WO2022269662A1

WO2022269662A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2022269662A1
Application number: PCT/JP2021/023333
Authority: WO
Inventors: 秀太石川; 基豊田; 公洋松崎
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2021-06-21
Filing date: 2021-06-21
Publication date: 2022-12-29
Anticipated expiration: 2023-12-21
Also published as: CN117616683A; US20240283372A1; JPWO2022269662A1; EP4362305A1; EP4362305A4; JP7094469B1

Abstract

交流電源（１）に接続されて交流電源（１）からの入力電圧を整流する整流回路（４）と、整流回路（４）に接続され、直列接続された複数の半導体素子（５１、５２）から成る上レグおよび直列接続された複数の半導体素子（５３、５４）から成る下レグを有し、上レグおよび下レグは直列接続され、少なくとも下レグの複数の半導体素子（５３、５４）がスイッチング素子であるレグ回路（５）と、レグ回路（５）の半導体素子（５１－５４）に並列に接続されたバランス抵抗（６）と、上レグの半導体素子（５１、５２）の接続点と下レグの半導体素子（５３、５４）の接続点との間に接続された少なくとも１つの充放電コンデンサ（７）と、レグ回路（５）の出力に接続された平滑コンデンサ８と、交流電源（１）とレグ回路（５）との間に設けられた、電流制限抵抗（２１）を備える突入防止回路（２）と、を備える。

Description

電力変換装置

　本願は、電力変換装置に関するものである。

　高効率な電力変換器の回路方式として、充放電コンデンサの充放電を利用してマルチレベルの直流電力を出力する電力変換装置が知られている。マルチレベルコンバータは、非定常時に各半導体素子に印加される電圧が直流母線電圧の半分にならないことから、低耐圧の素子を適用することができないという問題があった。

　この問題に対して、入力側の直流電源と接続するリアクトルと、スイッチング素子と、スイッチング素子のオンオフにより充放電される充放電コンデンサと、充電放電経路を与えるダイオードと、各スイッチング素子、ダイオードと並列に接続されたバランス用抵抗と、出力電圧平滑用コンデンサとを備える電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献１）。

特開２０１４－３３５５３号公報

　特許文献１の電力変換装置では、停止中においては、過電圧が抑制できるが、電源投入時の初期充電において、半導体素子に過電圧が印加される課題がある。

　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、電源投入時の初期充電、動作中、停止中において過電圧を抑制できる電力変換装置の提供を目的とする。

　本願に開示される電力変換装置は、交流電源に接続されて交流電源からの入力電圧を整流する整流回路と、整流回路に接続され、直列接続された複数の半導体素子から成る上レグおよび直列接続された複数の半導体素子から成る下レグを有し、上レグおよび下レグは直列接続され、少なくとも下レグの複数の半導体素子がスイッチング素子であるレグ回路と、レグ回路の半導体素子に並列に接続されたバランス抵抗と、上レグの半導体素子の接続点と下レグの半導体素子の接続点との間に接続された少なくとも１つの充放電コンデンサと、レグ回路の出力に接続された平滑コンデンサと、交流電源とレグ回路との間に設けられた、電流制限抵抗を備える突入防止回路と、を備えるものである。

　本願に開示される電力変換装置によれば、電源投入時の初期充電、動作中、停止中において過電圧を抑制できる。

実施の形態１に係る電力変換装置の基本構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置の比較例の初期充電時の動作波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の比較例の初期充電時の動作波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の電流制限抵抗の変化に対する平滑コンデンサの初期充電時の電圧波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の平滑コンデンサの容量の変化に対する平滑コンデンサの初期充電時の電圧波形である。実施の形態１に係る電力変換装置のバランス抵抗の変化に対する平滑コンデンサの初期充電時の電圧波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の充放電コンデンサの容量の変化に対する平滑コンデンサの初期充電時の電圧波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である。実施の形態１に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する半導体スイッチング素子に印加される最大電圧をプロットしたグラフである。実施の形態２に係る電力変換装置の回路構成図である。実施の形態２に係る電力変換装置の別方式１の回路構成図である。実施の形態２に係る電力変換装置の別方式２の回路構成図である。実施の形態３に係る電力変換装置の回路構成図である。実施の形態３に係る電力変換装置の別方式の回路構成図である。実施の形態３に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である。実施の形態３に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である。実施の形態３に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である。実施の形態３に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である。実施の形態３に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する半導体スイッチング素子に印加される最大電圧をプロットしたグラフである。実施の形態４に係る電力変換装置の回路構成図である。実施の形態４に係る電力変換装置の３抵抗方式と４抵抗方式の充放電コンデンサの初期充電特性を比較した図である。実施の形態５に係る電力変換装置の回路構成図である。実施の形態５に係る電力変換装置の過電圧度合指標の変化に対する半導体スイッチング素子に印加される最大電圧をプロットしたグラフである。電力変換装置のコントローラのハードウェア構成例のブロック図である。

実施の形態１．
　実施の形態１は、単相交流電源からの入力電圧を整流する１アームのみのダイオード整流回路と、２個の半導体スイッチング素子が直列接続された上レグと下レグとを備えるレグ回路と、レグ回路の各半導体スイッチング素子に並列に接続されたバランス抵抗と、上レグの半導体スイッチング素子の接続点と下レグの半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された充放電コンデンサと、レグ回路の出力に接続された平滑コンデンサと、単相交流電源と１アームのみのダイオード整流回路間に電流制限抵抗を備える突入防止回路と、リアクトルを備える電力変換装置に関するものである。

　以下、実施の形態１に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の基本構成図である図１、電力変換装置の回路構成図である図２、比較例の初期充電時の動作波形である図３、図４、電流制限抵抗の変化に対する平滑コンデンサの初期充電時の電圧波形である図５、平滑コンデンサの容量の変化に対する平滑コンデンサの初期充電時の電圧波形である図６、バランス抵抗の変化に対する平滑コンデンサの初期充電時の電圧波形である図７、充放電コンデンサの容量の変化に対する平滑コンデンサの初期充電時の電圧波形である図８、過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である図９－図１２、および過電圧度合指標の変化に対する半導体スイッチング素子に印加される最大電圧をプロットしたグラフである図１３に基づいて説明する。

