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WO2025069181A1 - 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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WO2025069181A1
WO2025069181A1 PCT/JP2023/034922 JP2023034922W WO2025069181A1 WO 2025069181 A1 WO2025069181 A1 WO 2025069181A1 JP 2023034922 W JP2023034922 W JP 2023034922W WO 2025069181 A1 WO2025069181 A1 WO 2025069181A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
command
inverter
value
power conversion
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
PCT/JP2023/034922
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
慎也 豊留
美津夫 鹿嶋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2025548061A priority Critical patent/JPWO2025069181A1/ja
Priority to PCT/JP2023/034922 priority patent/WO2025069181A1/ja
Publication of WO2025069181A1 publication Critical patent/WO2025069181A1/ja
Pending legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device that performs power conversion, as well as an electric motor drive device and a refrigeration cycle application device that are equipped with a power conversion device.
  • overmodulation control In power conversion devices, a control called “overmodulation control” is performed to increase the voltage utilization rate of the inverter.
  • the overmodulation region where overmodulation control is performed, is a region in which the relationship between the voltage command and the inverter output voltage, which is the output voltage of the inverter, is nonlinear and not proportional.
  • a correction called a “modulation rate correction method” is performed to correct the command modulation rate, which indicates the ratio of the voltage command amplitude in the voltage command given to the inverter to the DC voltage value applied to the inverter, so that the inverter output voltage is output linearly.
  • the present disclosure has been made in consideration of the above, and aims to obtain a power conversion device that can stabilize operation in the overmodulation region even when the modulation factor correction method and flux weakening control are combined.
  • the power conversion device is a power conversion device that supplies AC power to an electric motor that drives a load.
  • the power conversion device includes a converter that rectifies a power supply voltage applied from an AC power supply, a capacitor connected to the output terminal of the converter, an inverter connected to both ends of the capacitor, and a control device that controls the operation of the inverter.
  • the power conversion device corrects the voltage command so that the inverter output voltage can be output linearly, and performs flux-weakening control when a voltage saturation amount calculated from a voltage limit value determined by a DC voltage value and the voltage command occurs.
  • the power conversion device disclosed herein has the advantage of being able to stabilize operation in the overmodulation region even when the modulation factor correction method and flux weakening control are combined.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an inverter included in a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a control device provided in a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the modulation rate correction method described in the Background Art section.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a voltage command calculation unit included in a control device for a power conversion device according to a first embodiment;
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a command modulation factor and voltage phase calculation unit included in a voltage command calculation unit in the control device for a power conversion device according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of an excitation current command control unit provided in an inverter control unit in a control device for a power conversion device according to the first embodiment
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a hardware configuration for implementing a control device included in a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a control device provided in a power conversion device according to a second embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a voltage command calculation unit included in a control device for a power conversion device according to a second embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a command modulation factor and voltage phase calculation unit included in a voltage command calculation unit in a control device for a power conversion device according to a second embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of an excitation current command control unit provided in an inverter control unit in a control device for a power conversion device according to a second embodiment;
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device according to a third embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 300 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of an inverter 30 included in the power conversion device 300 according to the first embodiment.
  • the power conversion device 300 is connected to an AC power source 1 and a compressor 50.
  • the compressor 50 is an example of a load having a characteristic that the load torque varies periodically when driven.
  • the compressor 50 has an electric motor 7.
  • An example of the electric motor 7 is a three-phase permanent magnet synchronous motor.
  • the power conversion device 300 converts a power supply voltage applied from the AC power source 1 into an AC voltage having a desired amplitude and phase and applies it to the electric motor 7.
  • the power conversion device 300 includes a reactor 2, a converter 3, a capacitor 5, a voltage detection unit 8, a control device 10, an inverter 30, and a current detection unit 40.
  • the power conversion device 300 and the electric motor 7 included in the compressor 50 constitute an electric motor drive device 400.
  • the converter 3 has four diodes D1, D2, D3, and D4.
  • the four diodes D1 to D4 are bridge-connected to form a rectifier circuit.
  • the converter 3 rectifies the power supply voltage applied from the AC power supply 1 by the rectifier circuit made up of the four diodes D1 to D4.
  • the converter 3 one end on the input side is connected to the AC power supply 1 via the reactor 2, and the other end on the input side is connected to the AC power supply 1.
  • the output side is connected to the capacitor 5.
  • the converter 3 may have a rectification function as well as a boost function for boosting the rectified voltage.
  • a converter with a boost function may be configured with one or more transistor elements, or one or more switching elements in which a transistor element and a diode are connected in anti-parallel, in addition to or instead of a diode.
  • the arrangement and connection of the transistor elements or switching elements in a converter with a boost function are publicly known, and will not be described here.
  • Capacitor 5 is connected to the output terminal of converter 3 via DC buses 9a and 9b.
  • DC bus 9a is the positive DC bus
  • DC bus 9b is the negative DC bus.
  • Capacitor 5 smoothes the rectified voltage applied from converter 3. Examples of capacitor 5 include an electrolytic capacitor and a film capacitor.
  • the inverter 30 is connected to both ends of the capacitor 5 via the DC buses 9a and 9b.
  • the inverter 30 converts the DC voltage smoothed by the capacitor 5 into an AC voltage for the compressor 50 and applies it to the motor 7 of the compressor 50.
  • the voltage applied to the motor 7 is a three-phase AC voltage with variable frequency and voltage value.
  • the inverter 30 includes an inverter main circuit 310 and a drive circuit 350.
  • the inverter main circuit 310 includes switching elements 311 to 316. Rectifier elements 321 to 326 for reflux are connected in inverse parallel to each of the switching elements 311 to 316.
  • the switching elements 311 to 316 may be made of a material other than silicon (Si), such as wide bandgap semiconductors as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), diamond, etc. By forming the switching elements 311 to 316 using wide bandgap semiconductors, it is possible to further reduce losses.
  • Si silicon
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • the voltage detection unit 8 detects the bus voltage Vdc by detecting the voltage across the capacitor 5.
  • the bus voltage Vdc is the voltage between the DC buses 9a and 9b.
  • the voltage detection unit 8 includes a voltage divider circuit that divides the voltage using resistors connected in series, for example.
  • the voltage detection unit 8 converts the detected bus voltage Vdc into a voltage suitable for processing in the control device 10, for example a voltage of 5 V or less, using the voltage divider circuit, and outputs the voltage detection signal, which is an analog signal, to the control device 10.
  • the voltage detection signal output from the voltage detection unit 8 to the control device 10 is converted from an analog signal to a digital signal by an AD (Analog to Digital) conversion unit (not shown) in the control device 10, and is used for internal processing in the control device 10.
  • AD Analog to Digital
  • the current detection unit 40 has a shunt resistor inserted in the DC bus 9b.
  • the current detection unit 40 detects the capacitor output current i.d.c. using the shunt resistor.
  • the capacitor output current i.d.c. is the input current to the inverter 30, i.e., the current output from the capacitor 5 to the inverter 30.
  • the current detection unit 40 outputs the detected capacitor output current i.d.c. to the control device 10 as a current detection signal, which is an analog signal.
  • the current detection signal output from the current detection unit 40 to the control device 10 is converted from an analog signal to a digital signal by an AD conversion unit (not shown) in the control device 10, and is used for internal processing in the control device 10.
  • the control device 10 generates the aforementioned PWM signals Sm1 to Sm6 to control the operation of the inverter 30. Specifically, the control device 10 changes the angular frequency ⁇ e and voltage value of the inverter output voltage based on the PWM signals Sm1 to Sm6.
  • the angular frequency ⁇ e of the inverter output voltage determines the rotational angular velocity in electrical angle of the motor 7.
  • this rotational angular velocity will also be represented by the same symbol ⁇ e.
  • the rotational angular velocity ⁇ m in mechanical angle of the motor 7 is equal to the rotational angular velocity ⁇ e in electrical angle of the motor 7 divided by the number of pole pairs P. Therefore, there is a relationship expressed by the following equation (1) between the rotational angular velocity ⁇ m in mechanical angle of the motor 7 and the angular frequency ⁇ e of the inverter output voltage.
  • the rotational angular velocity will sometimes be referred to simply as "rotational speed” and the angular frequency will sometimes be referred to simply as "frequency.”
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the control device 10 provided in the power conversion device 300 according to the first embodiment.
  • the control device 10 includes an operation control unit 11 and an inverter control unit 12.
  • the inverter control unit 12 includes a voltage command calculation unit 13, an electrical angle phase calculation unit 14, a space vector modulation unit 15, a PWM signal generation unit 16, a current restoration unit 17, a coordinate conversion unit 18, and an excitation current command control unit 19.
  • the current restoration unit 17 restores the phase currents iu, iv, iw flowing through the motor 7 based on the capacitor output current idc detected by the current detection unit 40, and inputs them to the coordinate conversion unit 18.
  • the current restoration unit 17 can restore the phase currents iu, iv, iw by sampling the detection value of the capacitor output current idc detected by the current detection unit 40 at a timing determined based on the PWM signals Sm1 to Sm6 generated by the PWM signal generation unit 16.
  • a current detector may be provided on the output lines 331 to 333 to directly detect the phase currents iu, iv, iw and input them to the coordinate conversion unit 18. In this configuration, the current restoration unit 17 is not necessary.
  • the coordinate conversion unit 18 converts the phase currents iu, iv, and iw restored by the current restoration unit 17 into the d-axis current id, which is the excitation current, and the q-axis current iq, which is the torque current, i.e., the current values of the d and q axes, using the electrical angle phase ⁇ e generated by the electrical angle phase calculation unit 14 described below.
  • the excitation current command control unit 19 generates a d-axis current command id*, which is an excitation current command, based on the q-axis current iq acquired from the coordinate conversion unit 18, the command modulation factor M acquired from the operation control unit 11, and the d-axis voltage command Vd** and the q-axis voltage command Vq** calculated by the voltage command calculation unit 13 described later.
