、磁気特性に歪みの有るモータにおいても過変調領域でのモータの制御安定性を向上することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明のインバータ制御装置のシステム構成図である。このインバータ制御装置は、商用電源等の交流電源１より電力を供給され、供給された電力を整流する整流手段２と、整流手段２からの出力電圧を平滑する平滑手段３と、平滑手段３からの平滑電圧を所望の周波数、電圧値の交流電圧に変換する直交変換手段４と、モータ５を駆動するための情報を直交変換手段４に伝達するインバータ制御手段６を備える。

インバータ制御手段６は、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等により構成可能なもので、ベースドライバ１０、ＰＷＭ信号生成部１１、電流制御部１２、電流指令生成部１３、回転子位置速度推定部１４、電流位相調整部１５、相電流変換部１６、変調率算出部１７の各機能ブロックを備えている。

相電流変換部１６では、電流検出手段７に流れる直交変換手段４の直流側の母線電流を観察し、その母線電流をモータ５の相電流に変換する（相電流変換部１６の具体的な方法
については例えば特開２００３−１８９６７０号公報等の文献を参照されたい）。

なお、電流センサ等を用いてモータ５の相電流を直接検出しても良いことは言うまでもない。

回転子位置速度推定部１４では、相電流変換部１６により変換されたモータ５の相電流と、電流制御部１２で演算されるモータ５の電圧指令値の情報により、モータ５の回転子磁極位置と回転速度を推定する（回転子位置速度推定部１４の具体的な方法については例えば特開２００１−３７２８１号公報等の文献を参照されたい）。

変調率算出部１７では、電圧検出手段８から検出された直流母線電圧Ｖｄｃと電流制御部１２で演算されるモータ５の電圧指令値の情報により、変調率σを算出する。

σ＝相電圧指令値振幅／（Ｖｄｃ／２） ・・・（１）
図５は、電流制御部１２から出力される相電圧指令値（Ｖｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓ）の１相分の波形例を示しており、相電圧指令値Ｖｓ１の振幅Ａ１は（Ｖｄｃ／２）未満のため通常変調（変調率σ≦１）であり、相電圧指令値Ｖｓ２の振幅Ａ２は（Ｖｄｃ／２）を超えるため過変調（変調率σ＞１）となる。また、直交変換手段４により出力可能な電圧範囲は（−Ｖｄｃ／２〜＋Ｖｄｃ／２）であるため、過変調時は相電圧指令値そのもの（正弦波）をモータ５に印加することはできず、実際にモータ５に印加される電圧は±Ｖｄｃ／２で制限された略台形波（相電圧指令値Ｖｓ２の場合は図５の太線で示した波形）となる。なお、過変調時（相電圧指令値Ｖｓ２の場合）は通常変調時（相電圧指令値Ｖｓ１の場合）に対してモータ５に印加できる電圧（図５の斜線部分に相当）を増加することができるため、モータ５の駆動範囲を拡大することができる。

電流位相調整部１５では、変調率算出部１７で算出された変調率σが予め設定された目標変調率σｔｇと一致するように電流位相βｍを調整する。

具体的には、目標変調率σｔｇに対して変調率σが小さい場合は電流位相βｍが過剰な状態であるため、所定の時間変化率Δβｄｎで電流位相βｍを減少させることで、弱め界磁制御の効果を低めて変調率σが大きくなるように作用させ、目標変調率σｔｇに対して変調率σが大きい場合は電流位相βｍが不足する状態であるため、所定の時間変化率Δβｕｐで電流位相βｍを増加させることで、弱め界磁制御の効果を高めて変調率σが小さくなるように作用させる。

本発明のインバータ制御装置では、目標変調率σｔｇを１より大きくすることで過変調領域でのモータ５の駆動を実現するものである。

電流指令生成部１３では、回転子位置速度推定部１４で推定されたモータ５の速度推定値と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいてモータ５の回転速度が目標速度に一致するように比例積分演算等を用いて電流指令振幅Ｉｓを導出する。その電流指令振幅Ｉｓと電流位相調整部１５から出力される電流位相βｍにより、回転座標系の電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）を導出する。