　実施の形態１の電力変換装置１００の構成を図２に基づいて説明する前に、実施の形態１および実施の形態２以降の電力変換装置にも共通する基本構成を図１に基づいて説明する。
　電力変換装置１０００は、交流電源１を入力とし、電流制限抵抗を備えた突入防止回路２、整流回路４、レグ回路５、バランス抵抗６、充放電コンデンサ７、平滑コンデンサ８を備え、出力には負荷１０が接続されている。
　ここで、整流回路４は交流電源１の交流を直流に変換する。レグ回路５は、半導体素子の直列回路からなる上レグおよび下レグを備える。
　バランス抵抗６は、レグ回路５の半導体素子に並列に接続されている。具体的な接続方法は、各実施の形態において説明する。充放電コンデンサ７は、上レグ内の半導体素子の接続点と下レグ内の半導体素子の接続点との間に少なくとも１つ接続されている。
　平滑コンデンサ８は、レグ回路５の出力に接続されており、この平滑コンデンサ８に負荷１０が接続されている。
　ここで半導体素子は半導体スイッチング素子とダイオードを含む。
　なお、突入防止回路２の設置位置については、交流電源１が三相交流電源の場合は、整流回路４の後に設置する構成とする。
　通常、電力変換装置では、入力側にリアクトルが設置され、レグ回路を駆動するためのコントローラが必要である。しかし、本願の目的である「電力変換器の電源投入時の初期充電、動作中、停止中において過電圧を抑制できる電力変換装置の提供する」とは、直接関係しないため、図１の基本構成では除いている。
　また、交流電源１および負荷１０は、電力変換装置１０００の構成要素ではないが、密接に関係するために、区別しないで説明している。

　次に、図２に示す電力変換装置１００の構成について説明する。
　電力変換装置１００は、単相交流電源１ａを入力とし、電流制限抵抗２１とスイッチ２２を備えた突入防止回路２、リアクトル３、ダイオード４１、４２を備えた１アームのみのダイオード整流回路４ａ、上レグに半導体スイッチング素子５１、５２の直列回路および下レグに半導体スイッチング素子５３、５４の直列回路を備えたレグ回路５ａ、抵抗６１、６２、６３、６４を備えたバランス抵抗６ａ、充放電コンデンサ７、平滑コンデンサ８を備え、出力には負荷１０が接続されている。さらに、電力変換装置１００は、レグ回路５ａを駆動するためのコントローラ９を備えている。
　図２に示したように２つのダイオード４１、４２で構成された１アームのみ（単相交流の１端のみ）の整流回路を、１アームのみのダイオード整流回路４ａと記載している。後の実施の形態で説明する単相交流に対しては４つのダイオードで構成するブリッジ整流回路４ｂと記載し、三相交流に対しては６つのダイオードで構成するブリッジ整流回路４ｃと記載して区別している。
　バランス抵抗については、まとめて総称していう場合はバランス抵抗６ａと記載し、個別でいう場合は、例えばバランス抵抗６１と記載する。

　１アームのみのダイオード整流回路４ａのダイオード４１のアノードとダイオード４２のカソードとの接続点がリアクトル３を介して単相交流電源１ａの一端に接続されている。レグ回路５ａの上レグと下レグの接続点が単相交流電源１ａの他端に接続されている。１アームのみのダイオード整流回路４ａのダイオード４１のカソードがレグ回路５ａの直流母線に正極側に接続され、ダイオード４２のアノードがレグ回路５ａの直流母線に負極側に接続されている。
　バランス抵抗６１～６４はそれぞれ半導体スイッチング素子５１～５４に並列に接続されている。充放電コンデンサ７は、半導体スイッチング素子５２、５３の直列回路に並列に、すなわちバランス抵抗６２、６３の直列回路に並列に接続されている。平滑コンデンサ８はレグ回路５ａの出力に接続されており、負荷１０がこの出力に接続されている。

　電流制限抵抗２１はＰＴＣ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）サーミスタおよびＮＴＣ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）サーミスタで代替できる。半導体スイッチング素子５１～５４はＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で記載しているが、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ－Ｇａｔｅ－Ｂｉｐｏｌａｒ－Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に置き換えることもできる。また、ＳｉＣおよびＧａＮといった新材料の半導体スイッチング素子で構成してもよい。

　電力変換装置１００では、初期充電動作時はスイッチ２２をＯＦＦとする。後で詳細を説明する初期充電動作が完了した時点で、スイッチ２２をＯＮとして、電流制限抵抗２１をバイパスする。その後、コントローラ９からの駆動信号で半導体スイッチング素子５１～５４を動作させる。

　コントローラ９からの駆動信号で半導体スイッチング素子５１～５４を適切にスイッチング制御することで、電源電流を正弦波状で且つ、電源力率をほぼ１にできる。さらに充放電コンデンサ７と平滑コンデンサ８を任意の電圧値に制御することができる。
　特に、充放電コンデンサ７の電圧値を平滑コンデンサ８の電圧値の１／２にすることで、３レベル出力にすることが可能である。３レベル出力にすることで、一般的な２レベルの電力変換器と比べて、リアクトル３のインタクタンス値を小さくすることでき、且つ半導体スイッチング素子５１～５４のスイッチング時の損失を減らすことができる。

　バランス抵抗６１、６２、６３、６４は、同じ抵抗値を適用すると過電圧抑制効果が高く、ここではバランス抵抗６１、６２、６３、６４の抵抗の平均値をＲｆとする。
　さらに電流制限抵抗２１の抵抗値をＲ０、充放電コンデンサ７の静電容量をＣｆ、平滑コンデンサ８の静電容量をＣ０とする。
　なお、以降の説明では、特に区別する必要がない限り、「バランス抵抗６１、６２、６３、６４の抵抗の平均値Ｒｆ」を「バランス抵抗の抵抗値Ｒｆ」と記載する。
　また、抵抗の単位はΩ、静電容量の単位はμＦで表して、計算する。

　ここで、図２に示す電力変換装置１００の通常時の動作について説明する。図２に示す電力変換装置１００では、交流電源１より出力される交流電圧が正および負に従って動作を切り替える。
　交流電源１より出力される交流電圧が正である場合には、上レグの半導体スイッチング素子５１、５２をオンオフさせる。これにより、電流が充放電コンデンサ７に流れ、充放電コンデンサ７を充電する経路、および放電する経路、ならびに、電流が充放電コンデンサ７に流れない経路を切り替える。この切り替えにより、交流電源１からの入力電圧を昇圧して平滑コンデンサ８側に出力する。
　また、交流電源１より出力される交流電圧が正である場合には、下レグの半導体スイッチング素子５３、５４をオンオフさせる。これにより、先に説明した経路の切り替えを行い、交流電源１からの入力電圧を昇圧して平滑コンデンサ８側に出力する。
　なお、通常時の動作は以上説明したものに限られない。