  • the excitation current command control unit 19 obtains a current phase angle at which the output torque of the motor 7 is equal to or greater than a set value or is at its maximum value, and calculates the d-axis current command id* based on the obtained current phase angle.
  • the excitation current command control unit 19 When calculating the d-axis current command id*, the excitation current command control unit 19 performs flux-weakening control and command modulation factor correction to determine the d-axis current command id*. The specific configuration and operation of the excitation current command control unit 19 will be described later.
  • the excitation current command control unit 19 may calculate the d-axis current command id* using the motor current flowing through the motor 7 instead of the output torque of the motor 7. In this case, the d-axis current command id* is calculated based on the current phase angle at which the motor current flowing through the motor 7 is equal to or less than the set value or is at its minimum value.
  • the voltage command calculation unit 13 generates a d-axis voltage command Vd**, a q-axis voltage command Vq**, a frequency estimate ⁇ est, a command modulation factor M*, and a voltage phase ⁇ v based on the frequency command ⁇ e* acquired from the operation control unit 11, the d-axis current id and the q-axis current iq acquired from the coordinate conversion unit 18, and the d-axis current command id* acquired from the excitation current command control unit 19.
  • the command modulation factor M* and the voltage phase ⁇ v are used in the space vector modulation unit 15, the d-axis voltage command Vd** and the q-axis voltage command Vq** are used in the excitation current command control unit 19, and the frequency estimate ⁇ est is used inside the electrical angle phase calculation unit 14 and the voltage command calculation unit 13.
  • the former is called the "first command modulation factor” and the latter is called the "second command modulation factor”.
  • the electrical angle phase calculation unit 14 calculates the electrical angle phase ⁇ e by integrating the frequency estimate value ⁇ est obtained from the voltage command calculation unit 13.
  • the space vector modulation unit 15 uses the command modulation factor M* and voltage phase ⁇ v obtained from the voltage command calculation unit 13, and the electrical angle phase ⁇ e obtained from the electrical angle phase calculation unit 14 to generate three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*, which are output voltage commands in a three-phase coordinate system.
  • the PWM signal generation unit 16 generates PWM signals Sm1 to Sm6 based on the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* obtained from the space vector modulation unit 15.
  • Space vector modulation is a modulation method that combines six basic space vectors and two zero vectors to generate a voltage vector of any size at any position in a hexagon and in the vector space within the hexagon. For each PWM modulation period, the PWM signal generation unit 16 uses the switching pattern of two adjacent space vectors for a specified period and the zero vector for the remaining period to generate PWM signals Sm1 to Sm6 with controlled switching patterns and pulse on-times, and outputs them to the inverter 30.
  • FIG 4 is a diagram showing the relationship between the command modulation rate and the actual modulation rate in a typical inverter.
  • the region where the command modulation rate shown on the horizontal axis exceeds 1 is the overmodulation region.
  • the command modulation rate is a value indicating the ratio of the voltage command amplitude in the voltage command given to the inverter 30 to the DC voltage value applied to the inverter 30.
  • the actual modulation rate shown on the vertical axis is a value indicating the ratio of the inverter output voltage to that DC voltage value.
  • the relationship between the command modulation rate and the actual modulation rate has nonlinear characteristics.
  • FIG. 5 is a diagram used to explain the modulation factor correction method described in the Background section.
  • the overmodulation region is a region in which the relationship between the voltage command and the inverter output voltage is nonlinear and not proportional. For this reason, in this overmodulation region, as shown in FIG. 5, control is performed to obtain the intended inverter output voltage by multiplying a nonlinear modulation factor correction coefficient according to the actual modulation factor value.
  • the value of the modulation factor correction coefficient in the modulation factor correction method has a steep characteristic with respect to the actual modulation factor value. For this reason, as explained in the background section, if the modulation factor correction method and flux-weakening control are simply combined, the voltage command will become an excessive value due to the correction of the modulation factor, which may cause a problem that operation in the overmodulation region is likely to become unstable. Therefore, in this paper, we propose the following two methods to address this problem.
  • First method A method of performing flux-weakening control using a voltage command after modulation factor correction.
  • Second method A method of performing flux-weakening control using a voltage command before modulation factor correction.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of the configuration of the voltage command calculation unit 13 provided in the control device 10 of the power conversion device 300 according to the first embodiment.
  • the voltage command calculation unit 13 includes adders 130, 132, and 133, a speed controller 131, a d-axis current controller 134, a q-axis current controller 135, a frequency estimation unit 136, a voltage command amplitude calculation unit 137, a modulation rate correction coefficient calculation unit 138, and a command modulation rate and voltage phase calculation unit 140.
  • the speed controller 131 calculates and outputs the q-axis current command iq*, which is a torque current command, based on the frequency deviation del_ ⁇ .
  • the q-axis current command iq* is the command value of the q-axis current iq at which the frequency deviation del_ ⁇ becomes zero, that is, the command value of the q-axis current iq for matching the frequency command ⁇ e* with the frequency estimate value ⁇ est.
  • An example of the speed controller 131 is a Proportional-Integral (PI) controller, but is not limited to this example.
  • the adder/subtractor 132 subtracts the d-axis current id from the d-axis current command id* and outputs the deviation between the d-axis current command id* and the d-axis current id.
  • the d-axis current controller 134 performs PI control to converge the deviation between the d-axis current command id* and the d-axis current id to zero.
  • the adder/subtracter 133 subtracts the q-axis current iq from the q-axis current command iq* and outputs the deviation between the q-axis current command iq* and the q-axis current iq.
  • the q-axis current controller 135 performs PI control to converge the deviation between the q-axis current command iq* and the q-axis current iq to zero.
  • the voltage command amplitude Vdq*_abs calculated by the voltage command amplitude calculation unit 137 is divided by a value obtained by multiplying the bus voltage Vdc by 1/ ⁇ 2 and input to the modulation rate correction coefficient calculation unit 138.
  • the modulation rate correction coefficient calculation unit 138 calculates the modulation rate correction coefficient K using the voltage command amplitude Vdq*_abs.
  • the modulation rate correction coefficient calculation unit 138 holds a table of characteristics as shown in FIG. 5.
  • the modulation rate correction coefficient calculation unit 138 recognizes the input value as a command modulation rate, and when the input value is 1 or less, sets the value of the modulation rate correction coefficient K to be multiplied by the command modulation rate to "1.0", and when the voltage command amplitude Vdq*_abs exceeds 1, sets and outputs the corresponding value of the modulation rate correction coefficient K.
  • the means for realizing the modulation rate correction coefficient calculation unit 138 does not have to be a table.
  • the modulation rate correction coefficient calculation unit 138 may be configured to determine the value of the modulation rate correction coefficient K corresponding to the command modulation rate by calculation processing.
  • the d-axis voltage command Vd** and q-axis voltage command Vq** calculated by the voltage command calculation unit 13 are output to the command modulation rate and voltage phase calculation unit 140 inside the voltage command calculation unit 13.
  • the d-axis voltage command Vd** and q-axis voltage command Vq** calculated by the voltage command calculation unit 13 are output to the excitation current command control unit 19 shown in FIG. 3 outside the voltage command calculation unit 13.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an example configuration of a command modulation rate and voltage phase calculation unit 140 provided in a voltage command calculation unit 13 in a control device 10 of a power conversion device 300 according to embodiment 1.
  • the command modulation rate and voltage phase calculation unit 140 includes a command modulation rate calculation unit 141 and a voltage phase calculation unit 144.
  • the command modulation rate calculation unit 141 includes a voltage command amplitude calculation unit 142.
  • the command modulation rate calculation unit 141 receives the d-axis voltage command Vd**, the q-axis voltage command Vq**, and the bus voltage Vdc.
  • the voltage command amplitude calculation unit 142 uses the d-axis voltage command Vd** and the q-axis voltage command Vq** to calculate the voltage command amplitude Vdq**_abs shown in the following equation (4).
  • the voltage command amplitude Vdq**_abs calculated by the voltage command amplitude calculation unit 142 is divided by the bus voltage Vdc multiplied by 1/ ⁇ 2, and output as the command modulation factor M*.
  • the voltage phase calculation unit 144 also uses the d-axis voltage command Vd** and the q-axis voltage command Vq** to calculate the voltage phase ⁇ v shown in the following equation (5).
  • command modulation factor M* and voltage phase ⁇ v calculated by the command modulation factor and voltage phase calculation unit 140 are used by the space vector modulation unit 15.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an example of the configuration of the excitation current command control unit 19 provided in the inverter control unit 12 in the control device 10 of the power conversion device 300 according to the first embodiment.
  • the excitation current command control unit 19 includes a voltage command amplitude calculation unit 191, an adder/subtractor 192, an MTPA (Maximum Torque Per Ampere) control unit 193, an I (Integral) controller 194, and an id* comparison unit 195.
  • the d-axis voltage command Vd** and the q-axis voltage command Vq** are input to the voltage command amplitude calculation unit 191.
  • the voltage command amplitude calculation unit 191 uses the d-axis voltage command Vd** and the q-axis voltage command Vq** to calculate the voltage command amplitude Vdq**_abs shown in the above formula (4).
  • the MTPA control unit 193 performs MTPA control on the q-axis current iq obtained from the coordinate conversion unit 18, and calculates one d-axis current command id* to be input to the id* comparison unit 195.
  • the MTPA control is a control that adjusts the current phase of the current flowing through the electric motor 7 so as to maximize the torque generated by the electric motor 7.
  • the MTPA control is well known, and since general MTPA control is used in this paper, a detailed explanation will be omitted here.
  • the command modulation factor M is divided by 1/ ⁇ 2 times the bus voltage Vdc, and the divided value is input to an adder/subtractor 192 as a voltage limit value Vom*, which is a limit value for the d-axis and q-axis voltages.
  • the voltage command amplitude Vdq**_abs calculated by the voltage command amplitude calculation unit 191 is input to the adder/subtractor 192.
  • the adder/subtractor 192 calculates the deviation between the voltage limit value Vom* and the voltage command amplitude Vdq**_abs, and inputs the calculated deviation to the I controller 194 as the voltage saturation amount ⁇ V.