Ｉｄｓ＝−Ｉｓ×ｓｉｎ（βｍ） ・・・（２）
Ｉｑｓ＝Ｉｓ×ｃｏｓ（βｍ） ・・・（３）
なお、図８に座標軸の定義を示す。θは回転子位置速度推定部１４で推定されたモータ５の磁極位置推定値、βｍは電流位相である。３相（ｕ、ｖ、ｗ）／２相（ｄ、ｑ）変換および２相（ｄ、ｑ）／３相（ｕ、ｖ、ｗ）変換については公知のため、以下説明は省略
する。

図２は、実施の形態１における電流制御部１２の構成図である。この電流制御部１２は、電圧指令演算部１２ａと、２相／３相変換部１２ｂと、３相／２相変換部１２ｃと、電流フィルタ処理部１２ｄの各機能ブロックを備えている。

電流制御部１２では、モータ５の制御応答性が要求される用途にも適用すべく比例積分制御を用いる構成とし、相電流変換部１６より変換されたモータ５の相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を３相／２相変換部１２ｃで回転座標系の電流検出値（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換し、変換されたｑ軸電流検出値（Ｉｑ）を電流フィルタ処理部１２ｄでローパスフィルタを用いてｑ軸電流フィルタ値（Ｉｑｆ）を導出する。

図４は、電流フィルタ処理部１２ｄにおけるローパスフィルタのカットオフ周波数設定の一例を示した図であり、モータ５の電気周波数の基本波から６倍周波までの間にカットオフ周波数を設定する。

図４では、モータ５の電気周波数に対して一次関数でカットオフ周波数を設定しているが、特に限定するものでは無く、予めモータ５の制御応答性を考慮した上で、多項式からなる関数等でカットオフ周波数を設定しても良い。

なお、本発明のインバータ制御装置では電流フィルタ処理部１２ｄで常時ローパスフィルタを用いる構成としているが、変調率算出部１７で算出された変調率σ、外部から与えられる目標速度、回転子位置速度推定部１４で推定されたモータ５の速度推定値の少なくともいずれか一つが所定値以上の場合にのみ電流フィルタ処理部１２ｄのローパスフィルタを通す構成としても良い（所定値未満の場合にはローパスフィルタを通さずに入力されるｑ軸電流検出値（Ｉｑ）をそのままｑ軸電流フィルタ値（Ｉｑｆ）として出力する）。この場合には、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の演算量を必要最小限とすることができる。

電圧指令演算部１２ａでは、電流指令生成部１３より導出された回転座標系の電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）と、前述のように求められたｄ軸電流検出値（Ｉｄ）およびｑ軸電流フィルタ値（Ｉｑｆ）とが一致するように比例積分制御を用いて回転座標系の電圧指令値（Ｖｄｓ、Ｖｑｓ）を導出する。その回転座標系の電圧指令値（Ｖｄｓ、Ｖｑｓ）を２相／３相変換部１２ｂで相電圧指令値（Ｖｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓ）に変換する。

具体的には、電圧指令演算部１２ａにおける回転座標系の電圧指令値（Ｖｄｓ、Ｖｑｓ）は、次式により導出される。

Ｖｄｓ＝ＫＰＤ×（Ｉｄｓ−Ｉｄ）＋ＫＩＤ×∫（Ｉｄｓ−Ｉｄ）ｄｔ ・・・（４）
Ｖｑｓ＝ＫＰＱ×（Ｉｑｓ−Ｉｑｆ）＋ＫＩＱ×∫（Ｉｑｓ−Ｉｑｆ）ｄｔ ・・・（５）
ここで、ＫＰＤはｄ軸比例ゲイン、ＫＩＤはｄ軸積分ゲイン、ＫＰＱはｑ軸比例ゲイン、ＫＩＱはｑ軸積分ゲインである。

なお、過変調領域でモータ５を駆動する場合には指令通りの電圧をモータ５に印加することが困難であり、比例積分演算の入力偏差（ｄ軸、ｑ軸の電流偏差）が増加あるいは減少し易くなるため、過変調領域において比例積分演算の計算値が過大に増加あるいは減少しないように比例積分演算の積分項（式（４）および式（５）の第二項）に上下限リミットを設ける構成としている。