　次に、充放電コンデンサ７と平滑コンデンサ８の電源投入時の初期充電動作について、図３～図１３に基づいて説明する。
　最初に比較例の初期充電動作について説明する。回路定数は、電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０＝１０Ω、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆ＝１００ｋΩ、平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０＝１０００μＦ、充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆ＝１０μＦとした。

　電源投入時の初期充電動作波形を図３、図４に示す。時間０において電源投入したときの動作波形である。
　図３は全体波形であり、Ｆ３ａは交流電源１の電源電圧、Ｆ３ｂは平滑コンデンサ８の電圧（実線）と充放電コンデンサ７の電圧（点線）、Ｆ３ｃは半導体スイッチング素子５１の両端電圧、Ｆ３ｄは半導体スイッチング素子５４の両端電圧である。
　なお、図３のＦ３ａ、Ｆ３ｃ、Ｆ３ｄの実際の波形はもっと詰まって正弦波状であることが判別できないが、図３では波形をわかりやすくするために粗くしている。

　図４は拡大波形であり、電源投入直後の動作を拡大したものである。図３のＦ３ａ～Ｆ３ｄに対応している。具体的には、Ｆ４ａは交流電源１の電源電圧、Ｆ４ｂは平滑コンデンサ８の電圧（実線）と充放電コンデンサ７の電圧（点線）、Ｆ４ｃは半導体スイッチング素子５１の両端電圧、Ｆ４ｄは半導体スイッチング素子５４の両端電圧である。

　電源投入後、平滑コンデンサ８はすぐに充電されるが、充放電コンデンサ７はすぐには充電されない。平滑コンデンサ８と充放電コンデンサ７の差の電圧が半導体スイッチング素子５１および半導体スイッチング素子５４に印加される。
　電源投入動作時に印加される電圧がオーバーシュートしており、過電圧となる期間が発生する。このような状態が生じると、半導体スイッチング素子を低耐圧で構成することができず、高効率化、コスト低減の面で不利な構成となる。

　過電圧現象を解決するためには、平滑コンデンサ８の充電時間を遅くするか、充放電コンデンサ７の充電時間を早くして、電圧オーバーシュートを抑制していく必要がある。
　ここで、初期充電時の過電圧を抑制する方法について説明する。

　平滑コンデンサ８の充電スピードは、Ｒ０とＣ０の積である（１）式の係数Ｋ０で表すことができる。
　Ｋ０＝Ｒ０＊Ｃ０　　　　　　　（１）
　係数Ｋ０が大きくなると、充電時間が長くなり、係数Ｋ０が小さくなると充電時間が短くなる。電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０＝１０Ω（実線）、Ｒ０＝３０Ω（点線）、Ｒ０＝５０Ω（一点鎖線）としたときの平滑コンデンサ８の充電波形を比較したものを図５に示す。
　電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０以外の回路定数は３つの条件は同じ定数であり、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆ＝１００ｋΩ、平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０＝１０００μＦ、充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆ＝１０μＦとしている。
　電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０を大きくすれば、Ｋ０が大きくなるため、平滑コンデンサ８の充電時間が長くなっていることがわかる。

　また、平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０を大きくしても充電時間は遅くできる。平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０＝１０００ｕＦ（実線）、Ｃ０＝３０００ｕＦ（点線）、Ｃ０＝５０００ｕＦ（一点鎖線）としたときの平滑コンデンサ８の充電波形を比較したものを図６に示す。
　平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０以外の回路定数は３つの条件とも同じ定数であり、電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０＝１０Ω、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆ＝１００ｋΩ、充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆ＝１０μＦとしている。平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０を大きくしても、係数Ｋ０が大きくなるため、平滑コンデンサ８の充電時間が長くなっていることがわかる。

　係数Ｋ０が同じ値になれば、電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０および平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０の値が違っていても充電時間は同じなる。

　また充放電コンデンサ７の充電スピードは、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆと充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆの積である（２）式の係数Ｋｆで表すことができる。
　Ｋｆ＝Ｒｆ＊Ｃｆ　　　　　　　（２）
　係数Ｋｆが大きくなると、充電時間が長くなり、係数Ｋｆが小さくなると充電時間が短くなる。
　バランス抵抗の抵抗値Ｒｆ＝１０ｋΩ（実線）、Ｒｆ＝３０ｋΩ（点線）、Ｒｆ＝５０ｋΩ（一点鎖線）としたときの充放電コンデンサ７の充電波形を比較したものを図７に示す。
　バランス抵抗の抵抗値以外の回路定数は３つの条件とも同じ定数であり、電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０＝１０Ω、平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０＝１０００μＦ、充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆ＝１０μＦとしている。
　バランス抵抗の抵抗値Ｒｆを大きくすれば、係数Ｋｆが大きくなるため、充電時間が長くなっていることがわかる。
　なお、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆを小さくし過ぎると充電時間は短くなるが、バランス抵抗の損失が大きくなる点に留意する必要がある。

　また、充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆを大きくしても充電時間は遅くでき、充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆ＝１０ｕＦ、Ｃｆ＝３０ｕＦ、Ｃｆ＝５０ｕＦとしたときの充放電コンデンサ７の充電波形を比較したものを図８に示す。
　充放電コンデンサ７の静電容量以外の回路定数は３つの条件とも同じ定数であり、電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０＝１０Ω、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆ＝１０ｋΩ、平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０＝１０００μＦとしている。
　充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆを大きくしても、係数Ｋｆが大きくなるため、充電時間が長くなっていることがわかる。

　係数Ｋｆが同じ値であれば、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆおよび充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆの値が違っていても充電時間は同じなる。

　係数Ｋ０を大小させることで、平滑コンデンサ８の充電スピードをコントロールでき、係数Ｋｆを大小させることで、充放電コンデンサ７の充電スピードをコントロールできる。

　以上説明したように、本実施の形態１の電力変換装置１００の回路構成において、初期充電時に半導体スイッチング素子５１～５４に印加される過電圧を抑制するためには、係数Ｋｆを小さく、係数Ｋ０を大きくするのが効果的である。
　ここで、過電圧度合いの指標は、（３）式の係数Ｋｍで表すことができる。
　Ｋｍ＝Ｋｆ／Ｋ０　　　　　　　（３）
　過電圧度合いの指標である係数Ｋｍによって、平滑コンデンサ８と充放電コンデンサ７の充電時間のバランスを表現することができる。係数Ｋｍが小さいほど、充放電コンデンサ７の初期充電時のオーバーシュートを抑制できる。