  • the I controller 194 integrates the voltage saturation amount ⁇ V to calculate another d-axis current command id* to be input to the id* comparison unit 195.
  • the id* comparison unit 195 selects the larger value on the negative side from the d-axis current command id* output from the MTPA control unit 193 and the d-axis current command id* output from the I controller 194, and outputs the selected value as the d-axis current command id* to the voltage command calculation unit 13.
  • the integral gain Kfw of the flux-weakening control in the I controller 194 is set by the following equation (6).
  • ⁇ fw is the cutoff angular frequency when the I controller 194 is viewed as a low-pass filter
  • Ld is the d-axis inductance
  • ⁇ e is the angular frequency of the inverter output voltage, as described above.
  • the voltage saturation amount is controlled so that the average value of the actual modulation rate, which is a value indicating the ratio of the inverter output voltage to the DC voltage value, is kept constant at a certain value.
  • the voltage command that is fed back to the voltage limit value is controlled with good tracking, and the I controller 194 operates stably without windup or the like.
  • the gain of the integral control in general flux-weakening control is ⁇ fw/( ⁇ eLd), but in the excitation current command control unit 19 in embodiment 1, the voltage command after modulation factor correction is used to perform flux-weakening control, so the modulation factor correction coefficient K is required in the denominator of the integral gain Kfw, as in equation (6) above.
  • the integral gain Kfw shown in equation (6) above it is possible to stabilize operation in the overmodulation region even when the modulation factor correction method and flux-weakening control are combined.
  • the power conversion device includes a converter that rectifies the power supply voltage applied from the AC power supply, a capacitor connected to the output terminal of the converter, an inverter connected to both ends of the capacitor, and a control device that controls the operation of the inverter.
  • the control device corrects the voltage command so that the inverter output voltage can be output linearly, and performs flux-weakening control when a voltage saturation amount calculated from the voltage limit value determined by the DC voltage value and the voltage command occurs.
  • This flux-weakening control may be performed using the voltage command after the modulation rate correction, or may be performed using the voltage command before the modulation rate correction.
  • the control device according to the first embodiment performs flux-weakening control using the voltage command after the modulation rate correction. That is, the power conversion device according to the first embodiment performs flux-weakening control using the voltage command after the modulation rate correction so that the inverter output voltage can be output linearly while stabilizing the operation in the overmodulation region.
  • the control device calculates an excitation current command used in flux-weakening control based on a voltage saturation amount calculated from a voltage command and a voltage limit value determined by a DC voltage value.
  • the voltage saturation amount is controlled so that the average value of the actual modulation factor, which is a value indicating the ratio of the inverter output voltage to the DC voltage value, becomes constant at a certain value, thereby stabilizing the operation of the control device.
  • the gain of the flux-weakening control is an important parameter for stabilizing the operation of the control device.
  • the control device is configured to determine the excitation current command for the flux-weakening control from the voltage command after modulation factor correction, as in embodiment 1, it is desirable to set the gain of the flux-weakening control including the modulation factor correction coefficient. Configuring the control device with this in mind can contribute to stabilizing the operation of the control device.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a hardware configuration realizing the control device 10 provided in the power conversion device 300 according to the first embodiment.
  • the control device 10 is realized by a processor 201 and a memory 202.
  • the processor 201 is a CPU (Central Processing Unit), central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor), or system LSI (Large Scale Integration).
  • Examples of the memory 202 include non-volatile or volatile semiconductor memories such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory).
  • the memory 202 is not limited to these, and may be a magnetic disk, optical disk, compact disk, mini disk, or DVD (Digital Versatile Disc).
  • Embodiment 2 a control device that uses the above-mentioned second technique, that is, a technique for performing flux-weakening control using a voltage command before modulation factor correction, will be described.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an example of the configuration of a control device 10A provided in a power conversion device 300 according to the second embodiment.
  • the control device 10A includes an operation control unit 11 and an inverter control unit 12A.
  • the inverter control unit 12A includes a voltage command calculation unit 13A, an electrical angle phase calculation unit 14, a space vector modulation unit 15, a PWM signal generation unit 16, a current restoration unit 17, a coordinate conversion unit 18, and an excitation current command control unit 19A.
  • components having different functions from the control device 10 of the first embodiment shown in FIG. 3 are indicated with the subscript A.
  • FIGS. 11, 12, and 13 The same applies to the drawings of FIGS. 11, 12, and 13.
  • the second embodiment will be described with a focus on the functions of the components that are different from those of the first embodiment.
  • the excitation current command control unit 19A generates a d-axis current command id*, which is an excitation current command, based on the q-axis current iq, the command modulation factor M obtained from the operation control unit 11, and the d-axis voltage command Vd* and q-axis voltage command Vq* calculated by the voltage command calculation unit 13A.
  • the excitation current command control unit 19A finds a current phase angle at which the output torque of the motor 7 is equal to or greater than a set value or is at its maximum value, and calculates the d-axis current command id* based on the found current phase angle.
  • the excitation current command control unit 19A When calculating the d-axis current command id*, the excitation current command control unit 19A performs flux-weakening control and command modulation factor correction to determine the d-axis current command id*. The specific configuration and operation of the excitation current command control unit 19A will be described later.
  • the excitation current command control unit 19A may calculate the d-axis current command id* using the motor current flowing through the motor 7 instead of the output torque of the motor 7. In this case, the d-axis current command id* is calculated based on the current phase angle at which the motor current flowing through the motor 7 is equal to or less than the set value or is at its minimum value.
  • the voltage command calculation unit 13A generates a d-axis voltage command Vd*, a q-axis voltage command Vq*, a frequency estimate ⁇ est, a command modulation factor M**, and a voltage phase ⁇ v based on the frequency command ⁇ e* obtained from the operation control unit 11, the d-axis current id and the q-axis current iq obtained from the coordinate conversion unit 18, and the d-axis current command id* obtained from the excitation current command control unit 19A.
  • the command modulation factor M** and the voltage phase ⁇ v are used in the space vector modulation unit 15, the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* are used in the excitation current command control unit 19A, and the frequency estimate ⁇ est is used inside the electrical angle phase calculation unit 14 and the voltage command calculation unit 13A.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an example of the configuration of a voltage command calculation unit 13A provided in a control device 10A of a power conversion device 300 according to embodiment 2.
  • the voltage command calculation unit 13A includes adders 130, 132, and 133, a speed controller 131, a d-axis current controller 134, a q-axis current controller 135, a frequency estimation unit 136, and a command modulation rate and voltage phase calculation unit 140A.
  • the second embodiment employs a method of performing flux-weakening control using a voltage command before modulation rate correction, and therefore components such as the voltage command amplitude calculation unit 137 and the modulation rate correction coefficient calculation unit 138 are not necessary.
  • the d-axis voltage command Vd* and q-axis voltage command Vq* calculated by the voltage command calculation unit 13A are output to the command modulation rate and voltage phase calculation unit 140A inside the voltage command calculation unit 13A. Also, the d-axis voltage command Vd* and q-axis voltage command Vq* calculated by the voltage command calculation unit 13A are output to the excitation current command control unit 19A shown in FIG. 10 outside the voltage command calculation unit 13A.
  • FIG. 12 is a block diagram showing an example of the configuration of a command modulation rate and voltage phase calculation unit 140A provided in a voltage command calculation unit 13A in a control device 10A of a power conversion device 300 according to embodiment 2.
  • the command modulation rate and voltage phase calculation unit 140A includes a command modulation rate calculation unit 141A and a voltage phase calculation unit 144A.
  • the command modulation rate calculation unit 141A also includes a voltage command amplitude calculation unit 142A and a command modulation rate correction unit 146A.
  • the command modulation rate calculation unit 141A receives the d-axis voltage command Vd*, the q-axis voltage command Vq*, and the bus voltage Vdc.
  • the voltage command amplitude calculation unit 142A uses the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* to calculate the voltage command amplitude Vdq*_abs shown in the following equation (7).
  • Vdq*_abs ⁇ (Vd* 2 +Vq* 2 ) ...(7)
  • the voltage command amplitude Vdq*_abs calculated by the voltage command amplitude calculation unit 142A is divided by the bus voltage Vdc multiplied by 1/ ⁇ 2, and input to the command modulation factor correction unit 146A as the command modulation factor M*.
  • the command modulation factor M* input to the command modulation factor correction unit 146A is calculated using the voltage command before modulation factor correction.
  • the command modulation factor correction unit 146A has a table equivalent to that of the modulation factor correction coefficient calculation unit 138. If the value of the command modulation factor M* input is 1 or less, the command modulation factor correction unit 146A outputs the value of the command modulation factor M* as is, and if the value of the command modulation factor M* exceeds 1, it multiplies the command modulation factor M* by the corresponding modulation factor correction coefficient K and outputs the multiplied value as the command modulation factor M**.
  • the voltage phase calculation unit 144A uses the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* to calculate the voltage phase ⁇ v shown in the following equation (8).
  • the command modulation rate M** and voltage phase ⁇ v calculated by the command modulation rate and voltage phase calculation unit 140A are used by the space vector modulation unit 15.
  • FIG. 13 is a block diagram showing an example of the configuration of an excitation current command control unit 19A provided in an inverter control unit 12A in a control device 10A of a power conversion device 300 according to embodiment 2.
  • the excitation current command control unit 19A includes a voltage command amplitude calculation unit 191A, an adder/subtractor 192, an MTPA control unit 193, an I controller 194A, an id* comparison unit 195, and a command modulation factor correction unit 196.
  • the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* are input to the voltage command amplitude calculation unit 191A.
  • the voltage command amplitude calculation unit 191A uses the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* to calculate the voltage command amplitude Vdq*_abs shown in the above formula (7).
  • the MTPA control unit 193 performs MTPA control on the q-axis current iq obtained from the coordinate conversion unit 18, and calculates a single d-axis current command id* to be input to the id* comparison unit 195.