ＰＷＭ信号生成部１１では、前述のように求められた相電圧指令値（Ｖｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓ）よりモータ５を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ信号生成部１１では、前述のように求められた相電圧指令値（Ｖｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓ）よりモータ５を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

前述のように求められたＰＷＭ信号は最終的にベースドライバ１０に出力され、直交変換手段４を構成するスイッチング素子を駆動する。

ここで、電流フィルタ処理部１２ｄにおけるローパスフィルタの有無によるインバータ制御装置の動作波形の違いについて図６および図７を用いて説明する。

磁気特性に歪みの有るモータを過変調領域で駆動した場合の動作波形例であり、図６はローパスフィルタが有る場合、図７はローパスフィルタが無い場合である。

図７のようにローパスフィルタが無い場合には、相電圧指令値（実際にモータ５に印加される電圧は太線で示したように±Ｖｄｃ／２で制限された波形）にモータの磁気特性の歪みに起因するトルクリプル成分（モータ５の電気周波数の６倍周波）が発生するため、過変調領域でモータ５を駆動すると、ＰＷＭ信号生成部１１で生成されるＰＷＭ信号のデューティが非対称形となり、モータ５の制御安定性が低下する場合がある。

そこで、図６のようにローパスフィルタが有る場合には、モータの磁気特性の歪みに起因するトルクリプル成分（モータ５の電気周波数の６倍周波）を除去することで、相電圧指令値（実際にモータ５に印加される電圧は太線で示したように±Ｖｄｃ／２で制限された波形）を略台形波状に整形し、ＰＷＭ信号生成部１１で生成されるＰＷＭ信号のデューティを対称形にすることで、磁気特性に歪みの有るモータを過変調領域で駆動する場合に制御安定性を向上することができる（磁気特性に歪みの無いモータの場合にはローパスフィルタが無い場合でも図６の動作波形とほぼ同等となる）。

このように、モータ５の電圧指令値と直流母線電圧Ｖｄｃに基づいて算出される変調率σが目標変調率σｔｇと一致するようにモータ５の電流位相βｍを調整し、目標変調率σｔｇを１より大きくすることで、モータ５の電圧指令値が直流母線電圧Ｖｄｃを超える過変調時に略台形波状の電圧をモータ５に印加するものであり、モータ５の電圧指令値を比例積分制御を用いて生成することでモータ５の制御応答性を確保しつつ、弱め界磁制御の効果を過剰に高めることなく必要最小限の電流位相βｍにより過変調領域でのモータ５の安定駆動を実現できるため、モータ駆動システムの効率向上とモータ５の駆動範囲を拡大することができる。

また、過変調時にｑ軸電流検出値（Ｉｑ）に時間軸方向の変化を平滑化させるフィルタを備え、モータ５の回転数に応じてフィルタのカットオフ周波数を変更することで、モータ５の回転数に同期するトルク脈動成分の影響を排除できるため、過変調領域でのモータ５の制御安定性を向上することができる。

さらに、モータ５の電気周波数の６倍周波を含む高調波成分を除去するようにフィルタのカットオフ周波数を設定することで、モータの磁気特性の歪みに起因するトルクリプル成分の影響を適切に排除できるため、磁気特性に歪みの有るモータにおいても過変調領域でのモータの制御安定性を向上することができる。

（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２におけるインバータ制御装置について説明する。主要なシステム構成については、実施の形態１におけるインバータ制御装置と同一であり、説明が重複するため省略し、ここでは構成の異なる電流制御部１２に関する内容について説明する。

図３は、実施の形態２における電流制御部１２の構成図である。この電流制御部１２は、電圧指令演算部１２ａと、２相／３相変換部１２ｂと、３相／２相変換部１２ｃと、電圧フィルタ処理部１２ｅの各機能ブロックを備えている。

電流制御部１２では、モータ５の制御応答性が要求される用途にも適用すべく比例積分制御を用いる構成とし、相電流変換部１６より変換されたモータ５の相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を３相／２相変換部１２ｃで回転座標系の電流検出値（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換し、電流指令生成部１３より導出された回転座標系の電流指令値（Ｉｄｓ、Ｉｑｓ）と、前述のように求められた回転座標系の電流検出値（Ｉｄ、Ｉｑ）とが一致するように比例積分制御を用いて回転座標系の電圧指令値（Ｖｄｓ、Ｖｑｓ）を導出する。