　係数Ｋｍ＝１００（比較例）、Ｋｍ＝２０、Ｋｍ＝７．５、Ｋｍ＝３にしたときの平滑コンデンサ８、充放電コンデンサ７の充電特性を示したものを図９～図１２に示す。
　図９は係数Ｋｍ＝１００、図１０は係数Ｋｍ＝２０、図１１は係数Ｋｍ＝７．５、図１２は係数Ｋｍ＝３に対応する。
　図９～図１２において、Ｆ９ａ（Ｆ１０ａ、Ｆ１１ａ、Ｆ１２ａ）の実線は平滑コンデンサ８の電圧、点線は充放電コンデンサ７の電圧を表している。
　図９～図１２において、Ｆ９ｂ（Ｆ１０ｂ、Ｆ１１ｂ、Ｆ１２ｂ）は平滑コンデンサ８の電圧と充放電コンデンサ７の電圧の差の電圧を表している。この差の電圧が半導体スイッチング素子５１、５４に印加される。

　比較例の係数Ｋｍ＝１００では、３００Ｖを超えていた電圧が、係数Ｋｍを小さくすると、オーバーシュート電圧が抑制される結果が得られている。

　本実施の形態１の単相交流電源１ａの交流電圧のピーク値が３７４Ｖであるため、平滑コンデンサ８の電圧の収束値は３７４Ｖ、充放電コンデンサ７の電圧の収束値は１８７Ｖとなる。
　係数Ｋｍ＝２０の条件では、半導体スイッチング素子印加電圧のピーク値が２８０Ｖとなり、半導体スイッチング素子印加電圧のオーバーシュートが２８０／１８７＝１．５倍まで小さくなった。半導体スイッチング素子印加電圧のピーク値が抑えられており、実施の形態１の電力変換装置１００の効果が確認できる。

　さらに、係数Ｋｍ＝７．５まで小さくすることで、半導体スイッチング素子印加電圧のピーク値が２３４Ｖとなり、オーバーシュートは２３４／１８７＝１．２５倍まで小さくなり、さらに実施の形態１の電力変換装置１００の効果が確認できる。
　さらに、係数Ｋｍ＝３まで小さくすることで、ほぼ半導体スイッチング素子印加電圧のオーバーシュートは確認できなくなり、実施の形態１の電力変換装置１００の効果が最大限に発揮できる。

　以上の解析は、係数Ｋｍを小さくするため電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０を大きくすることで、平滑コンデンサ８の充電スピードを遅らせて、半導体スイッチング素子印加電圧のオーバーシュートを抑制した。
　しかし、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆを小さくして、充放電コンデンサ７の充電スピードを早めることでも、半導体スイッチング素子印加電圧のオーバーシュートを抑制できる。

　また、平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０および充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆを調整して充電時間を調整することも可能ではある。しかし、コンデンサ容量は変換器自体の動作に影響し、コンデンサは抵抗に比べて高価な部品であるため、抵抗に比較して選定の自由度は小さい。

　係数Ｋｍと半導体スイッチング素子印加電圧のピーク値をグラフ化すると図１３に示す関係が得られる。
　図１３において、横軸は係数Ｋｍであり、縦軸は半導体スイッチング素子両端最大電圧［Ｖ］である。
　係数Ｋｍが小さいほどピーク電圧は抑制できることは明らかである。

　バランス抵抗６１、６２、６３、６４は同じ抵抗値にするのが実施の形態１の電力変換装置１００の効果が大きくなる。しかし、バランス抵抗の抵抗値が１０％、２０％ばらついたとしてもその効果は十分得られる。

　実施の形態１の電力変換装置において、半導体スイッチング素子５１、５４が初期充電時に過電圧になることを抑制した。
　実施の形態１における電力変換装置１００において、初期充電時において過電圧を抑制できるようになり、半導体スイッチング素子をより低耐圧のもので構成できる。このため、コスト増加を抑え、高効率の半導体スイッチング素子を選択することができ、より高効率の電力変換器を構成することができる。

　以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置は、単相交流電源からの入力電圧を整流する１アームのみのダイオード整流回路と、２個の半導体スイッチング素子が直列接続された上レグと下レグとを備えるレグ回路と、レグ回路の各半導体スイッチング素子に並列に接続されたバランス抵抗と、上レグの半導体スイッチング素子の接続点と下レグの半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された充放電コンデンサと、レグ回路の出力に接続された平滑コンデンサと、単相交流電源と１アームのみのダイオード整流回路間に電流制限抵抗を備える突入防止回路と、リアクトルを備えるものである。
　したがって、実施の形態１の電力変換装置は、電源投入時の初期充電、動作中、停止中において過電圧を抑制できる。

実施の形態２．
　実施の形態２の電力変換装置は、１アームのみのダイオード整流回路の代わりにブリッジ整流回路を備える構成としたものである。

　実施の形態２に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の構成図である図１４、および別方式の回路構成図である図１５、図１６に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
　実施の形態２の図１４～図１６において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　なお、実施の形態１と区別するために、電力変換装置２００、２０１、２０２としている。

　実施の形態２と実施の形態１との差異は、２つのダイオードを備えた１アームのみのダイオード整流回路４ａを４つのダイオードを備えたブリッジ整流回路４ｂに変更したことである。ブリッジ整流回路４ｂを用いることで交流から直流へ変換している。このため、単相交流電源１ａ、ブリッジ整流回路４ｂ、およびレグ回路５ａ間の接続が変更になっている。

　電力変換装置２００は、単相交流電源１ａを入力とし、電流制限抵抗２１とスイッチ２２を備えた突入防止回路２、リアクトル３、ブリッジ整流回路４ｂ、上レグに半導体スイッチング素子５１、５２の直列回路および下レグに半導体スイッチング素子５３、５４の直列回路を備えたレグ回路５ａ、抵抗６１、６２、６３、６４を備えたバランス抵抗６ａ、充放電コンデンサ７、平滑コンデンサ８を備え、出力には負荷１０が接続されている。さらに、電力変換装置２００は、レグ回路５ａを駆動するためのコントローラ９を備えている。