  • the command modulation factor correction unit 196 has a table equivalent to that of the command modulation factor correction unit 146A.
  • the command modulation factor correction unit 196 When the value of the command modulation factor M input is 1 or less, the command modulation factor correction unit 196 outputs the value of the command modulation factor M as is, and when the value of the command modulation factor M exceeds 1, the command modulation factor correction unit 196 multiplies the command modulation factor M by the reciprocal 1/K of the corresponding modulation factor correction coefficient K and outputs the multiplied value.
  • the command modulation factor M is multiplied by the reciprocal 1/K in order to align the comparison level with the voltage command amplitude Vdq*_abs output from the voltage command amplitude calculation unit 191A. In other words, since the voltage command amplitude Vdq*_abs is generated using the voltage command before the modulation factor correction, the command modulation factor M is multiplied by the reciprocal 1/K in relation to this process.
  • the output of the command modulation rate correction unit 196 is divided by 1/ ⁇ 2 times the bus voltage Vdc, and the divided value is input to the adder/subtractor 192 as the voltage limit value Vom*, which is the limit value of the d-axis and q-axis voltages.
  • the voltage command amplitude Vdq*_abs calculated by the voltage command amplitude calculation unit 191A is input to the adder/subtractor 192.
  • the adder/subtractor 192 calculates the deviation between the voltage limit value Vom* and the voltage command amplitude Vdq*_abs, and inputs the calculated deviation to the I controller 194A as the voltage saturation amount ⁇ V'.
  • the I controller 194A integrates the voltage saturation amount ⁇ V' to calculate another d-axis current command id* to be input to the id* comparison unit 195.
  • the integral gain Kfw of the flux-weakening control in the I controller 194A is set by the following equation (9).
  • ⁇ fw is the cutoff angular frequency when the I controller 194A is viewed as a low-pass filter
  • Ld is the d-axis inductance
  • ⁇ e is the angular frequency of the inverter output voltage, as described above.
  • the voltage saturation amount is controlled so that the average value of the actual modulation rate, which is a value indicating the ratio of the inverter output voltage to the DC voltage value, is kept constant at a certain value.
  • the voltage command that is fed back to the voltage limit value is controlled with good tracking, and the I controller 194A operates stably without windup or the like.
  • the voltage command after modulation factor correction is used to perform flux-weakening control, so the modulation factor correction coefficient K was required in the denominator of the integral gain Kfw as in the above formula (6).
  • the voltage command before modulation factor correction is used to perform flux-weakening control, so the modulation factor correction coefficient K is not required as in the above formula (9).
  • an integral gain using the modulation factor correction coefficient K is used as in the excitation current command control unit 19 in the first embodiment, the operation becomes unstable. Therefore, by using the integral gain Kfw shown in the above formula (9), it is possible to stabilize operation in the overmodulation region even when the modulation factor correction method and flux-weakening control are combined.
  • the power conversion device includes a converter that rectifies the power supply voltage applied from an AC power supply, a capacitor connected to the output terminal of the converter, an inverter connected across the capacitor, and a control device that controls the operation of the inverter.
  • the control device corrects the voltage command so that the inverter output voltage can be output linearly, and performs flux-weakening control when a voltage saturation amount calculated from the voltage limit value determined by the DC voltage value and the voltage command occurs.
  • the power conversion device performs flux-weakening control using the voltage command before modulation factor correction so that the inverter output voltage can be output linearly while stabilizing operation in the overmodulation region.
  • the control device calculates an excitation current command used in the flux-weakening control based on the voltage saturation amount calculated from the voltage command and the voltage limit value determined by the DC voltage value and the modulation rate correction coefficient.
  • the voltage saturation amount is controlled so that the average value of the actual modulation rate, which is a value indicating the ratio of the inverter output voltage to the DC voltage value, becomes constant at a certain value, thereby stabilizing the operation of the control device.
  • the gain of the flux-weakening control is an important parameter for stabilizing the operation of the control device.
  • the control device is configured to determine the excitation current command for the flux-weakening control from the voltage command before modulation factor correction, as in embodiment 2, it is desirable to set the gain of the flux-weakening control without including the modulation factor correction coefficient. Configuring the control device with this in mind can contribute to stabilizing the operation of the control device.
  • Fig. 14 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle-applied device 900 according to embodiment 3.
  • the refrigeration cycle-applied device 900 according to embodiment 3 includes the power conversion device 300 described in embodiment 1 or embodiment 2.
  • the refrigeration cycle-applied device 900 according to embodiment 3 can be applied to products including a refrigeration cycle, such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • a refrigeration cycle such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • components having the same functions as those in embodiment 1 are denoted by the same reference numerals as those in embodiment 1.
  • the refrigeration cycle application device 900 includes a compressor 50 incorporating the electric motor 7 in the first or second embodiment, a four-way valve 902, an indoor heat exchanger 906, an expansion valve 908, and an outdoor heat exchanger 910, which are attached via a refrigerant pipe 912.