具体的には、電圧指令演算部１２ａにおける回転座標系の電圧指令値（Ｖｄｓ、Ｖｑｓ）は、次式により導出される。

Ｖｄｓ＝ＫＰＤ×（Ｉｄｓ−Ｉｄ）＋ＫＩＤ×∫（Ｉｄｓ−Ｉｄ）ｄｔ ・・・（６）
Ｖｑｓ＝ＫＰＱ×（Ｉｑｓ−Ｉｑ）＋ＫＩＱ×∫（Ｉｑｓ−Ｉｑ）ｄｔ ・・・（７）
ここで、ＫＰＤはｄ軸比例ゲイン、ＫＩＤはｄ軸積分ゲイン、ＫＰＱはｑ軸比例ゲイン、ＫＩＱはｑ軸積分ゲインである。

なお、過変調領域でモータ５を駆動する場合には指令通りの電圧をモータ５に印加することが困難であり、比例積分演算の入力偏差（ｄ軸、ｑ軸の電流偏差）が増加あるいは減少し易くなるため、過変調領域において比例積分演算の計算値が過大に増加あるいは減少しないように比例積分演算の積分項（式（６）および式（７）の第二項）に上下限リミットを設ける構成としている。

電圧指令演算部１２ａで導出されたｑ軸電圧指令値（Ｖｑｓ）を電圧フィルタ処理部１２ｅでローパスフィルタを用いてｑ軸電圧フィルタ値（Ｖｑｆ）を導出する。

ここで、電圧フィルタ処理部１２ｅにおけるローパスフィルタのカットオフ周波数設定は、実施の形態１における電流フィルタ処理部１２ｄのローパスフィルタと同様に、図４に示されるように、モータ５の電気周波数の基本波から６倍周波までの間にカットオフ周波数を設定する。

また、実施の形態１における電流フィルタ処理部１２ｄのローパスフィルタと同様に、図４では、モータ５の電気周波数に対して一次関数でカットオフ周波数を設定しているが、特に限定するものでは無く、予めモータ５の制御応答性を考慮した上で、多項式からなる関数等でカットオフ周波数を設定しても良い。

なお、本発明のインバータ制御装置では電圧フィルタ処理部１２ｅで常時ローパスフィルタを用いる構成としているが、変調率算出部１７で算出された変調率σ、外部から与えられる目標速度、回転子位置速度推定部１４で推定されたモータ５の速度推定値の少なくともいずれか一つが所定値以上の場合にのみ電圧フィルタ処理部１２ｅのローパスフィルタを通す構成としても良い（所定値未満の場合にはローパスフィルタを通さずに入力され
るｑ軸電圧指令値（Ｖｑｓ）をそのままｑ軸電圧フィルタ値（Ｖｑｆ）として出力する）。この場合には、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の演算量を必要最小限とすることができる。

前述のように求められたｄ軸電圧指令値（Ｖｄｓ）およびｑ軸電圧フィルタ値（Ｖｑｆ）を２相／３相変換部１２ｂで相電圧指令値（Ｖｕｓ、Ｖｖｓ、Ｖｗｓ）に変換する。

ここで、電圧フィルタ処理部１２ｅにおけるローパスフィルタの有無によるインバータ制御装置の動作波形の違いについて図６および図７を用いて説明する（動作波形としては、実施の形態１における電流フィルタ処理部１２ｄのローパスフィルタと同様の波形となる）。

磁気特性に歪みの有るモータを過変調領域で駆動した場合の動作波形例であり、図６はローパスフィルタが有る場合、図７はローパスフィルタが無い場合である。

図７のようにローパスフィルタが無い場合には、相電圧指令値（実際にモータ５に印加される電圧は太線で示したように±Ｖｄｃ／２で制限された波形）にモータの磁気特性の歪みに起因するトルクリプル成分（モータ５の電気周波数の６倍周波）が発生するため、過変調領域でモータ５を駆動すると、ＰＷＭ信号生成部１１で生成されるＰＷＭ信号のデューティが非対称形となり、モータ５の制御安定性が低下する場合がある。