　ブリッジ整流回路４ｂの入力には、リアクトル３を介して単相交流電源１ａが接続されている。ブリッジ整流回路４ｂの出力は、レグ回路５ａの半導体スイッチング素子５３、５４の直列回路で構成された下レグに並列に接続されている。
　レグ回路５ａとバランス抵抗６１～６４、充放電コンデンサ７、および平滑コンデンサ８の接続は、実施の形態１と同じであるため、説明は省略する。

　実施の形態２の図１４の構成においても、平滑コンデンサ８と充放電コンデンサ７の充電特性は実施の形態１と同様な特性となるため、実施の形態１で説明した機能、動作が適用できる。

　また図１４の回路構成の変形したものとして、図１５および図１６に示す回路方式においても、実施の形態２の電力変換装置２００の機能、動作と同様である。
　電力変換装置２０１は、図１５に示すように、半導体スイッチング素子５１、５２をダイオード５１ａ、５２ａに置き換えた構成である。
　実施の形態２では、ブリッジ整流回路４ｂを用いたことで、半導体スイッチング素子５１、５２は半導体スイッチング素子でなくても、図１４の電力変換装置２００と同様の動作が可能である。
　半導体スイッチング素子５１、５２で構成するよりも、ダイオード５１ａ、５２ａで構成した方が、より低コストで構成できる利点がある。

　また、電力変換装置２０２は、図１６に示すように突入防止回路２とリアクトル３をブリッジ整流回路４ｂの出力側に移動させたものである。このような回路方式としても、電力変換装置２００、２０１と機能、動作は変わらない。

　実施の形態２の電力変換装置２００において、半導体スイッチング素子５１（ダイオード５１ａ）、半導体スイッチング素子５４が初期充電時に過電圧になることを抑制できる。
　実施の形態２の電力変換装置２００において、初期充電時において過電圧を抑制できるようになり、半導体スイッチング素子をより低耐圧のもので構成できる。このため、コスト増加を抑え、高効率の素子を選択することができ、より高効率の電力変換器を構成することができる。

　以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置は、１アームのみのダイオード整流回路の代わりにブリッジ整流回路を備える構成としたものである。
　したがって、実施の形態２の電力変換装置は、電源投入時の初期充電、動作中、停止中において過電圧を抑制できる。

実施の形態３．
　実施の形態３の電力変換装置は、交流電源として三相交流電源を用いたものである。

　実施の形態３に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の回路構成図である図１７、別方式の回路構成図である図１８、過電圧度合指標の変化に対する初期充電時の動作波形である図１９～図２２、および過電圧度合指標の変化に対する半導体スイッチング素子に印加される最大電圧をプロットしたグラフである図２３に基づいて、実施の形態１、２との差異を中心に説明する。
　実施の形態３の図１７、図１８において、実施の形態１、２と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　なお、実施の形態１、２と区別するために、電力変換装置３００、３０１としている。

　実施の形態３と実施の形態２との差異は、単相交流電源を三相交流電源に変更したことである。６つのダイオードを備えるブリッジ整流回路４ｃを用いることで三相交流から直流へ変換している。このため、三相交流電源１ｂ、突入防止回路２、リアクトル３、ブリッジ整流回路４ｃ、およびレグ回路５ａの接続が変更になっている。

　電力変換装置３００は、三相交流電源１ｂを入力とし、ブリッジ整流回路４ｃ、電流制限抵抗２１とスイッチ２２を備えた突入防止回路２、リアクトル３、上レグに半導体スイッチング素子５１、５２の直列回路および下レグに半導体スイッチング素子５３、５４の直列回路を備えたレグ回路５ａ、抵抗６１、６２、６３、６４を備えたバランス抵抗６ａ、充放電コンデンサ７、平滑コンデンサ８を備え、出力には負荷１０が接続されている。さらに、電力変換装置３００は、レグ回路５ａを駆動するためのコントローラ９を備えている。

　三相交流電源１ｂの三相交流はブリッジ整流回路４ｃで直流に変換され、突入防止回路２およびリアクトル３を介して、レグ回路５ａの半導体スイッチング素子５３、５４の直列回路で構成された下レグに並列に接続されている。
　レグ回路５ａとバランス抵抗６１～６４、充放電コンデンサ７、および平滑コンデンサ８の接続は、実施の形態１、２と同じであるため、説明は省略する。

　図１８は、電力変換装置３００の別方式である電力変換装置３０１の回路構成を示している。実施の形態２で説明したようにブリッジ整流回路４ｃを用いて交流を直流に変換しているため、レグ回路５ａの上レグの半導体スイッチング素子５１、５１をダイオード５１ａ、５２ａに変更することができる。レグ回路５ｂとしても、電力変換装置３０１の機能、動作は、電力変換装置３００と同じである。

　実施の形態３では、電源が単相交流電源から三相交流電源に変わっているため、平滑コンデンサ８および充放電コンデンサ７の充電スピードが異なる。
　三相交流電源になると、ブリッジ整流回路４ｃの出口の直流電圧が、単相交流電源に比べて平均値が大きくなる。このため、平滑コンデンサ８の充電時間が早くなる。従って実施の形態１、実施の形態２と比較して、有効な係数Ｋｍの値が変わってくる。

　係数Ｋｍ＝１００（比較例）、Ｋｍ＝１０、Ｋｍ＝３．７、Ｋｍ＝１．５にしたときの平滑コンデンサ８、充放電コンデンサ７の充電特性を示したものを図１９～図２２に示す。

　図１９は係数Ｋｍ＝１００、図２０は係数Ｋｍ＝１０、図２１は係数Ｋｍ＝３．７、図２２は係数Ｋｍ＝１．５に対応する。
　図１９～図２２において、Ｆ１９ａ（Ｆ２０ａ、Ｆ２１ａ、Ｆ２２ａ）の実線は平滑コンデンサ８の電圧、点線は充放電コンデンサ７の電圧を表している。
　図１９～図２２において、Ｆ１９ｂ（Ｆ２０ｂ、Ｆ２１ｂ、Ｆ２２ｂ）は平滑コンデンサ８の電圧と充放電コンデンサ７の電圧の差の電圧を表している。この差の電圧が半導体スイッチング素子５１（ダイオード５１ａ）、半導体スイッチング素子５４に印加される。