  • the refrigeration cycle device 900 can perform heating or cooling operation by switching the four-way valve 902.
  • the compression mechanism 52 is driven by a variable speed controlled electric motor 7.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 52 and sent out, passes through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910, and the four-way valve 902, and returns to the compression mechanism 52.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 52 and sent out, passes through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906, and the four-way valve 902, and returns to the compression mechanism 52.
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 reduces the pressure of the refrigerant to expand it.

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Abstract

電力変換装置（３００）は、交流電源（１）から印加される電源電圧を整流するコンバータ（３）と、コンバータ（３）の出力端に接続されるコンデンサ（５）と、コンデンサ（５）の両端に接続されるインバータ（３０）と、インバータ（３０）の動作を制御する制御装置（１０）とを備える。電力変換装置（３００）は、インバータ（３０）に印加される直流電圧値に対するインバータ（３０）に付与する電圧指令における電圧指令振幅の割合を示す指令変調率が１を超える場合には、インバータ（３０）の出力電圧を線形に出力できるように電圧指令を補正し、直流電圧値によって定まる電圧制限値と電圧指令とから演算される電圧飽和量が発生した場合には弱め磁束制御を行う。

Description

電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
　本開示は、電力変換を行う電力変換装置、並びに電力変換装置を備える電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。
　電力変換装置においては、インバータの電圧利用率を高めるために「過変調制御」と呼ばれる制御が行われる。過変調制御が行われる領域である過変調領域は、電圧指令とインバータの出力電圧であるインバータ出力電圧との関係が比例関係にならない非線形な特性となる領域である。このため、過変調制御では、インバータ出力電圧が線形的に出力されるように、インバータに印加される直流電圧値に対するインバータに付与する電圧指令における電圧指令振幅の割合を示す指令変調率を補正する「変調率補正法」と呼ばれる補正が行われる。
　過変調時でも見かけ上の磁束を小さくするようにｄ軸電流を制御することによって回転数やトルクが大きいところでも電動機を回すことができる「弱め磁束制御」と呼ばれる制御が行われる。下記特許文献１には、弱め磁束制御に関する一般的な技術が記載されている。
特開２００６－２０４１１号公報
　しかしながら、変調率補正法と弱め磁束制御とを単純に組み合わせた場合、変調率補正によって電圧指令が過大な値となるので、過変調領域での動作が不安定になり易いという課題がある。このため、変調率補正法と弱め磁束制御とを組み合わせる場合には、何らかの工夫が必要である。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、変調率補正法と弱め磁束制御とを組み合わせた場合でも過変調領域での動作を安定化できる電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、負荷を駆動する電動機に交流電力を供給する電力変換装置である。電力変換装置は、交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータと、コンバータの出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続されるインバータと、インバータの動作を制御する制御装置とを備える。電力変換装置は、インバータに印加される直流電圧値に対するインバータに付与する電圧指令における電圧指令振幅の割合を示す指令変調率が１を超える場合には、インバータの出力電圧を線形に出力できるように電圧指令を補正し、直流電圧値によって定まる電圧制限値と電圧指令とから演算される電圧飽和量が発生した場合には弱め磁束制御を行う。
　本開示に係る電力変換装置によれば、変調率補正法と弱め磁束制御とを組み合わせた場合でも過変調領域での動作を安定化できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備えるインバータの構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御装置の構成例を示すブロック図 一般的なインバータにおける指令変調率と実変調率との関係を示す図 背景技術の項で説明した変調率補正法の説明に供する図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置が備える電圧指令演算部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置における電圧指令演算部が備える指令変調率及び電圧位相演算部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御装置におけるインバータ制御部が備える励磁電流指令制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御装置を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置が備える制御装置の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置が備える電圧指令演算部の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置における電圧指令演算部が備える指令変調率及び電圧位相演算部の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係る電力変換装置の制御装置におけるインバータ制御部が備える励磁電流指令制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置３００の構成例を示す図である。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置３００が備えるインバータ３０の構成例を示す図である。電力変換装置３００は、交流電源１及び圧縮機５０に接続される。圧縮機５０は、被駆動時に負荷トルクが周期的に変動する特性を有する負荷の一例である。圧縮機５０は、電動機７を有する。電動機７の一例は、３相永久磁石同期電動機である。電力変換装置３００は、交流電源１から印加される電源電圧を所望の振幅及び位相を有する交流電圧に変換して電動機７に印加する。電力変換装置３００は、リアクタ２と、コンバータ３と、コンデンサ５と、電圧検出部８と、制御装置１０と、インバータ３０と、電流検出部４０とを備える。電力変換装置３００と、圧縮機５０が備える電動機７とによって、電動機駆動装置４００が構成される。
　コンバータ３は、４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を備える。４つのダイオードＤ１～Ｄ４は、ブリッジ接続され、整流回路を構成する。コンバータ３は、４つのダイオードＤ１～Ｄ４から構成される整流回路によって、交流電源１から印加される電源電圧を整流する。コンバータ３において、入力側の一端はリアクタ２を介して交流電源１に接続され、入力側の他端は交流電源１に接続されている。また、コンバータ３において、出力側はコンデンサ５に接続されている。
　コンバータ３は、整流機能と共に、整流電圧を昇圧する昇圧機能を有するものであってもよい。昇圧機能を有するコンバータは、ダイオードに加え、もしくはダイオードに代え、１以上のトランジスタ素子、もしくはトランジスタ素子とダイオードとが逆並列に接続された１以上のスイッチング素子を備えて構成することができる。なお、昇圧機能を有するコンバータにおけるトランジスタ素子又はスイッチング素子の配置、及び接続は公知であり、ここでの説明は省略する。
　コンデンサ５は、直流母線９ａ，９ｂを介してコンバータ３の出力端に接続される。直流母線９ａは正側の直流母線であり、直流母線９ｂは負側の直流母線である。コンデンサ５は、コンバータ３から印加される整流電圧を平滑する。コンデンサ５としては、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどが例示される。
　インバータ３０は、直流母線９ａ，９ｂを介してコンデンサ５の両端に接続される。インバータ３０は、コンデンサ５によって平滑された直流電圧を圧縮機５０への交流電圧に変換して、圧縮機５０の電動機７に印加する。電動機７に印加される電圧は、周波数及び電圧値が可変の３相交流電圧である。
　インバータ３０は、図２に示すように、インバータ主回路３１０と、駆動回路３５０とを備える。インバータ主回路３１０は、スイッチング素子３１１～３１６を備える。スイッチング素子３１１～３１６の各々には、還流用の整流素子３２１～３２６が逆並列接続されている。
　インバータ主回路３１０において、スイッチング素子３１１～３１６としては、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor）などを想定しているが、スイッチングを行うことが可能な素子であれば、どのようなものを用いてもよい。なお、スイッチング素子３１１～３１６がＭＯＳＦＥＴの場合、ＭＯＳＦＥＴは構造上、寄生ダイオードを有するため、還流用の整流素子３２１～３２６を逆並列接続しなくても同様の効果を得ることができる。
　また、スイッチング素子３１１～３１６を形成する材料については、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド等を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体を用いてスイッチング素子３１１～３１６を形成することにより、損失をより少なくすることが可能となる。
　駆動回路３５０は、制御装置１０から出力されるＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation：パルス幅変調）信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６を生成する。駆動回路３５０は、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６によってスイッチング素子３１１～３１６のオンオフを制御する。これにより、インバータ３０は、周波数可変、且つ電圧可変の３相交流電圧を、出力線３３１～３３３を介して電動機７に印加することができる。
　ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６は、論理回路の信号レベル、例えば、０Ｖ～５Ｖの大きさを持つ信号である。ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６は、制御装置１０の接地電位を基準電位とする信号である。一方、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、スイッチング素子３１１～３１６を制御するのに必要な電圧レベル、例えば、－１５Ｖ～＋１５Ｖの大きさを持つ信号である。駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、それぞれ対応するスイッチング素子の負側の端子、即ちエミッタ端子の電位を基準電位とする信号である。
　電圧検出部８は、コンデンサ５の両端電圧を検出することで母線電圧Ｖｄｃを検出する。母線電圧Ｖｄｃは、直流母線９ａ，９ｂ間の電圧である。電圧検出部８は、例えば直列接続された抵抗で分圧する分圧回路を備える。電圧検出部８は、検出した母線電圧Ｖｄｃを、分圧回路を用いて制御装置１０での処理に適した電圧、例えば５Ｖ以下の電圧に変換し、アナログ信号である電圧検出信号として制御装置１０に出力する。電圧検出部８から制御装置１０に出力される電圧検出信号は、制御装置１０内の図示しないＡＤ（Analog　to　Digital：アナログデジタル）変換部によってアナログ信号からデジタル信号に変換され、制御装置１０での内部処理に用いられる。
　電流検出部４０は、直流母線９ｂに挿入されたシャント抵抗を備える。電流検出部４０は、シャント抵抗を用いて、コンデンサ出力電流ｉｄｃを検出する。コンデンサ出力電流ｉｄｃは、インバータ３０への入力電流、即ち、コンデンサ５からインバータ３０に出力される電流である。電流検出部４０は、検出したコンデンサ出力電流ｉｄｃを、アナログ信号である電流検出信号として制御装置１０に出力する。電流検出部４０から制御装置１０に出力される電流検出信号は、制御装置１０内の図示しないＡＤ変換部によってアナログ信号からデジタル信号に変換され、制御装置１０での内部処理に用いられる。
　制御装置１０は、前述したＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成してインバータ３０の動作を制御する。具体的に、制御装置１０は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて、インバータ出力電圧の角周波数ωｅ及び電圧値を変化させる。