そこで、図６のようにローパスフィルタが有る場合には、モータの磁気特性の歪みに起因するトルクリプル成分（モータ５の電気周波数の６倍周波）を除去することで、相電圧指令値（実際にモータ５に印加される電圧は太線で示したように±Ｖｄｃ／２で制限された波形）を略台形波状に整形し、ＰＷＭ信号生成部１１で生成されるＰＷＭ信号のデューティを対称形にすることで、磁気特性に歪みの有るモータを過変調領域で駆動する場合に制御安定性を向上することができる（磁気特性に歪みの無いモータの場合にはローパスフィルタが無い場合でも図６の動作波形とほぼ同等となる）。

このように、モータ５の電圧指令値と直流母線電圧Ｖｄｃに基づいて算出される変調率σが目標変調率σｔｇと一致するようにモータ５の電流位相βｍを調整し、目標変調率σｔｇを１より大きくすることで、モータ５の電圧指令値が直流母線電圧Ｖｄｃを超える過変調時に略台形波状の電圧をモータ５に印加するものであり、モータ５の電圧指令値を比例積分制御を用いて生成することでモータ５の制御応答性を確保しつつ、弱め界磁制御の効果を過剰に高めることなく必要最小限の電流位相βｍにより過変調領域でのモータ５の安定駆動を実現できるため、モータ駆動システムの効率向上とモータ５の駆動範囲を拡大することができる。

また、過変調時にｑ軸電圧指令値（Ｖｑ）に時間軸方向の変化を平滑化させるフィルタを備え、モータ５の回転数に応じてフィルタのカットオフ周波数を変更することで、モータ５の回転数に同期するトルク脈動成分の影響を排除できるため、過変調領域でのモータ５の制御安定性を向上することができる。

さらに、モータ５の電気周波数の６倍周波を含む高調波成分を除去するようにフィルタのカットオフ周波数を設定することで、モータの磁気特性の歪みに起因するトルクリプル成分の影響を適切に排除できるため、磁気特性に歪みの有るモータにおいても過変調領域でのモータの制御安定性を向上することができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、モータの制御応答性を確保しつ
つ、過変調領域でのモータの制御安定性を向上させることができるため、空気調和機、冷蔵庫、冷凍機、ヒートポンプ給湯機等の圧縮機モータを駆動する用途に適用できる。

１ 交流電源
２ 整流手段
３ 平滑手段
３ａ リアクタ
３ｂ コンデンサ
４ 直交変換手段
５ モータ
６ インバータ制御手段
７ 電流検出手段
８ 電圧検出手段
１０ ベースドライバ
１１ ＰＷＭ信号生成部
１２ 電流制御部
１２ａ 電圧指令演算部
１２ｂ ２相／３相変換部
１２ｃ ３相／２相変換部
１２ｄ 電流フィルタ処理部
１２ｅ 電圧フィルタ処理部
１３ 電流指令生成部
１４ 回転子位置速度推定部
１５ 電流位相調整部
１６ 相電流変換部
１７ 変調率算出部
１８ 速度・変調率設定部

Claims (3)

1. 複数相のモータと、直流電力を交流電力に変換し、前記モータへ電力を供給するインバータと、前記モータを駆動する電流値を検出する電流検出手段を含み、前記モータの出力トルクが所要のトルクとなるように前記モータを駆動する電流値を制御するインバータ制御装置において、前記モータに与える電流指令値と前記電流検出手段からの電流検出値に基づいて電圧指令値を比例積分制御を用いて生成する電流制御手段を備え、前記電圧指令値と前記インバータの直流母線電圧に基づいて算出される変調率がその目標値と一致するように前記モータの電流位相を調整し、前記電圧指令値が前記直流母線電圧を超える過変調時に略台形波状の電圧を前記モータに印加することを特徴とするインバータ制御装置。
2. 過変調時に回転座標系のｑ軸電流検出値あるいはｑ軸電圧指令値のいずれかに時間軸方向の変化を平滑化させるフィルタを備え、前記モータの回転数に応じて前記フィルタのカットオフ周波数を変更することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記モータの電気周波数の６倍周波を含む高調波成分を除去するように前記フィルタのカットオフ周波数を設定することを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。

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