　実施の形態３の三相交流電源の交流電圧のピーク値が３７４Ｖであるため、平滑コンデンサ８の電圧の収束値は３７４Ｖ、充放電コンデンサ７の電圧の収束値は１８７Ｖとなる。
　係数Ｋｍ＝１０の条件では、充放電コンデンサ７の電圧のピーク値が２８０Ｖとなり、半導体スイッチング素子印加電圧のオーバーシュートが２８０／１８７＝１．５倍まで小さくなっている。半導体スイッチング素子印加電圧のピーク値が抑えられており、実施の形態３の電力変換装置３００の効果が確認できる。

　さらに、係数Ｋｍ＝３．７まで小さくすることで、半導体スイッチング素子印加電圧のピーク値が２３４Ｖとなり、電圧のオーバーシュートは２３４／１８７＝１．２５倍と小さくなり、さらに実施の形態３の電力変換装置３００の効果が確認できる。
　さらに、係数Ｋｍ＝１．５まで小さくすることで、ほぼ半導体スイッチング素子印加電圧のオーバーシュートは確認できなくなり、実施の形態３の電力変換装置３００の効果が最大限に発揮できる。

　係数Ｋｍと半導体スイッチング素子印加電圧のピーク値をグラフ化すると図２３に示す関係が得られる。
　図２３において、横軸は係数Ｋｍであり、縦軸は半導体スイッチング素子両端最大電圧［Ｖ］である。
　係数Ｋｍが小さいほどピーク電圧は抑制できることは明らかである。実施の形態１と比較して、係数Ｋｍを１／２にすると、実施の形態１と同様な効果が得られることがわかる。

　実施の形態３の電力変換装置において、半導体スイッチング素子５１（ダイオード５１ａ）、半導体スイッチング素子５４が初期充電時に過電圧になることを抑制した。
　実施の形態３における電力変換装置３００において、初期充電時において過電圧を抑制できるようになり、半導体スイッチング素子をより低耐圧のもので構成できる。このためコスト増加を抑え、高効率の素子を選択することができ、より高効率の電力変換器を構成することができる。

　以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置は、交流電源として三相交流電源を用いたものである。
　したがって、実施の形態３の電力変換装置は、電源投入時の初期充電、動作中、停止中において過電圧を抑制できる。

実施の形態４．
　実施の形態４の電力変換装置は、バランス抵抗を３抵抗方式に変更したものである。

　実施の形態４に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の回路構成図である図２４、および電力変換装置の３抵抗方式と４抵抗方式の充放電コンデンサの初期充電特性を比較した図である図２５に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
　実施の形態４の図２４において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　なお、実施の形態１と区別するために、電力変換装置４００としている。

　実施の形態４においては、実施の形態１との差異は、バランス抵抗を４抵抗方式から３抵抗方式に変更したことである。具体的には、４個のバランス抵抗６１～６４から３個のバランス抵抗６１、６４、６５に変更した。

　電力変換装置４００は、単相交流電源１ａを入力とし、電流制限抵抗２１とスイッチ２２を備えた突入防止回路２、リアクトル３、１アームのみのダイオード整流回路４ａ、上レグに半導体スイッチング素子５１、５２の直列回路および下レグに半導体スイッチング素子５３、５４の直列回路を備えたレグ回路５ａ、バランス抵抗６１、６４、６５を備えたバランス抵抗６ｂ、充放電コンデンサ７、平滑コンデンサ８を備え、出力には負荷１０が接続されている。さらに、電力変換装置４００は、レグ回路５ａを駆動するためのコントローラ９を備えている。

　レグ回路５ａ、バランス抵抗６ｂ、充放電コンデンサ７との接続について説明する。
　半導体スイッチング素子５１に並列にバランス抵抗６１が接続され、半導体スイッチング素子５４に並列にバランス抵抗６４が接続されている。半導体スイッチング素子５２、５３の直列回路に並列にバランス抵抗６５が接続されている。
　充放電コンデンサ７は、半導体スイッチング素子５２、５３の直列回路およびバランス抵抗６５に並列に接続されている。
　単相交流電源１ａ、突入防止回路２、リアクトル３、１アームのみのダイオード整流回路４ａ、レグ回路５ａの接続は、実施の形態１と同じであるため、説明は省略する。
　なお、バランス抵抗６１、６４とバランス抵抗６５を区別する必要がある場合は、バランス抵抗６１、６４を個別バランス抵抗と記載し、バランス抵抗６５を共通バランス抵抗と記載する。

　バランス抵抗を３抵抗方式に変更した実施の形態４の電力変換装置４００においても、係数Ｋｍを小さく設定すれば、半導体スイッチング素子印加電圧のオーバーシュートを抑制できる。

　バランス抵抗６１、６４とバランス抵抗６５の値の関係によって、充放電コンデンサ７の電圧と平滑コンデンサ８電圧との差異は変化する。
　バランス抵抗６１、６４の値に対して、バランス抵抗６５の値を２倍に設定すれば、充放電コンデンサ７の電圧は平滑コンデンサ８の電圧の１／２になると推察される。

　電流制限抵抗の抵抗値Ｒ０＝１０Ω、バランス抵抗の抵抗値Ｒｆ＝１０ｋΩ、充放電コンデンサ７の静電容量Ｃｆ＝１０ｕＦ、平滑コンデンサ８の静電容量Ｃ０＝１０００μＦと設定し、充放電コンデンサ７の電圧の収束値を調査した結果を図２５に示す。
　図２５において、実線は４抵抗方式に対応し、点線は３抵抗方式に対応している。
　バランス抵抗が４抵抗方式の場合１８７Ｖだった充放電コンデンサ７の電圧の収束値が、３抵抗方式の場合は２１０Ｖまで上昇している。これは、交流電源側から充放電コンデンサ７に充電することが影響している。なお、図２５の４抵抗方式の曲線（実線）は図８の１０μＦ（実線）の曲線と同一である。

　充放電コンデンサ７の電圧を平滑コンデンサの１／２にしたい場合は、バランス抵抗６５の値をバランス抵抗６１、６４に対して約１．５倍に設定すれば、充放電コンデンサ７の電圧は平滑コンデンサ８の電圧の１／２になる。
　ただし、このように設定した場合、交流電源側がブレーカーなどによって遮断された場合は、充放電コンデンサ７の電圧は平滑コンデンサ８の電圧の１／２にならない問題が生じる。

　したがって、電源投入時および電源遮断時の両方の条件を考慮する必要な用途には、実施の形態１から実施の形態３までのように、バランス抵抗を４つ使用する４抵抗方式にした方が、過電圧を抑制する効果は高くなる。