　インバータ出力電圧の角周波数ωｅは、電動機７の電気角での回転角速度を定めるものである。本稿では、この回転角速度も同じ符号ωｅで表すことにする。電動機７の機械角での回転角速度ωｍは、電動機７の電気角での回転角速度ωｅを極対数Ｐで割ったものに等しい。従って、電動機７の機械角での回転角速度ωｍと、インバータ出力電圧の角周波数ωｅとの間には、以下の（１）式で表される関係がある。なお、本稿では、回転角速度を単に「回転速度」と称し、角周波数を単に「周波数」と称することがある。
　ωｍ＝ωｅ／Ｐ　　…（１）
　次に、制御装置１０について説明する。図３は、実施の形態１に係る電力変換装置３００が備える制御装置１０の構成例を示すブロック図である。制御装置１０は、運転制御部１１と、インバータ制御部１２とを備える。
　運転制御部１１は、外部から指令情報Ｑｅを受け、この指令情報Ｑｅに基づいて、周波数指令ωｅ*を生成する。周波数指令ωｅ*は、以下の（２）式に示すように、電動機７の回転速度の指令である回転速度指令ωｍ*に極対数Ｐを乗算することで求めることができる。
　ωｅ*＝ωｍ*×Ｐ　　…（２）
　制御装置１０は、冷凍サイクル適用機器としての空気調和機を制御する場合、指令情報Ｑｅに基づいて、空気調和機の各部の動作を制御する。指令情報Ｑｅは、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などである。運転モードとは、例えば、暖房、冷房、除湿などである。なお、運転制御部１１については、制御装置１０の外部にあってもよい。即ち制御装置１０は、外部から周波数指令ωｅ*を取得する構成であってもよい。
　インバータ制御部１２は、電圧指令演算部１３と、電気角位相演算部１４と、空間ベクトル変調部１５と、ＰＷＭ信号生成部１６と、電流復元部１７と、座標変換部１８と、励磁電流指令制御部１９とを備える。
　電流復元部１７は、電流検出部４０で検出されたコンデンサ出力電流ｉｄｃに基づいて、電動機７に流れる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元し、座標変換部１８に入力する。電流復元部１７は、電流検出部４０で検出されたコンデンサ出力電流ｉｄｃの検出値を、ＰＷＭ信号生成部１６で生成されたＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて定められるタイミングでサンプリングすることによって、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元することができる。なお、出力線３３１～３３３に電流検出器を設け、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを直接検出して座標変換部１８に入力してもよい。この構成の場合、電流復元部１７は不要である。
　座標変換部１８は、電流復元部１７で復元された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、後述する電気角位相演算部１４で生成された電気角位相θｅを用いて、励磁電流であるｄ軸電流ｉｄ、及びトルク電流であるｑ軸電流ｉｑ、即ち、ｄｑ軸の電流値に変換する。
　励磁電流指令制御部１９は、座標変換部１８から取得したｑ軸電流ｉｑ、運転制御部１１から取得した指令変調率Ｍ、並びに後述する電圧指令演算部１３が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ**及びｑ軸電圧指令Ｖｑ**に基づいて、励磁電流指令であるｄ軸電流指令ｉｄ*を生成する。励磁電流指令制御部１９は、電動機７の出力トルクが設定値以上もしくは最大値となる電流位相角を求め、求めた電流位相角に基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する。励磁電流指令制御部１９は、ｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する際に、弱め磁束制御及び指令変調率補正を行ってｄ軸電流指令ｉｄ*を決定する。励磁電流指令制御部１９の具体的な構成及び動作については、後述する。なお、励磁電流指令制御部１９は、電動機７の出力トルクに代えて、電動機７に流れる電動機電流を用いてｄ軸電流指令ｉｄ*を演算してもよい。この場合、電動機７に流れる電動機電流が設定値以下もしくは最小値となる電流位相角に基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄ*が演算される。
　電圧指令演算部１３は、運転制御部１１から取得した周波数指令ωｅ*、座標変換部１８から取得したｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ、並びに励磁電流指令制御部１９から取得したｄ軸電流指令ｉｄ*に基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**、ｑ軸電圧指令Ｖｑ**、周波数推定値ωｅｓｔ、指令変調率Ｍ*及び電圧位相θｖを生成する。指令変調率Ｍ*及び電圧位相θｖは、空間ベクトル変調部１５で使用され、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**及びｑ軸電圧指令Ｖｑ**は、励磁電流指令制御部１９で使用され、周波数推定値ωｅｓｔは、電気角位相演算部１４及び電圧指令演算部１３の内部で使用される。なお、本稿では、運転制御部１１から取得した指令変調率Ｍと、電圧指令演算部１３によって演算された指令変調率Ｍ*とを符号無しで区別する場合には、前者を「第１の指令変調率」と呼び、後者を「第２の指令変調率」と呼ぶ。
　電気角位相演算部１４は、電圧指令演算部１３から取得した周波数推定値ωｅｓｔを積分することで、電気角位相θｅを演算する。
　空間ベクトル変調部１５は、電圧指令演算部１３から取得した指令変調率Ｍ*及び電圧位相θｖ、並びに電気角位相演算部１４から取得した電気角位相θｅを用いて、３相座標系の出力電圧指令である３相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。
　ＰＷＭ信号生成部１６は、空間ベクトル変調部１５から取得した３相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいてＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成する。空間ベクトル変調は、６つの基本空間ベクトルと、２つのゼロベクトルとを組み合わせて、六角形及び六角形内のベクトル空間の任意の位置で、任意の大きさの電圧ベクトルを生成する変調方式である。ＰＷＭ信号生成部１６は、ＰＷＭ変調の周期ごとに、指定された期間には２つの隣接する空間ベクトルのスイッチングパターンを使用し、残りの期間にはゼロベクトルを使用して、スイッチングパターンとパルスのオン時間とが制御されたＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成してインバータ３０に出力する。
　前述したように、電力変換装置においては、インバータの電圧利用率を高めるために過変調制御が行われる。図４は、一般的なインバータにおける指令変調率と実変調率との関係を示す図である。図４において、横軸に示す指令変調率が１を超える領域は、過変調領域である。指令変調率は、インバータ３０に印加される直流電圧値に対するインバータ３０に付与する電圧指令における電圧指令振幅の割合を示す値である。また、縦軸に示す実変調率は、当該直流電圧値に対するインバータ出力電圧の割合を示す値である。図４に示すように、指令変調率と実変調率との関係は、非線形な特性となっている。
　また、図５は、背景技術の項で説明した変調率補正法の説明に供する図である。過変調領域は、電圧指令とインバータの出力電圧との関係が比例関係にはならない非線形な特性となる領域である。このため、この過変調領域では、図５に示すように、実変調率の値に応じて、非線形な変調率補正係数を乗じることで意図するインバータ出力電圧が得られるようにする制御が行われる。
　しかしながら、図５の特性に示されるように変調率補正法における変調率補正係数の値は実変調率の値に対して急峻な特性となっている。このため、背景技術の項でも説明したように、変調率補正法と弱め磁束制御とを単純に組み合わせた場合、変調率の補正によって電圧指令が過大な値となるので、過変調領域での動作が不安定になり易いという問題が生じるおそれがある。そこで、本稿では、この問題に対して、以下に示す２つの手法を提案する。
　（１）第１の手法：変調率補正後の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行う手法
　（２）第２の手法：変調率補正前の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行う手法
　以下、実施の形態１では、第１の手法の説明を行い、第２の手法は実施の形態２で説明する。
　図６は、実施の形態１に係る電力変換装置３００の制御装置１０が備える電圧指令演算部１３の構成例を示すブロック図である。電圧指令演算部１３は、加減算器１３０，１３２，１３３と、速度制御器１３１と、ｄ軸電流制御器１３４と、ｑ軸電流制御器１３５と、周波数推定部１３６と、電圧指令振幅演算部１３７と、変調率補正係数演算部１３８と、指令変調率及び電圧位相演算部１４０とを備える。
　周波数推定部１３６は、ｄ軸電流ｉｄと、ｑ軸電流ｉｑと、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*とに基づいて、電動機７に印加する電圧の周波数を推定し、周波数推定値ωｅｓｔとして出力する。なお、図６において周波数推定部１３６から電圧指令演算部１３の外部に出力される周波数推定値ωｅｓｔは、図３において電圧指令演算部１３から電気角位相演算部１４に出力される周波数推定値ωｅｓｔである。加減算器１３０は、周波数指令ωｅ*から周波数推定値ωｅｓｔを減算し、周波数指令ωｅ*と周波数推定値ωｅｓｔとの周波数偏差ｄｅｌ_ωを出力する。
　速度制御器１３１は、周波数偏差ｄｅｌ_ωに基づいて、トルク電流指令であるｑ軸電流指令ｉｑ*を演算して出力する。ｑ軸電流指令ｉｑ*は、周波数偏差ｄｅｌ_ωが零となるｑ軸電流ｉｑの指令値、即ち、周波数指令ωｅ*と周波数推定値ωｅｓｔとを一致させるためのｑ軸電流ｉｑの指令値である。速度制御器１３１の一例は比例積分（Proportional-Integral：ＰＩ）制御器であるが、この例に限定されない。
　加減算器１３２は、ｄ軸電流指令ｉｄ*からｄ軸電流ｉｄを減算し、ｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの偏差を出力する。ｄ軸電流制御器１３４は、ＰＩ制御を行って、ｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの偏差を零に収束させる制御を行う。このＰＩ制御の際、ｄ軸電流制御器１３４は、インバータ３０が備えるスイッチング素子３１１～３１６のデッドタイム及び電動機７の誘起電圧歪の影響で発生する脈動成分を低減する低減制御を行ってもよいし、ｑ軸電流指令ｉｑ*によるｄ軸への相互干渉を抑制する非干渉制御を行ってもよい。ｄ軸電流制御器１３４は、ＰＩ制御によって、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*を出力する。
　加減算器１３３は、ｑ軸電流指令ｉｑ*からｑ軸電流ｉｑを減算し、ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの偏差を出力する。ｑ軸電流制御器１３５は、ＰＩ制御を行って、ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの偏差を零に収束させる制御を行う。このＰＩ制御の際、ｑ軸電流制御器１３５は、インバータ３０が備えるスイッチング素子３１１～３１６のデッドタイム及び電動機７の誘起電圧歪の影響で発生する脈動成分を低減する低減制御を行ってもよいし、ｄ軸電流指令ｉｄ*によるｑ軸への相互干渉を抑制する非干渉制御を行ってもよい。ｑ軸電流制御器１３５は、ＰＩ制御によって、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。
　電圧指令振幅演算部１３７は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を用いて、以下の（３）式に示される電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓを演算する。
　Ｖｄｑ*_ａｂｓ＝√（Ｖｄ*２＋Ｖｑ*２）　　…（３）
　電圧指令振幅演算部１３７が演算した電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓは、母線電圧Ｖｄｃを１／√２倍した値で除算されて変調率補正係数演算部１３８に入力される。
　変調率補正係数演算部１３８は、電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓを用いて変調率補正係数Ｋを演算する。変調率補正係数演算部１３８には、図５に示すような特性のテーブルが保持されている。変調率補正係数演算部１３８は、入力値を指令変調率として認識し、入力値が１以下である場合には、指令変調率に乗ずる変調率補正係数Ｋの値を“１．０”に設定し、電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓが１を超える場合には、対応する変調率補正係数Ｋの値を設定して出力する。なお、変調率補正係数演算部１３８の実現手段はテーブルである必要はない。例えば、変調率補正係数演算部１３８は、指令変調率に対応する変調率補正係数Ｋの値を演算処理で求めるように構成されていてもよい。
　電圧指令演算部１３の内部では、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*に対して変調率補正係数Ｋが乗算され、その乗算値はｄ軸電圧指令Ｖｄ**として出力される。同様に、電圧指令演算部１３の内部では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*に対して変調率補正係数Ｋが乗算され、その乗算値はｑ軸電圧指令Ｖｑ**として出力される。なお、本稿では、変調率補正係数Ｋが乗算される前のｄ軸電圧指令Ｖｄ*と、変調率補正係数Ｋが乗算された後のｄ軸電圧指令Ｖｄ**とを符号無しで区別する場合には、前者を「第１のｄ軸電圧指令」と呼び、後者を「第２のｄ軸電圧指令」と呼ぶ。同様に、変調率補正係数Ｋが乗算される前のｑ軸電圧指令Ｖｑ*と、変調率補正係数Ｋが乗算された後のｑ軸電圧指令Ｖｑ**とを符号無しで区別する場合には、前者を「第１のｑ軸電圧指令」と呼び、後者を「第２のｑ軸電圧指令」と呼ぶ。
　電圧指令演算部１３で演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ**及びｑ軸電圧指令Ｖｑ**は、電圧指令演算部１３の内部では、指令変調率及び電圧位相演算部１４０に出力される。また、電圧指令演算部１３で演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ**及びｑ軸電圧指令Ｖｑ**は、電圧指令演算部１３の外部では、図３に示す励磁電流指令制御部１９に出力される。
　図７は、実施の形態１に係る電力変換装置３００の制御装置１０における電圧指令演算部１３が備える指令変調率及び電圧位相演算部１４０の構成例を示すブロック図である。指令変調率及び電圧位相演算部１４０は、指令変調率演算部１４１と、電圧位相演算部１４４とを備える。また、指令変調率演算部１４１は、電圧指令振幅演算部１４２を備える。
　指令変調率演算部１４１には、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ**と、母線電圧Ｖｄｃとが入力される。電圧指令振幅演算部１４２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**及びｑ軸電圧指令Ｖｑ**を用いて、以下の（４）式に示される電圧指令振幅Ｖｄｑ**_ａｂｓを演算する。
　Ｖｄｑ**_ａｂｓ＝√（Ｖｄ**２＋Ｖｑ**２）　　…（４）
　電圧指令振幅演算部１４２で演算された電圧指令振幅Ｖｄｑ**_ａｂｓは、母線電圧Ｖｄｃを１／√２倍した値で除算され、指令変調率Ｍ*として出力される。
　また、電圧位相演算部１４４は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**及びｑ軸電圧指令Ｖｑ**を用いて、以下の（５）式に示される電圧位相θｖを演算する。
　θｖ＝ｔａｎ－１（Ｖｄ**／Ｖｑ**）　　…（５）
　前述したように、指令変調率及び電圧位相演算部１４０で演算された指令変調率Ｍ*及び電圧位相θｖは、空間ベクトル変調部１５で使用される。
　図８は、実施の形態１に係る電力変換装置３００の制御装置１０におけるインバータ制御部１２が備える励磁電流指令制御部１９の構成例を示すブロック図である。励磁電流指令制御部１９は、電圧指令振幅演算部１９１と、加減算器１９２と、ＭＴＰＡ（Maximum　Torque　Per　Ampere）制御部１９３と、Ｉ（Integral：積分）制御器１９４と、ｉｄ*比較部１９５とを備える。
　電圧指令振幅演算部１９１には、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ**とが入力される。電圧指令振幅演算部１９１は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**及びｑ軸電圧指令Ｖｑ**を用いて、上記（４）式に示される電圧指令振幅Ｖｄｑ**_ａｂｓを演算する。
　ＭＴＰＡ制御部１９３は、座標変換部１８から取得したｑ軸電流ｉｑに対してＭＴＰＡ制御を行って、ｉｄ*比較部１９５に入力する１つのｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する。ＭＴＰＡ制御は、電動機７で発生するトルクを最大化するように電動機７に流れる電流の電流位相を調整する制御である。ＭＴＰＡ制御は公知であり、本稿では一般的なＭＴＰＡ制御を用いるので、ここでの詳細な説明は省略する。
　励磁電流指令制御部１９の内部では、指令変調率Ｍが母線電圧Ｖｄｃの１／√２倍で除算され、その除算値がｄｑ軸電圧の制限値である電圧制限値Ｖｏｍ*として加減算器１９２に入力される。また、加減算器１９２には、電圧指令振幅演算部１９１で演算された電圧指令振幅Ｖｄｑ**_ａｂｓが入力される。
　加減算器１９２は、電圧制限値Ｖｏｍ*と電圧指令振幅Ｖｄｑ**_ａｂｓとの偏差を演算し、演算した偏差を電圧飽和量ΔＶとしてＩ制御器１９４に入力する。Ｉ制御器１９４は、電圧飽和量ΔＶを積分することでｉｄ*比較部１９５に入力するもう１つのｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する。ｉｄ*比較部１９５は、ＭＴＰＡ制御部１９３から出力されるｄ軸電流指令ｉｄ*と、Ｉ制御器１９４から出力されるｄ軸電流指令ｉｄ*とのうちで、負側に大きい値を選択し、その選択値を電圧指令演算部１３へのｄ軸電流指令ｉｄ*として出力する。
　Ｉ制御器１９４における弱め磁束制御の積分ゲインＫｆｗは、以下の（６）式で設定される。
　Ｋｆｗ＝ωｆｗ／（ＫωｅＬｄ）　　…（６）
　上記（６）式において、ωｆｗはＩ制御器１９４をローパスフィルタとして見たときの遮断角周波数であり、Ｌｄはｄ軸インダクタンスである。また、ωｅは、前述したように、インバータ出力電圧の角周波数である。
　上記のように構成された励磁電流指令制御部１９を用いれば、直流電圧値に対するインバータの出力電圧の割合を示す値である実変調率の平均値がある値で一定となるように電圧飽和量が制御される。これにより、電圧制限値に対し、フィードバックされる電圧指令が追従良く制御され、Ｉ制御器１９４がワインドアップなどを起こさずに安定して動作する。
　なお、一般的な、弱め磁束制御における積分制御のゲインは、ωｆｗ／（ωｅＬｄ）であるが、実施の形態１における励磁電流指令制御部１９では、変調率補正後の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行うので、上記（６）式のように、積分ゲインＫｆｗの分母には変調率補正係数Ｋが必要である。上記（６）式に示す積分ゲインＫｆｗを用いれば、変調率補正法と弱め磁束制御とを組み合わせた場合でも、過変調領域での動作を安定化することが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータと、コンバータの出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続されるインバータと、インバータの動作を制御する制御装置とを備える。制御装置は、インバータに印加される直流電圧値に対するインバータに付与する電圧指令における電圧指令振幅の割合を示す指令変調率が１を超える場合には、インバータの出力電圧を線形に出力できるように電圧指令を補正し、直流電圧値によって定まる電圧制限値と電圧指令とから演算される電圧飽和量が発生した場合には弱め磁束制御を行う。この弱め磁束制御は、変調率補正後の電圧指令を用いて行ってもよいし、変調率補正前の電圧指令を用いて行ってもよい。実施の形態１に係る制御装置は、変調率補正後の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行う。即ち、実施の形態１に係る電力変換装置は、過変調領域での動作を安定化しつつ、インバータの出力電圧を線形に出力できるように変調率補正後の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行う。
　実施の形態１において、制御装置は、直流電圧値によって定まる電圧制限値と電圧指令とから演算される電圧飽和量に基づいて弱め磁束制御で用いる励磁電流指令を演算する。このように構成された制御装置によれば、弱め磁束制御において、直流電圧値に対するインバータの出力電圧の割合を示す値である実変調率の平均値がある値で一定となるように電圧飽和量が制御されるので、制御装置の動作を安定化することができる。
　弱め磁束制御のゲインは、制御装置の動作を安定化するための重要なパラメータである。実施の形態１のように、制御装置が変調率補正後の電圧指令から弱め磁束制御の励磁電流指令を決めるように構成されている場合には、当該弱め磁束制御のゲインは、変調率補正係数を含んで設定されることが望ましい。このような着意で制御装置を構成すれば、制御装置の動作の安定化に寄与することができる。
　次に、電力変換装置３００が備える制御装置１０のハードウェア構成について説明する。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置３００が備える制御装置１０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御装置１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。
　プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）、又はシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、又はＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。
実施の形態２．
　実施の形態２では、上述した第２の手法、即ち、変調率補正前の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行う手法を用いて構成される制御装置について説明する。
　図１０は、実施の形態２に係る電力変換装置３００が備える制御装置１０Ａの構成例を示すブロック図である。制御装置１０Ａは、運転制御部１１と、インバータ制御部１２Ａとを備える。インバータ制御部１２Ａは、電圧指令演算部１３Ａと、電気角位相演算部１４と、空間ベクトル変調部１５と、ＰＷＭ信号生成部１６と、電流復元部１７と、座標変換部１８と、励磁電流指令制御部１９Ａとを備える。図１０では、図３に示す実施の形態１の制御装置１０に対し、機能が異なる構成部には添字Ａを付して示している。図１１、図１２及び図１３の図面についても同様である。以下、実施の形態２では、実施の形態１と異なる構成部の機能を中心に説明する。
　励磁電流指令制御部１９Ａは、ｑ軸電流ｉｑ、運転制御部１１から取得した指令変調率Ｍ、並びに電圧指令演算部１３Ａが演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*に基づいて、励磁電流指令であるｄ軸電流指令ｉｄ*を生成する。励磁電流指令制御部１９Ａは、電動機７の出力トルクが設定値以上もしくは最大値となる電流位相角を求め、求めた電流位相角に基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する。励磁電流指令制御部１９Ａは、ｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する際に、弱め磁束制御及び指令変調率補正を行ってｄ軸電流指令ｉｄ*を決定する。励磁電流指令制御部１９Ａの具体的な構成及び動作については、後述する。なお、励磁電流指令制御部１９Ａは、電動機７の出力トルクに代えて、電動機７に流れる電動機電流を用いてｄ軸電流指令ｉｄ*を演算してもよい。この場合、電動機７に流れる電動機電流が設定値以下もしくは最小値となる電流位相角に基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄ*が演算される。
　電圧指令演算部１３Ａは、運転制御部１１から取得した周波数指令ωｅ*、座標変換部１８から取得したｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ、並びに励磁電流指令制御部１９Ａから取得したｄ軸電流指令ｉｄ*に基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*、周波数推定値ωｅｓｔ、指令変調率Ｍ**及び電圧位相θｖを生成する。指令変調率Ｍ**及び電圧位相θｖは、空間ベクトル変調部１５で使用され、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*は励磁電流指令制御部１９Ａで使用され、周波数推定値ωｅｓｔは、電気角位相演算部１４及び電圧指令演算部１３Ａの内部で使用される。
　図１１は、実施の形態２に係る電力変換装置３００の制御装置１０Ａが備える電圧指令演算部１３Ａの構成例を示すブロック図である。電圧指令演算部１３Ａは、加減算器１３０，１３２，１３３と、速度制御器１３１と、ｄ軸電流制御器１３４と、ｑ軸電流制御器１３５と、周波数推定部１３６と、指令変調率及び電圧位相演算部１４０Ａとを備える。
　図１１に示す電圧指令演算部１３Ａと、図６に示す電圧指令演算部１３とを比較すると、図１１では、図６の構成から、電圧指令振幅演算部１３７及び変調率補正係数演算部１３８などが削除されている。前述したように、実施の形態２は、変調率補正前の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行う手法を採用するため、電圧指令振幅演算部１３７及び変調率補正係数演算部１３８などの構成部は不要となる。
　電圧指令演算部１３Ａで演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*は、電圧指令演算部１３Ａの内部では、指令変調率及び電圧位相演算部１４０Ａに出力される。また、電圧指令演算部１３Ａで演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*は、電圧指令演算部１３Ａの外部では、図１０に示す励磁電流指令制御部１９Ａに出力される。
　図１２は、実施の形態２に係る電力変換装置３００の制御装置１０Ａにおける電圧指令演算部１３Ａが備える指令変調率及び電圧位相演算部１４０Ａの構成例を示すブロック図である。指令変調率及び電圧位相演算部１４０Ａは、指令変調率演算部１４１Ａと、電圧位相演算部１４４Ａとを備える。また、指令変調率演算部１４１Ａは、電圧指令振幅演算部１４２Ａと、指令変調率補正部１４６Ａとを備える。