　実施の形態２、３の電力変換装置の構成においても、バランス抵抗を４抵抗方式から３に３抵抗方式に変更することができる。
　実施の形態３で三相交流電源を適用した場合は、充放電コンデンサ７の電圧を平滑コンデンサ８の電圧の１／２にしたい場合は、バランス抵抗６５の値をバランス抵抗６１、６４に対して約１．１倍に設定すれば、充放電コンデンサ７の電圧は平滑コンデンサ８の電圧の１／２になる。

　実施の形態４の電力変換装置４００は、バランス抵抗６１、６４に対して、バランス抵抗６５の値を２倍にすることで、４抵抗方式の実施の形態１の電力変換装置に比較して、半導体スイッチング素子５１、５４にかかるピーク電圧の低減効果は小さくなるが、ピーク電圧は抑えることができる。このため、半導体スイッチング素子５１、５４が初期充電時に過電圧になることを抑制できる。

　実施の形態４の電力変換装置４００は、初期充電時に過電圧を抑制できるようになり、半導体スイッチング素子をより低耐圧のもので構成できる。このため、コスト増加を抑え、高効率の素子を選択することができ、より高効率の電力変換器を構成することができる。
　さらに実施の形態４の電力変換装置４００ではバランス抵抗の個数を３個で構成できるため、より低コストで電力変換装置を構成することができる。

　以上説明したように、実施の形態４の電力変換装置は、バランス抵抗を３抵抗方式に変更したものである。
　したがって、実施の形態４の電力変換装置は、電源投入時の初期充電、動作中、停止中において過電圧を抑制できる。

実施の形態５．
　実施の形態５の電力変換装置は、レグ回路において、上レグ、下レグの半導体スイッチング素子を３直列としたものである。

　実施の形態５に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の構成図である図２６、および過電圧度合指標の変化に対する半導体スイッチング素子に印加される最大電圧をプロットしたグラフである図２７に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
　実施の形態５の図２６において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　なお、実施の形態１と区別するために、電力変換装置５００としている。

　実施の形態５においては、実施の形態１との差異は、レグ回路５ｃの上レグ、下レグの直列半導体スイッチング数をそれぞれ３個としたものである。この構成の変更に伴い、バランス抵抗および充放電コンデンサの数も増やしている。

　電力変換装置５００は、単相交流電源１ａを入力とし、電流制限抵抗２１とスイッチ２２を備えた突入防止回路２、リアクトル３、１アームのみのダイオード整流回路４ａ、上レグに半導体スイッチング素子５６、５１、５２の直列回路および下レグに半導体スイッチング素子５３、５４、５７の直列回路を備えたレグ回路５ｃ、抵抗６６、６１、６２、６３、６４、６７を備えたバランス抵抗６ｃ、充放電コンデンサ７、７ａ、平滑コンデンサ８を備え、出力には負荷１０が接続されている。さらに、電力変換装置５００は、レグ回路５ｃを駆動するためのコントローラ９を備えている。

　レグ回路５ｃ、バランス抵抗６ｃ、充放電コンデンサ７、７ａとの接続について説明する。
　上レグについては、半導体スイッチング素子５６、５１、５２のそれぞれに、バランス抵抗６６、６１、６２が並列に接続されている。下レグについては、半導体スイッチング素子５３、５４、５７のそれぞれに、バランス抵抗６３、６４、６７が並列に接続されている。
　充放電コンデンサ７は、半導体スイッチング素子５２、５３の直列回路に、すなわちバランス抵抗６２、６３の直列回路に並列に接続されている。
　充放電コンデンサ７ａは、半導体スイッチング素子５１、５２、５３、５４の直列回路に、すなわちバランス抵抗６１、６２、６３、６４の直列回路に並列に接続されている。
　単相交流電源１ａ、突入防止回路２、リアクトル３、１アームのみのダイオード整流回路４ａ、レグ回路５ｃの接続は、基本的に実施の形態１と同じであるため説明は省略する。

　実施の形態５の電力変換装置５００では、平滑コンデンサ８と充放電コンデンサ７、７ａの充電時間のバランスが崩れたときに、半導体スイッチング素子に過電圧が印加される。　バランスが崩れたとき、特に過電圧が印加されやすい半導体スイッチング素子は、上レグの一番上の半導体スイッチング素子５６と下レグの一番下の半導体スイッチング素子５７である。半導体スイッチング素子５６、５７には、平滑コンデンサ８と充放電コンデンサ７ａの差の電圧が印加される。この電圧のオーバーシュートを抑える必要がある。

　バランス抵抗６６、６１、６２、６３、６４、６７は、同じ抵抗値を適用すると過電圧抑制効果が高く、ここではバランス抵抗６６、６１、６２、６３、６４、６７の抵抗の平均値をＲｆとする。
　充放電コンデンサ７、充放電コンデンサ７ａの静電容量を別々の値に設定することも可能であるが、ここでは同値とし、Ｃｆとする。さらに電流制限抵抗２１の抵抗値をＲ０、平滑コンデンサの静電容量をＣ０とする。

　実施の形態１と同じ手法で、係数Ｋｆ、Ｋ０、Ｋｍを定義することができる。
　過電圧度合いの指標である係数Ｋｍと半導体スイッチング素子５６、５７に印加される最大電圧についてプロットしたグラフを図２７に示す。
　図２７において、横軸は係数Ｋｍであり、縦軸は半導体スイッチング素子両端最大電圧［Ｖ］である。
　図２７において、実線は実施の形態５の電力変換装置５００の上レグ、下レグ各半導体スイッチング素子３直列の場合である。点線は実施の形態１の電力変換装置１００の上レグ、下レグ各半導体スイッチング素子２直列の場合である。

　係数Ｋｍ＝３くらいまでは同様な値となるが、半導体スイッチング素子３直列の場合は、スイッチング素子に印加される電圧は平滑コンデンサ８の電圧の１／３になるため、さらに係数Ｋｍを下げていくと、電圧のオーバーシュートは抑えられていく。

　以上、実施の形態１の図１の回路構成を上レグ、下レグを半導体スイッチング素子３直列にした場合について説明した。実施の形態２、３の回路構成である図１４～図１６、図１７、図１８の回路構成についても半導体スイッチング素子３直列にすることもできる。
　なお、整流回路４にブリッジ整流回路４ｂまたは４ｃを使用した場合は、実施の形態２の電力変換装置２０１（図１５）、２０２（図１６）、実施の形態３の電力変換装置３０１（図１８）のように上レグの半導体スイッチング素子をダイオードに変更することができる。