　指令変調率演算部１４１Ａには、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*と、母線電圧Ｖｄｃとが入力される。電圧指令振幅演算部１４２Ａは、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を用いて、以下の（７）式に示される電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓを演算する。
　Ｖｄｑ*_ａｂｓ＝√（Ｖｄ*２＋Ｖｑ*２）　　…（７）
　電圧指令振幅演算部１４２Ａで演算された電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓは、母線電圧Ｖｄｃを１／√２倍した値で除算され、指令変調率Ｍ*として指令変調率補正部１４６Ａに入力される。
　指令変調率補正部１４６Ａに入力される指令変調率Ｍ*は、変調率補正前の電圧指令を用いて算出されている。また、指令変調率補正部１４６Ａは、変調率補正係数演算部１３８と同等のテーブルを有している。指令変調率補正部１４６Ａは、入力される指令変調率Ｍ*の値が１以下である場合には、指令変調率Ｍ*の値をそのまま出力し、指令変調率Ｍ*の値が１を超える場合には、対応する変調率補正係数Ｋを指令変調率Ｍ*に乗じ、その乗算値を指令変調率Ｍ**として出力する。
　また、電圧位相演算部１４４Ａは、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を用いて、以下の（８）式に示される電圧位相θｖを演算する。
　θｖ＝ｔａｎ－１（Ｖｄ*／Ｖｑ*）　　…（８）
　指令変調率及び電圧位相演算部１４０Ａで演算された指令変調率Ｍ**及び電圧位相θｖは、空間ベクトル変調部１５で使用される。
　図１３は、実施の形態２に係る電力変換装置３００の制御装置１０Ａにおけるインバータ制御部１２Ａが備える励磁電流指令制御部１９Ａの構成例を示すブロック図である。励磁電流指令制御部１９Ａは、電圧指令振幅演算部１９１Ａと、加減算器１９２と、ＭＴＰＡ制御部１９３と、Ｉ制御器１９４Ａと、ｉｄ*比較部１９５と、指令変調率補正部１９６とを備える。
　電圧指令振幅演算部１９１Ａには、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*とが入力される。電圧指令振幅演算部１９１Ａは、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を用いて、上記（７）式に示される電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓを演算する。
　ＭＴＰＡ制御部１９３は、座標変換部１８から取得したｑ軸電流ｉｑに対してＭＴＰＡ制御を行って、ｉｄ*比較部１９５に入力する１つのｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する。
　指令変調率補正部１９６は、指令変調率補正部１４６Ａと同等のテーブルを有している。指令変調率補正部１９６は、入力される指令変調率Ｍの値が１以下である場合には、指令変調率Ｍの値をそのまま出力し、指令変調率Ｍの値が１を超える場合には、対応する変調率補正係数Ｋの逆数１／Ｋを指令変調率Ｍに乗じ、その乗算値を出力する。逆数１／Ｋを指令変調率Ｍに乗じるのは、電圧指令振幅演算部１９１Ａから出力される電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓと比較のレベルを揃えるためである。即ち、電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓが変調率補正前の電圧指令を用いて生成されているため、この処理との関係で、指令変調率Ｍに対して逆数１／Ｋが乗じられている。
　励磁電流指令制御部１９Ａの内部では、指令変調率補正部１９６の出力が母線電圧Ｖｄｃの１／√２倍で除算され、その除算値がｄｑ軸電圧の制限値である電圧制限値Ｖｏｍ*として加減算器１９２に入力される。また、加減算器１９２には、電圧指令振幅演算部１９１Ａで演算された電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓが入力される。
　加減算器１９２は、電圧制限値Ｖｏｍ*と電圧指令振幅Ｖｄｑ*_ａｂｓとの偏差を演算し、演算した偏差を電圧飽和量ΔＶ’としてＩ制御器１９４Ａに入力する。Ｉ制御器１９４Ａは、電圧飽和量ΔＶ’を積分することでｉｄ*比較部１９５に入力するもう１つのｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する。Ｉ制御器１９４Ａにおける弱め磁束制御の積分ゲインＫｆｗは、以下の（９）式で設定される。
　Ｋｆｗ＝ωｆｗ／（ωｅＬｄ）　　…（９）
　上記（９）式において、ωｆｗはＩ制御器１９４Ａをローパスフィルタとして見たときの遮断角周波数であり、Ｌｄはｄ軸インダクタンスである。また、ωｅは、前述したように、インバータ出力電圧の角周波数である。
　上記のように構成された励磁電流指令制御部１９Ａを用いれば、直流電圧値に対するインバータの出力電圧の割合を示す値である実変調率の平均値がある値で一定となるように電圧飽和量が制御される。これにより、電圧制限値に対し、フィードバックされる電圧指令が追従良く制御され、Ｉ制御器１９４Ａがワインドアップなどを起こさずに安定して動作する。
　また、実施の形態１における励磁電流指令制御部１９では、変調率補正後の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行うので、上記（６）式のように、積分ゲインＫｆｗの分母には変調率補正係数Ｋが必要であった。これに対し、実施の形態２における励磁電流指令制御部１９Ａでは、変調率補正前の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行うので、上記（９）式のように、変調率補正係数Ｋは不要となる。実施の形態１の励磁電流指令制御部１９のように、変調率補正係数Ｋを使用した積分ゲインとすると、逆に動作が不安定となる。従って、上記（９）式に示す積分ゲインＫｆｗを用いれば、変調率補正法と弱め磁束制御とを組み合わせた場合でも、過変調領域での動作を安定化することが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態２に係る電力変換装置は、交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータと、コンバータの出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続されるインバータと、インバータの動作を制御する制御装置とを備える。制御装置は、インバータに印加される直流電圧値に対するインバータに付与する電圧指令における電圧指令振幅の割合を示す指令変調率が１を超える場合には、インバータの出力電圧を線形に出力できるように電圧指令を補正し、直流電圧値によって定まる電圧制限値と電圧指令とから演算される電圧飽和量が発生した場合には弱め磁束制御を行う。即ち、実施の形態２に係る電力変換装置は、過変調領域での動作を安定化しつつ、インバータの出力電圧を線形に出力できるように変調率補正前の電圧指令を用いて弱め磁束制御を行う。
　実施の形態２において、制御装置は、直流電圧値及び変調率補正係数によって定まる電圧制限値と電圧指令とから演算される電圧飽和量に基づいて弱め磁束制御で用いる励磁電流指令を演算する。このように構成された制御装置によれば、弱め磁束制御において、直流電圧値に対するインバータの出力電圧の割合を示す値である実変調率の平均値がある値で一定となるように電圧飽和量が制御されるので、制御装置の動作を安定化することができる。
　弱め磁束制御のゲインは、制御装置の動作を安定化するための重要なパラメータである。実施の形態２のように、制御装置が変調率補正前の電圧指令から弱め磁束制御の励磁電流指令を決めるように構成されている場合には、当該弱め磁束制御のゲインは、変調率補正係数を含まずに設定されることが望ましい。このような着意で制御装置を構成すれば、制御装置の動作の安定化に寄与することができる。
実施の形態３．
　図１４は、実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１又は実施の形態２で説明した電力変換装置３００を備える。実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１４において、実施の形態１などと同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。
　冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１又は実施の形態２における電動機７を内蔵した圧縮機５０と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機５０の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構５２と、圧縮機構５２を動作させる電動機７とが設けられている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構５２は、可変速制御される電動機７によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構５２で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構５２に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構５２で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構５２に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクタ、３　コンバータ、５　コンデンサ、７　電動機、８　電圧検出部、９ａ，９ｂ　直流母線、１０，１０Ａ　制御装置、１１　運転制御部、１２，１２Ａ　インバータ制御部、１３，１３Ａ　電圧指令演算部、１４　電気角位相演算部、１５　空間ベクトル変調部、１６　ＰＷＭ信号生成部、１７　電流復元部、１８　座標変換部、１９，１９Ａ　励磁電流指令制御部、３０　インバータ、４０　電流検出部、５０　圧縮機、５２　圧縮機構、１３０，１３２，１３３，１９２　加減算器、１３１　速度制御器、１３４　ｄ軸電流制御器、１３５　ｑ軸電流制御器、１３６　周波数推定部、１３７，１４２，１４２Ａ，１９１，１９１Ａ　電圧指令振幅演算部、１３８　変調率補正係数演算部、１４０，１４０Ａ　指令変調率及び電圧位相演算部、１４１，１４１Ａ　指令変調率演算部、１４４，１４４Ａ　電圧位相演算部、１４６Ａ，１９６　指令変調率補正部、１９３　ＭＴＰＡ制御部、１９４，１９４Ａ　Ｉ制御器、１９５　ｉｄ*比較部、２０１　プロセッサ、２０２　メモリ、３００　電力変換装置、３１０　インバータ主回路、３１１～３１６　スイッチング素子、３２１～３２６　整流素子、３３１～３３３　出力線、３５０　駆動回路、４００　電動機駆動装置、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管、Ｄ１～Ｄ４　ダイオード。

Claims (9)

  1. 　負荷を駆動する電動機に交流電力を供給する電力変換装置であって、
    　交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータと、
    　前記コンバータの出力端に接続されるコンデンサと、
    　前記コンデンサの両端に接続されるインバータと、
    　前記インバータの動作を制御する制御装置と、
    　を備え、
    　前記インバータに印加される直流電圧値に対する前記インバータに付与する電圧指令における電圧指令振幅の割合を示す指令変調率が１を超える場合には、前記インバータの出力電圧を線形に出力できるように前記電圧指令を補正し、前記直流電圧値によって定まる電圧制限値と前記電圧指令とから演算される電圧飽和量が発生した場合には弱め磁束制御を行う
    　電力変換装置。
  2. 　前記制御装置は、前記直流電圧値によって定まる電圧制限値と前記電圧指令とから演算される電圧飽和量に基づいて弱め磁束制御で用いる励磁電流指令を演算し、前記弱め磁束制御では、前記直流電圧値に対する前記インバータの出力電圧の割合を示す値である実変調率の平均値がある値で一定となるように前記電圧飽和量を制御する
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電圧制限値は、変調率補正が行われない補正前の指令変調率を用いて演算される
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御装置が変調率補正後の電圧指令から弱め磁束制御の励磁電流指令を決めるように構成されている場合、前記弱め磁束制御のゲインは変調率補正係数を含んで設定される
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御装置は、前記直流電圧値及び変調率補正係数によって定まる電圧制限値と前記電圧指令とから演算される電圧飽和量に基づいて弱め磁束制御で用いる励磁電流指令を演算し、前記弱め磁束制御では、前記直流電圧値に対する前記インバータの出力電圧の割合を示す値である実変調率の平均値がある値で一定となるように前記電圧飽和量を制御する
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記電圧制限値は、変調率補正が行われた補正後の指令変調率を用いて演算される
    　請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御装置が変調率補正前の電圧指令から弱め磁束制御の励磁電流指令を決めるように構成されている場合、前記弱め磁束制御のゲインは変調率補正係数を含まずに設定される
    　請求項１、５又は６に記載の電力変換装置。
  8. 　請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換装置を備える電動機駆動装置。
  9. 　請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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