　実施の形態４のようにバランス抵抗を減らした場合でも、半導体スイッチング素子の直列数を増やすことができる。この場合、図２６において、バランス抵抗６２、６３を１個のバランス抵抗に置き換えることでバランス抵抗の数が５個に削減できる。

　また、実施の形態５では上レグ、下レグの半導体スイッチング素子を３直列にした場合について説明したが、上レグ、下レグの半導体スイッチング素子を４直列、５直列にすることもできる。

　実施の形態５の電力変換装置５００において、上レグ、下レグの半導体スイッチング素子の直列数を増やした場合においても、初期充電時に半導体スイッチング素子に過電圧が印加されることを抑制した。
　実施の形態５における電力変換装置５００において、初期充電時において過電圧を抑制できるようになり、半導体スイッチング素子をより低耐圧のもので構成できる。このため、コスト増加を抑え、高効率の半導体スイッチング素子を選択することができ、より高効率の電力変換装置を構成することができる。

　　以上説明したように、実施の形態５の電力変換装置は、レグ回路において、上レグ、下レグの半導体スイッチング素子を３直列としたものである。
　したがって、実施の形態５の電力変換装置は、電源投入時の初期充電、動作中、停止中において過電圧を抑制できる。

　ここで、電力変換装置のコントローラ９のハードウェアの一例を図２８に示す。図２８に示すようにプロセッサ２０００と記憶装置２００１から構成される。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを備える。
　また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を備えてもよい。プロセッサ２０００は、記憶装置２００１から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ２０００にプログラムが入力される。また、プロセッサ２０００は、演算結果等のデータを記憶装置２００１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。

　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるものではなく、単独で、または様々な組合せで実施の形態に適用可能である。
　従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組合せる場合が含まれるものとする。

１　交流電源、１ａ　単相交流電源、１ｂ　三相交流電源、２　突入防止回路、２１　電流制限抵抗、２２　スイッチ、３　リアクトル、４　整流回路、４ａ　１アームのみのダイオード整流回路、４ｂ，４ｃ　ブリッジ整流回路、４１，４２　ダイオード、５，５ａ，５ｂ，５ｃ　レグ回路、５１，５２，５３，５４，５６，５７　半導体スイッチング素子、５１ａ，５２ａ　ダイオード、６，６ａ，６ｂ，６ｃ　バランス抵抗、６１，６２，６３，６４，６５，６６，６７　バランス抵抗、７，７ａ　充放電コンデンサ、８　平滑コンデンサ、９　コントローラ、１０　負荷、１００，２００，２０１，２０２，３００，３０１，４００，５００，１０００　電力変換装置、２０００　プロセッサ、２００１　記憶装置。

Claims

交流電源に接続されて前記交流電源からの入力電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路に接続され、直列接続された複数の半導体素子から成る上レグおよび直列接続された複数の半導体素子から成る下レグを有し、前記上レグおよび前記下レグは直列接続され、少なくとも前記下レグの複数の前記半導体素子がスイッチング素子であるレグ回路と、
前記レグ回路の前記半導体素子に並列に接続されたバランス抵抗と、
前記上レグの前記半導体素子の接続点と前記下レグの前記半導体素子の接続点との間に接続された少なくとも１つの充放電コンデンサと、
前記レグ回路の出力に接続された平滑コンデンサと、
前記交流電源と前記レグ回路との間に設けられた、電流制限抵抗を備える突入防止回路と、
を備える電力変換装置。
前記交流電源は、単相交流電源であり、
前記整流回路は、１アームのみのダイオード整流回路であり、
前記バランス抵抗は、前記レグ回路の各前記半導体素子に並列に接続されている、
請求項１に記載の電力変換装置。
前記交流電源は、単相交流電源であり、
前記整流回路は、ブリッジ整流回路であり、
前記バランス抵抗は、前記レグ回路の各前記半導体素子に並列に接続されている、
請求項１に記載の電力変換装置。
前記交流電源は、単相交流電源であり、
前記整流回路は、１アームのみのダイオード整流回路であり、
前記バランス抵抗は、前記上レグの最下部の前記半導体素子と前記下レグの最上部の前記半導体素子に並列に接続された１つの共通バランス抵抗と、
前記共通バランス抵抗が接続された前記半導体素子以外の前記上レグの各前記半導体素子および前記下レグの各前記半導体素子に並列に接続された個別バランス抵抗とから成る、請求項１に記載の電力変換装置。
前記交流電源は、単相交流電源であり、
前記整流回路は、ブリッジ整流回路であり、
前記バランス抵抗は、前記上レグの最下部の前記半導体素子と前記下レグの最上部の前記半導体素子に並列に接続された１つの共通バランス抵抗と、
前記共通バランス抵抗が接続された前記半導体素子以外の前記上レグの各前記半導体素子および前記下レグの各前記半導体素子に並列に接続された個別バランス抵抗とから成る、請求項１に記載の電力変換装置。
前記交流電源は、三相交流電源であり、
前記整流回路は、ブリッジ整流回路であり、
前記バランス抵抗は、前記レグ回路の各前記半導体素子に並列に接続されている、
請求項１に記載の電力変換装置。
前記交流電源は、三相交流電源であり、
前記整流回路は、ブリッジ整流回路であり、
前記バランス抵抗は、前記上レグの最下部の前記半導体素子と前記下レグの最上部の前記半導体素子に並列に接続された１つの共通バランス抵抗と、
前記共通バランス抵抗が接続された前記半導体素子以外の前記上レグの各前記半導体素子および前記下レグの各前記半導体素子に並列に接続された個別バランス抵抗とから成る、請求項１に記載の電力変換装置。
前記バランス抵抗の抵抗値の平均値と前記充放電コンデンサの容量値の積は、前記電流制限抵抗の抵抗値と前記平滑コンデンサの容量値の積の２０倍以下の定数に設定されている請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
前記バランス抵抗の抵抗値の平均値と前記充放電コンデンサの容量値の積は、前記電流制限抵抗の抵抗値と前記平滑コンデンサの容量値の積の１０倍以下の定数に設定されている請求項６に記載の電力変換装置。
前記交流電源は、単相交流電源であり、
前記整流回路は、２つのダイオードが直列接続されたダイオード整流回路であり、
前記単相交流電源の一端が前記２つのダイオードの接続点に接続され、
前記単相交流電源の他端が前記レグ回路の前記上レグと前記下レグとの接続点に接続されている、
請求項１に記載の電力変換装置。